CN115079757A - 具有快速负载调节的线性稳压器及其方法 - Google Patents

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Abstract

一种线性稳压器以及一种稳压方法，该线性稳压器包括：误差放大器，经配置以接收输出节点处的输出电压及参考节点处的参考电压，并输出第一控制电压；第一PMOS晶体管，经配置以从电源节点接收输入电压，并根据第一控制电压将第一输出电流输出至输出节点；AC耦合电容，经配置以将输出电压耦合至AC耦合电压；高速放大器，经配置以接收AC耦合电压，并输出第二控制电压；第二PMOS晶体管，经配置接收输入电压并根据第二控制电压将第二输出电流输出至输出节点；以及负载，经配置以从输出节点抽取负载电流。

Description

具有快速负载调节的线性稳压器及其方法
相关申请案
本发明是主张美国专利申请案第17/249,691号(申请日：2021年03月10日)的国际优先权，该申请案的完整内容纳入为本发明专利说明书的一部分以供参照。
技术领域
本发明总体上涉及一种线性稳压器，更具体地，涉及一种具有快速负载调节的稳压器及相关方法。
背景技术
众所周知，线性稳压器从电源接收输入电压，并根据参考电压将输出电压输出到负载，在不论负载大小的情况下，使得输出电压均能维持在与参考电压近乎相等的大小。如图1所示，图1为现有的线性稳压器100的示意图。线性稳压器100包括：误差放大器111，经配置以接收(在输出节点101处的)输出电压Vout及(在参考节点102处)的参考电压Vref，并输出控制电压Vctl；P型通道金属氧化物半导体(p-channel metal oxide semiconductor,PMOS)晶体管，经配置以从电源节点103接收输入电压Vsup，并根据控制电压Vctl将第一输出电流Iout输出至输出节点101；以及负载120，经配置以从输出节点101抽取负载电流Iload。
在一个实施例中，线性稳压器100还包括经配置以将输出节点101与接地端短路的短路电容113。线性稳压器100，如图1所示，在现有技术中是众所周知的，因此这里不再详细描述。线性稳压器100的目的是利用误差放大器111与PMOS晶体管112形成的负反馈控制回路，以闭环方式控制输出电流Iout与负载电流Iload匹配，无论负载电流Iload是多少，都可以使得输出电压Vout保持稳定并与参考电压Vref大致相同。此处，误差放大器111作为控制器，而PMOS晶体管112作为由控制器控制的输出装置。实际上，输出电压Vout将随着负载电流Iload而偏离参考电压Vref。负载电流Iload的大幅骤增(降)通常会导致输出电压Vout的大幅骤降(增)。这是因为负反馈控制回路容易不稳定，且无法设计成具有足够宽的带宽来及时增加(减少)输出电流Iout，以匹配负载电流Iload的增加(减少)，导致存储在并联电容113中的电荷瞬间产生变化，且因此导致输出电压Vout瞬间产生变化。
因此，亟需一种具有快速负载调节的线性稳压器，使得负载电流大幅骤变时不会引起输出电压的大幅骤变。
发明内容
在一个实施例中，线性稳压器包括：误差放大器，经配置以接收输出节点处的输出电压及参考节点处的参考电压，并输出第一控制电压；一第一P型通道金属氧化物半导体(p-channel metal oxide semiconductor,PMOS)晶体管，经配置以从一电源节点接收一输入电压，并根据该第一控制电压将一第一输出电流输出至该输出节点；一交流(alternatecurrent,AC)耦合电容，经配置以将该输出电压耦合至一AC耦合电压；一非反相放大器，经配置以接收该AC耦合电压，并输出一第二控制电压；第二PMOS晶体管，经配置以接收输入电压并根据第二控制电压将第二输出电流输出至输出节点；以及负载，经配置以从输出节点抽取负载电流。
在一个实施例中，一种稳压方法包括：接收输入电压及参考电压；结合一负载，其经配置以从一输出节点抽取一负载电流；使用一误差放大器根据该参考电压及该输出节点处的一输出电压之间的差值产生一第一控制电压；使用一第一P型通道金属氧化物半导体(p-channel metal oxide semiconductor,PMOS)晶体管根据该第一控制电压将该输入电压转换为提供给该输出节点的一第一输出电流；使用一交流(alternate current,AC)耦合电容将该输出电压耦合至一AC耦合电压；使用一非反相放大器将该AC耦合电压放大为一第二控制电压；以及使用一第二PMOS晶体管根据该第二控制电压将该输入电压转换为提供给该输出节点的一第二输出电流。
附图说明
图1示出了现有的线性稳压器的示意图。
图2A示出了根据本发明实施例的线性稳压器的示意图。
图2B示出了根据本发明实施例的误差放大器的示意图。
图2C示出了根据本发明实施例的非反相放大器的示意图。
图3示出了图2A的线性稳压器的模拟结果。
图4示出了根据本发明实施例的电压调节方法的流程图。
符号说明
100、200：线性稳压器
101、201：输出节点
102、202：参考节点
103、203：电源节点
111、211：误差放大器
112、212：PMOS晶体管
113、213：短路电容
120、230：负载
221：非反相放大器
222：第二PMOS晶体管
223：AC耦合电容
400：流程图
410、420、430、440、450、460、470：步骤
211a、211b、211c、221a、221d：NMOS晶体管
211d、211e、221b、221e：PMOS晶体管
211f：电阻
211g：电容
221_1：输入级
221_2：输出级
221c：自偏压反馈电阻
Ib：偏压电流
Il、Iload：负载电流
Io1：第一输出电流
Io2：第二输出电流
Iout：输出电流
Vac：AC耦合电压
Vamp：放大电压
Vb：偏压电压
Vc1：第一控制电压
Vc2：第二控制电压
Vctl：控制电压
VDD：电源节点
Vo、Vout：输出电压
Vr、Vref：参考电压
Vs、Vsup：输入电压
具体实施方式
本发明涉及一种稳压器电路及相关方法。尽管说明书描述了本发明的几个示例实施例，这些实施例被认为是实施本发明的有利方式，但是应当理解，本发明可以以多种方式实现，并且不限于以下描述的特定示例，或限于实现此等示例的任何特征的特定方式。在其他情况下，未示出或描述众所周知的细节，以避免模糊本发明的各个实施方式。
本领域技术人员理解与本发明中使用的微电子有关的术语及基本概念，例如“电路节点”、“电源节点”、“接地节点”、“差分对”、“电压”、“电流”、“金属氧化物半导体(metaloxide semiconductor,MOS)”、“p型通道金属氧化物半导体(p-channel metal oxidesemiconductor,PMOS)”、“n型通道金属氧化物半导体(n-channel metal oxidesemiconductor)”、“放大器、“非反相放大器”、“共源放大器”、“AB类放大器”、“运算放大器”、“单级放大器”、“电压增益”、“负反馈控制回路”、“稳定性”、“频率补偿”、“两级放大器”、“非反相放大器”、“交流”、“交流耦合”、“直流”、“直流耦合”、“电流源”及“负载”。当在涉及微电子学的段落中使用时，诸如此类的术语及基本概念对于本领域技术人员而言是显而易见的，因此在此将不进行详细说明。
本领域技术人员可以阅读包括诸如电容、电阻、NMOS晶体管、PMOS晶体管等元件的电路的示意图，并且不需要关于在示意图中一个元件如何与另一元件连接的冗长描述。本领域技术人员还可以识别接地符号以及PMOS晶体管与NMOS晶体管的符号，并识别其“源极端”、“栅极端”及“漏极端”。简而言之，与MOS晶体管有关，以下将“源极端”简称为“源极”，将“栅极端”简称为“栅极”，将“漏极端”简称为“漏极”。本领域技术人员还可以理解诸如伏特(V)、安培(A)、微伏(mV)、分贝(dB)、微秒(ms)、纳秒(ns)、毫米(mm)、纳米(nm)、欧姆(Ohm)、千欧姆(KOhm)、皮法拉(pF)、纳法拉(nF)及微法拉(μF)等单位。
MOS晶体管、PMOS或NMOS具有宽度及通道长度。有时，当从上下文中明显看出“长度”是指晶体管的“通道长度”而不会引起混淆时，“通道长度”简称为“长度”。MOS晶体管的宽度及长度以“W/L”表示。例如，当提到“NMOS晶体管的W/L为1mm/30nm”时，意味着“NMOS晶体管的宽度及长度分别为1mm及30nm”。
本发明以工程学意义来呈现，而非严格的数学意义。例如，“A等于B”表示“A、B之间的差小于工程公差。“X为零”表示“X的绝对值小于工程公差”。
在本发明中，当从上下文中可清楚了解“电路节点”的含义时，经常将“电路节点”简称为“节点”。
在本发明的通篇说明书中，接地节点是基本上零电压(0V)的节点。电源节点是实质上固定电压的节点，并且用“VDD”表示，这是文献中广泛使用的惯例。在本发明中，取决于对于本领域技术人员显而易见的上下文，有时“VDD”是指电源节点“VDD”处的电压位准。例如，“VDD是1.5V”显然意味着在电源节点VDD上的电压位准是1.5V。
DC节点是基本上固定的电压位准的节点。电源节点及接地节点都是直流节点。
电路是以特定方式互连以实现特定功能的晶体管、电容、电阻及/或其他电子装置的集合。网络是单一电路或多个电路的集合。
误差放大器是一种电路，经配置以接收第一输入电压及第二输入电压，并输出一输出电压，使得该输出电压的值等于一固定值加上一可变值，且该可变值是近似正比于第一输入电压及第二输入电压之间的差值，其中，差值代表误差。
如图2A所示，图2A为根据本发明实施例的线性稳压器200的示意图。线性稳压器200包括：误差放大器211，经配置以接收(在输出节点201处的)输出电压Vo及(在参考节点202处的)参考电压Vr，并输出第一控制电压Vc1；第一PMOS晶体管212，经配置以接收(在电源节点203处的)输入电压Vs并根据第一控制电压Vc1的控制输出第一输出电流Io1至输出节点201；交流(alternate current,AC)耦合电容233，经配置以将输出电压Vo耦合至AC耦合电压Vac；非反相放大器221，经配置以接收AC耦合电压Vac，并输出第二控制电压Vc2；第二PMOS晶体管222，经配置以接收(在电源节点203处的)输入电压Vs并根据第二控制电压Vc2的控制输出第二输出电流Io2至输出节点201；以及负载230，经配置以从输出节点201抽取负载电流Il。在一个实施例中，线性稳压器200还包括经配置以将输出节点201与接地端短路的短路电容213。
误差放大器211及第一PMOS晶体管212形成第一负反馈控制回路，而AC耦合电容223、非反相放大器221及第二PMOS晶体管222形成第二负反馈控制回路。第一负反馈控制回路为直流(direct current,DC)耦合低速回路，经配置以逐步调整第一输出电流Io1以追踪负载电流It的平均值的变化；第二负反馈控制回路为AC耦合高速回路，经配置以实时调整第二输出电流Io2以追踪负载电流Il的平均值的变化；第一负反馈回路确保在稳定状态下，输出电压Vo近似等于参考电压Vr，而第二负反馈回路确保在负载电流It出现大幅骤变时，输出电压Vo不会有大的波动，并能迅速从骤变引起的扰动中恢复。第一负反馈控制回路不需有很宽的带宽，因此，为了稳定性而设定的限制较为宽松。第二负反馈回路需要有很宽的带宽，因此容易不稳定。然而，该AC耦合有效地在反馈回路的传递函数中引入了零点，这有助于提高稳定性。此处，“传递函数”、“反馈回路”及“零点”在控制理论的教科书中所定义，且相关概念为本领域技术人员所熟知，因此在此不再详细描述。
如图2B所示，图2B为误差放大器211的示例性实施例的示意图。误差放大器211由单级运算放大器实现，该单级运算放大器包括：实现电流源的NMOS晶体管211a，经配置以根据偏压电压Vb建立偏压电流Ib；两个NMOS晶体管211b及211c实现一差分对，经配置以基于使用偏压电流Ib将输出电压Vo及参考电压Vr之间的差值放大为第一控制电压Vc1；以及两个PMOS晶体管211d及211e实现用于该差分对的主动式负载，以实现差分到单端的转换。此处，“VDD”表示电源节点。误差放大器211是现有技术中众所周知的电路，因此这里不再详细描述。在进一步的实施例中，误差放大器211还包括频率补偿网络，频率补偿网络包括串联连接的电阻211f及用于提高第一负反馈控制回路的稳定性的电容211g。频率补偿的概念在现有技术中是众所周知的，因此在此不再详细描述。
如图2C所示，图2C为非反相放大器211的示例性实施例的示意图。非反相放大器221为两级放大器，包括接收AC耦合电压Vac并输出放大电压Vamp的输入级221_1，以及接收放大电压Vamp并输出第二控制电压Vc2的输出级221_2。输入级221_1的目的是提供高增益，使得AC耦合电压Vac中的微小变化量可以放大为放大电压Vamp中的大幅度变化量。输出级221_2的目的是提供高驱动能力，使得尽管在第二PMOS晶体管222呈现为重载的情况下，放大电压Vamp的大幅度变化量可以导致控制电压Vc2中的大幅度变化量。作为示例而非限制，输入级221_1是由自偏压反相器实现的共源放大器，其包括NMOS晶体管221a、PMOS晶体管221b及自偏压反馈电阻221c；输出级221_2是由反相器实现的AB类放大器，该反相器包括NMOS晶体管221d及PMOS晶体管221e。“共源放大器”、“反相器”、“自偏压”及“AB类放大器”的概念为本领域技术人员所熟知，在此不再赘述。AB类放大器可以有效地提供高驱动能力，因此用于实现输出级221_2。在一实施例中，输入级221_1的电压增益大于输出级221_2的电压增益。举例而非限制，输入级221_1的电压增益约为16dB，输出级221_2的电压增益约为12dB。
在一个实施例中，使用CMOS工艺技术将线性稳压器200整合并制造在硅基板上。举例但不限于；采用22nm CMOS工艺，最小通道长度为30nm；Vs为1.1V；VDD为1.5V；Vr为0.9V；NMOS晶体管211a的W/L(代表宽度/长度)为2.5mm/500nm；Vb为650mV；Ib为10mA；NMOS晶体管211b及211c的W/L为1.25mm/500nm；PMOS晶体管211d及211e的W/L为1.25mm/500nm；电阻211f为20欧姆；电容211g为100pF；PMOS晶体管212的W/L为16mm/30nm；AC耦合电容223为5pF；NMOS晶体管221a的W/L为0.6mm/30nm；PMOS晶体管221b的W/L为0.6mm/30nm；电阻221c为25KOhm；NMOS晶体管221d的W/L为1.2mm/30nm；PMOS晶体管221e的W/L为2.4mm/30nm；PMOS晶体管222的W/L为16mm/30nm；以及短路电容213由并联的11nF的芯片上电容及11μF的芯片外电容所实现。模拟结果示于图3中。此处，显示了负载电流(Il)及输出电压(Vo)的波形。初始而言，负载电流为100mA(M1)，输出电压为904mV(M2)。负载电流从时间1.0μs(M3)时的100mA迅速上升到时间1.01μs(M4)时的3.0A。顺带一提，输出电压在时间1.02μs(M5)时下降到872mV，但很快便反弹，且在时间1.99μs(M6)时稳定在898mV。负载电流从时间3.0μs(M7)时的3.0A迅速下降到时间3.01μs(M8)时的100mA。顺带一提，输出电压在时间3.01μs(M9)时上升到956mV，但很快便下降，并在时间4.18μs(M10)时稳定在904mV。这表明线性稳压器200具有非常快的负载调节能力。
如图3所示的流程图400所描绘，根据本发明实施例的稳压方法包括：(步骤410)接收输入电压及参考电压；(步骤420)结合负载电路，其经配置以从输出节点抽取负载电流；(步骤430)使用误差放大器，根据参考电压及输出节点处的输出电压之间的差值产生第一控制电压；(步骤440)使用第一PMOS晶体管，根据第一控制电压将输入电压转换为提供给输出节点的第一输出电流；(步骤450)使用AC耦合电容将输出电压耦合至AC耦合电压；(步骤460)使用非反相放大器将AC耦合电压放大为第二控制电压；以及(步骤470)使用第二PMOS晶体管，根据第二控制电压将输入电压转换为提供给输出节点的第二输出电流。
本领域技术人员将容易地观察到，在保持本发明的教导的同时，可以对装置及方法进行诸多修改及变更。因此，以上公开内容应被解释为仅由所附权利要求来限定。

Claims (10)

1.一种线性稳压器，其包括：
一误差放大器，经配置以接收一输出节点处的一输出电压及一参考节点处的一参考电压，并输出一第一控制电压；
一第一P型通道金属氧化物半导体晶体管，经配置以从一电源节点接收一输入电压，并根据该第一控制电压将一第一输出电流输出至该输出节点；
一交流耦合电容，经配置以将该输出电压耦合至一交流耦合电压；
一非反相放大器，经配置以接收该交流耦合电压，并输出一第二控制电压；
一第二P型通道金属氧化物半导体晶体管，经配置接收输入电压并根据第二控制电压将第二输出电流输出至输出节点；以及
一负载，经配置以从该输出节点抽取一负载电流。
2.如权利要求1所述的线性稳压器，其中，该误差放大器为一单级运算放大器。
3.如权利要求2所述的线性稳压器，其中该单级运算放大器包括：
一电流源，经配置以产生一偏压电流；
一差分对，经配置以使用该偏压电流将该输出电压及该参考电压之间的差值放大为该第一控制电压；以及
一主动式负载，用于该差分对以实现差分到单端转换。
4.如权利要求3所述的线性稳压器，其中该单级运算放大器还包括一频率补偿网络。
5.如权利要求4所述的线性稳压器，其中该频率补偿网络包括串联连接的一电阻及一电容，且该电容耦接于该第一控制电压。
6.如权利要求1所述的线性稳压器，其中该非反相放大器为一两级放大器，包括：
一输入级，经配置以接收该交流耦合电压，并输出一放大电压；以及
一输出级，经配置以接收该放大电压，并输出该第二控制电压。
7.如权利要求6所述的线性稳压器，其中该输入级具有比该输出级更高的一电压增益。
8.如权利要求6所述的线性稳压器，其中该输入级为一自偏压反相器。
9.如权利要求6所述的线性稳压器，其中该输出级为一反相器。
10.一种稳压方法，包括：
接收一输入电压及一参考电压；
结合一负载，其经配置以从一输出节点抽取一负载电流；
使用一误差放大器根据该参考电压及该输出节点处的一输出电压之间的差值产生一第一控制电压；使用一第一P型通道金属氧化物半导体晶体管根据该第一控制电压将该输入电压转换为提供给该输出节点的一第一输出电流；
使用一交流耦合电容将该输出电压耦合至一交流耦合电压；
使用一非反相放大器将该交流耦合电压放大为一第二控制电压；以及
使用一第二P型通道金属氧化物半导体晶体管根据该第二控制电压将该输入电压转换为提供给该输出节点的一第二输出电流。
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