CN115036929A - 一种并联apf的控制方法及装置 - Google Patents

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CN115036929A CN202210653157.9A CN202210653157A CN115036929A CN 115036929 A CN115036929 A CN 115036929A CN 202210653157 A CN202210653157 A CN 202210653157A CN 115036929 A CN115036929 A CN 115036929A
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曾四鸣
罗蓬
周文
李安燚
王磊
戎士洋
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Abstract

本发明提供一种并联APF的控制方法及装置。该方法包括：获取电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，以及并联APF的直流侧的正母线电压和负母线电压；基于正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，基波电压与电网的供电侧的电压相位相同；基于负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，谐波电压用于表征负荷侧的谐波情况；基于基波电压和谐波电压，确定并联APF的交流侧的目标电压，并基于目标电压，确定并联APF中各开关管的占空比，以调整并联APF的交流侧的实时电压至目标电压。本发明能够提高并联APF对电流谐波的补偿精度。

Description

一种并联APF的控制方法及装置
技术领域
本发明涉及电力电网技术领域，尤其涉及一种并联APF的控制方法及装置。
背景技术
随着大数据、云计算、物联网时代的来临，大型服务器等非线性负荷日益增多，逐渐成为配电网谐波污染的重要来源之一。谐波污染导致电能质量的下降，对供、用电设备的安全经济运行造成了重大影响。谐波抑制是现代电力发展亟需解决的重要问题。并联型有源电力滤波器(active power filter，APF)可被控制成电流源，经过适当的控制算法，可用于补偿电力系统中的电流谐波。因此，APF受到广泛关注。
对于传统并联有源电力滤波器，多采用比例积分(proportion integral，PI)控制。由于有源电力滤波器需补偿多种频率的电流谐波，PI控制器无法实现交流信号的无静差跟踪。为了实现多种电流谐波的高精度补偿，需将多比例谐振(multi-pulse rectifier，MPR)控制用于并联APF。由于谐振控制在谐振频率处的增益无穷大，可实现各种频率电流谐波的补偿。
但目前电流控制环路的设计均没有考虑电网元件参数的变化。实际应用中，由于负载经常变化，且随着工作环境温度的不同，变换器和电网的电感元件参数会发生改变，导致并联APF对各种频率电流谐波进行补偿时存在较大误差，补偿精度较低。
发明内容
本发明提供了一种并联APF的控制方法及装置，能够减小并联APF对电流谐波进行补偿时的误差，提高并联APF对电流谐波的补偿精度。
第一方面，本发明提供了一种并联APF的控制方法，包括：获取电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，以及并联APF的直流侧的正母线电压和负母线电压；基于正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，基波电压与电网的供电侧的电压相位相同；基于负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，谐波电压用于表征负荷侧的谐波情况；基于基波电压和谐波电压，确定并联APF的交流侧的目标电压，并基于目标电压，确定并联APF中各开关管的占空比，以调整并联APF的交流侧的实时电压至目标电压。
本发明提供一种并联APF的控制方法，通过正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，基于负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，基于基波电压和谐波电压，确定并联APF的交流侧的目标电压，并基于目标电压，确定并联APF中各开关管的占空比，以调整并联APF的交流侧的实时电压至目标电压。由于基波电压与电网的供电侧的电压相位相同，可以表征供电侧的基波情况；谐波电压用于表征负荷侧的谐波情况，也即表征了负荷侧的电网元件参数的实时变化情况，如此确定的并联APF的交流侧的目标电压，既考量了供电侧的基波情况，又考量了负荷侧的电网元件参数的实时变化情况，使得最终负荷侧的谐波补偿与电网元件参数的变化相适应，减小了并联APF对电流谐波进行补偿时的误差，提高并联APF对电流谐波的补偿精度。
在一种可能的实现方式中，基于正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，之前还包括：分别对电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，进行DQ转换，得到电网的负荷侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，以及并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量。
在一种可能的实现方式中，基于正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，包括：基于正母线电压和负母线电压，进行总压控制和均压控制，得到基波电压的D轴分量的目标值和零轴分量的目标值；基于基波电压的D轴分量的目标值和并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的D轴分量；基于零和并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的Q轴分量；基于基波电压的零轴分量的目标值和并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的零轴分量；基于基波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定基波电压。
在一种可能的实现方式中，基于正母线电压和负母线电压，进行总压控制和均压控制，得到基波电压的D轴分量的目标值和零轴分量的目标值，包括：计算正母线电压和负母线电压之和，并以该和的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到基波电压的D轴分量的目标值；计算正母线电压和负母线电压之差，并以该差的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到基波电压的零轴分量的目标值。
在一种可能的实现方式中，CVPI控制器的传递函数为：
Figure BDA0003686649070000031
其中，W'c(s)为CVPI控制器的传递函数的函数值，kcp为CVPI控制器的比例增益系数，kci为CVPI控制器的积分增益系数，ω0为基波电压的角频率，Li为并联APF与电网之间的等效电感，Lg为电网供电侧的等效电感，
Figure BDA0003686649070000032
为电网供电侧的等效电感和并联APF与电网之间的等效电感之和，r为并联APF与电网之间的等效电阻，s为CVPI控制器的传递函数的输入量，j为虚数单位。
在一种可能的实现方式中，基于负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，包括：基于负荷侧的实时电流的D轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的D轴分量；基于负荷侧的实时电流的Q轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的Q轴分量；基于负荷侧的实时电流的零轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的零轴分量；基于谐波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定谐波电压。
在一种可能的实现方式中，多谐波控制器的传递函数为：
Figure BDA0003686649070000033
其中，GR1(s)为多谐波控制器的传递函数的函数值，h为谐波次数，khr为第h次谐波频率下多谐振控制器的增益，ωc为谐振控制器的开环截止频率，
Figure BDA0003686649070000034
Ts为基波电压的周期，ω0为基波电压的角频率，s为多谐波控制器的传递函数的输入量。
第二方面，本发明实施例提供了一种并联APF的控制装置，包括：通信模块和处理模块，通信模块，用于获取电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，以及并联APF的直流侧的正母线电压和负母线电压；处理模块，用于基于正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，基波电压与电网的供电侧的电压相位相同；处理模块，还用于基于负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，谐波电压用于表征负荷侧的谐波情况；处理模块，还用于基于基波电压和谐波电压，确定并联APF的交流侧的目标电压，并基于目标电压，确定并联APF中各开关管的占空比，以调整并联APF的交流侧的实时电压至目标电压。
在一种可能的实现方式中，处理模块，还用于分别对电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，进行DQ转换，得到电网的负荷侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，以及并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量。
在一种可能的实现方式中，处理模块，具体用于基于正母线电压和负母线电压，进行总压控制和均压控制，得到基波电压的D轴分量的目标值和零轴分量的目标值；基于基波电压的D轴分量的目标值和并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的D轴分量；基于零和并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的Q轴分量；基于基波电压的零轴分量的目标值和并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的零轴分量；基于基波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定基波电压。
在一种可能的实现方式中，处理模块，具体用于计算正母线电压和负母线电压之和，并以该和的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到基波电压的D轴分量的目标值；计算正母线电压和负母线电压之差，并以该差的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到基波电压的零轴分量的目标值。
在一种可能的实现方式中，CVPI控制器的传递函数为：
Figure BDA0003686649070000041
其中，W'c(s)为CVPI控制器的传递函数的函数值，kcp为CVPI控制器的比例增益系数，kci为CVPI控制器的积分增益系数，ω0为基波电压的角频率，Li为并联APF与电网之间的等效电感，Lg为电网供电侧的等效电感，
Figure BDA0003686649070000042
为电网供电侧的等效电感和并联APF与电网之间的等效电感之和，r为并联APF与电网之间的等效电阻，s为CVPI控制器的传递函数的输入量，j为虚数单位。
在一种可能的实现方式中，处理模块，具体用于基于负荷侧的实时电流的D轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的D轴分量；基于负荷侧的实时电流的Q轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的Q轴分量；基于负荷侧的实时电流的零轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的零轴分量；基于谐波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定谐波电压。
在一种可能的实现方式中，多谐波控制器的传递函数为：
Figure BDA0003686649070000051
其中，GR1(s)为多谐波控制器的传递函数的函数值，h为谐波次数，khr为第h次谐波频率下多谐振控制器的增益，ωc为谐振控制器的开环截止频率，
Figure BDA0003686649070000052
Ts为基波电压的周期，ω0为基波电压的角频率，s为多谐波控制器的传递函数的输入量。
第三方面，本发明实施例提供了一种电子设备，其特征在于，电子设备包括存储器和处理器，该存储器存储有计算机程序，处理器用于调用并运行存储器中存储的计算机程序执行如上述第一方面以及第一方面中任一种可能的实现方式方法的步骤。
第四方面，本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质存储有计算机程序，其特征在于，计算机程序被处理器执行时实现如上述第一方面以及第一方面中任一种可能的实现方式方法的步骤。
上述第二方面至第四方面中任一种实现方式所带来的技术效果可以参见第一方面对应实现方式所带来的技术效果，此处不再赘述。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的一种三相四线制三电平并联有源电力滤波器结构的示意图；
图2是本发明实施例提供的一种并联APF的控制方法的控制逻辑图；
图3是本发明实施例提供的一种并联APF的控制方法的流程示意图；
图4是本发明实施例提供的一种基于复矢量的基波电流环路控制框图；
图5是本发明实施例提供的一种电流开环传递函数对应的波特图；
图6是本发明实施例提供的一种基于CVPI控制器的电流闭环传递函数对应的波特图；
图7是本发明实施例提供的另一种基于CVPI控制器的电流闭环传递函数对应的波特图；
图8是本发明实施例提供的一种基于CVPI与多谐振控制的复合电流控制框图；
图9是本发明实施例提供的一种不同增益系数的CVPI+18次谐振频率的谐振控制器下电流开环传递函数奈奎斯特图；
图10是本发明实施例提供的一种谐振控制器添加相位补偿环节前后CVPI+18次谐振频率的谐振控制器电流开环传递函数波特图；
图11是本发明实施例提供的一种基于CVPI+多谐波频率下谐振控制电流开环系统波特图；
图12是本发明实施例提供的一种CVPI+多谐振控制时电流波形及电网电流频谱图；
图13是本发明实施例提供的一种突加负载时的负载和并联APF的补偿电流波形图；
图14是本发明实施例提供的一种并联APF的控制装置的结构示意图；
图15是本发明实施例提供的一种电子设备的结构示意图。
具体实施方式
以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本发明实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它情况中，省略对众所周知的系统、装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本发明的描述。
在本发明的描述中，除非另有说明，“/”表示“或”的意思，例如，A/B可以表示A或B。本文中的“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。此外，“至少一个”“多个”是指两个或两个以上。“第一”、“第二”等字样并不对数量和执行次序进行限定，并且“第一”、“第二”等字样也并不限定一定不同。
在本申请实施例中，“示例性的”或者“例如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示例性的”或者“例如”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”或者“例如”等词旨在以具体方式呈现相关概念，便于理解。
此外，本申请的描述中所提到的术语“包括”和“具有”以及它们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或模块的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或模块，而是可选的还包括其他没有列出的步骤或模块，或可选的还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或模块。
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明的附图通过具体实施例来进行说明。
如背景技术，目前存在并联APF对各种频率电流谐波进行补偿时误差较大，补偿精度较低的技术问题。
为解决该技术问题，本发明实施例提供了一种并联APF的控制方法，应用于并联有源电力滤波器结构。图1为本发明实施例提供的一种三相四线制三电平并联有源电力滤波器结构的示意图。三相电网的非线性负荷为三相四线制二极管整流桥；三电平电压源型变换器通过输出滤波器连接到电网，构成并联型有源滤波器。如图1所示：usa，usb和usc分别为电网供电侧的三相电压，isa，isb和isc分别为电网供电侧的三相电流，is0为中性线电流，Lg为电网供电侧的等效电感，Li为并联APF与电网之间的等效电感，r为并联APF与电网之间的等效电阻，UP为并联APF的直流侧的正母线电压，UN为并联APF的直流侧的负母线电压，C为并联APF的直流侧的正负母线电容，ica、icb、icc和ic0为并联APF输出的补偿电流，iLa、iLb、iLc和iL0为电网负荷侧的负载电流。
图2为本发明实施例提供的一种并联APF的控制方法的控制逻辑图。本发明实施例提供的并联APF的控制方法的控制逻辑包括直流电压控制和交流电流控制两大部分。考虑到直流母线电压的均衡问题，在总压控制的基础上，设置了均压控制，其反馈信号为直流侧正负母线电压差Udc＝UP－UN。电流控制部分由基波电流环路和谐波电流环路构成，基波d轴电流分量控制环路的指令为总压环的输出，实现对母线电压稳定控制，q轴电流分量控制环路的指令为0，实现基波电流和电压同相位，d、q轴电流环均采用CVPI控制器，零序电流环路指令为均压控制环路输出，通过对零序电流的调整，确保正负母线均压，环路采用PI控制器；谐波电流控制环路引入多谐振控制器，实现对负载侧各次谐波的高精度补偿，谐振控制器可灵活针对任意谐波进行设计。
基于图1和图2，图3为本发明实施例提供的一种并联APF的控制方法的流程示意图。该方法的执行主体为并联APF的控制装置。该方法包括步骤S101-S103。
S101、获取电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，以及并联APF的直流侧的正母线电压和负母线电压。
S102、基于正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压。
本申请实施例中，基波电压与电网的供电侧的电压相位相同。
作为一种可能的实现方式，控制装置可以基于步骤S1021-S1025，确定基波电压。
S1021、基于正母线电压和负母线电压，进行总压控制和均压控制，得到基波电压的D轴分量的目标值和零轴分量的目标值；
作为一种可能的实现方式，控制装置可以基于步骤A1-A2，确定基波电压的D轴分量的目标值和零轴分量的目标值。
A1、计算正母线电压和负母线电压之和，并以该和的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到基波电压的D轴分量的目标值。
A2、计算正母线电压和负母线电压之差，并以该差的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到基波电压的零轴分量的目标值。
S1022、基于基波电压的D轴分量的目标值和并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的D轴分量。
S1023、基于零和并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的Q轴分量。
S1024、基于基波电压的零轴分量的目标值和并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的零轴分量；
S1025、基于基波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定基波电压。
在一些实施例中，CVPI控制器的传递函数为：
Figure BDA0003686649070000081
其中，W'c(s)为CVPI控制器的传递函数的函数值，kcp为CVPI控制器的比例增益系数，kci为CVPI控制器的积分增益系数，ω0为基波电压的角频率，Li为并联APF与电网之间的等效电感，Lg为电网供电侧的等效电感，
Figure BDA0003686649070000082
为电网供电侧的等效电感和并联APF与电网之间的等效电感之和，r为并联APF与电网之间的等效电阻，s为CVPI控制器的传递函数的输入量，j为虚数单位。
可选的，在步骤S102之前，控制装置可以分别对电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，进行DQ转换，得到电网的负荷侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，以及并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量。
需要说明的是，由三电平变换器dq0坐标系的数学模型可知，交流侧电流dq分量存在耦合。本发明实施例将PI控制器改进为CVPI控制器，实现电流解耦，并将CVPI控制器的零点设置为dq0坐标系下复矢量模型的极点，进行电流控制环路的设计。将dq复平面的复矢量表示为
Figure BDA0003686649070000091
由图2的控制逻辑图可得，基于复矢量的基波电流环路控制框图如图4所示。电流控制环路的CVPI控制器传递函数Gc(s)为：
Figure BDA0003686649070000092
其中，kcp为所述CVPI控制器的比例增益系数，kci为所述CVPI控制器的积分增益系数，ω0为所述基波电压的角频率。
需要说明的是，对于大功率APF装置，电流控制环路带宽远小于开关频率fs，可忽略SPWM调制的影响，对应的传递函数近似为1。所以引入CVPI控制器的电流开环传递函数Wo(s)可以表示为：
Figure BDA0003686649070000093
令kci/kcp＝r/(Li+Lg)，可得电流闭环传递函数Wc(s)为：
Figure BDA0003686649070000094
由上述公式可知，采用CVPI控制器，并根据零极点对消的原则设计，电流环路可实现解耦，并降为一阶系统。控制器kcp由电流控制环路带宽决定，示例性的，以20kVA三电平APF装置为例，对应的参数为Lg＝0.05mH，Li＝0.9mH，电阻r＝0.5Ω，变换器的开关频率fs＝10kHz，取电流控制环路带宽为1500Hz，可算得kcp＝9.2，kci＝4869。电流开环传递函数对应的波特图如图5所示，电流环路相位裕度为90°，控制系统稳定。其中，图5中的(a)为幅频特性曲线，图5中的(b)为相频特性曲线。
实际应用中，由于负载经常变化，且随着工作环境温度的不同，变换器和电网的电感元件参数会发生改变，在控制系统设计时，必须考虑控制环路的鲁棒性，由上述公式，根据拉氏变换的位移定理，可得静止坐标系下电流闭环传递函数Wc(s)为：
Figure BDA0003686649070000095
令
Figure BDA0003686649070000096
为电网供电侧的等效电感和并联APF与电网之间的等效电感之和，可以得到一般带电流解耦的PI控制器下电流控制环路静止坐标系下闭环传递函数为：
Figure BDA0003686649070000101
假设随着环境的不同，实际电感值为理论值的m倍，图6和图7分别为m＝0.5，1.0和1.5时，带电流解耦的PI控制器和基于CVPI控制器的电流闭环传递函数对应的波特图。由图6和图7可得，如果参数估计准确，两种控制方法都能实现dq电流分量解耦，基波频率信号无差控制，且具有良好的稳态性能。如果参数估计存在偏差，采用电流解耦的PI控制策略时，电流闭环特性增益随电感值变化较明显，而基于CVPI控制器的电流闭环增益在基波频率附近一直为1，说明基于CVPI控制方法的电流控制环路鲁棒性更好。
对于零轴电流控制环路，和dq电流控制环路独立，因此可以单独设计，由被控对象的模型可知，对应环路为1阶环节，本文采用PI控制器，设定零轴电流环路的带宽1500Hz，为了确保PI控制器对带宽频率处的相位不造成影响，将其转折频率设置为20Hz，得到零轴电流控制环路PI控制器比例增益k0p＝1.6，积分增益k0i＝200。
S103、基于负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压。
本申请实施例中，谐波电压用于表征负荷侧的谐波情况。
作为一种可能的实现方式，控制装置可以基于步骤S1031-S1034，确定谐波电压。
S1031、基于负荷侧的实时电流的D轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的D轴分量。
S1032、基于负荷侧的实时电流的Q轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的Q轴分量。
S1033、基于负荷侧的实时电流的零轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的零轴分量。
S1034、基于谐波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定谐波电压。
在一些实施例中，多谐波控制器的传递函数为：
Figure BDA0003686649070000102
其中，GR1(s)为多谐波控制器的传递函数的函数值，h为谐波次数，khr为第h次谐波频率下多谐振控制器的增益，ωc为谐振控制器的开环截止频率，
Figure BDA0003686649070000103
Ts为基波电压的周期，ω0为基波电压的角频率，s为多谐波控制器的传递函数的输入量。
需要说明的是，对于三相对称供电系统，负载电流iL的谐波频率主要以负序的5、11、17次，正序7、13、19次和零序6、9次为主。正负序电流分别变为±6、±12和±18次(正序谐波次数为正，负序谐波次数为负)，由于谐振控制器是余弦信号的内模，余弦函数为偶函数，谐振控制器可以实现正、负角频率下开环高增益控制。由上述分析，设计6、12和18次谐波频率的谐振控制器，实现对谐波电流的高精度控制。令多谐振控制器的传递函数GR(s)为：
Figure BDA0003686649070000111
其中：h为谐波次数，khr为第h次谐波频率下谐振控制器的增益，为了提升谐振控制器的频率适应性，设置了谐振控制器的开环截止频率ωc,从而构成准谐振控制器。
谐振控制器会在谐振频率右侧造成90°相位滞后，根据图3基于CVPI控制器的电流开环传递函数的相位曲线可以看出，在被补偿谐波频率处相位为-90°，引入式(6)的谐振控制器，必然影响控制系统的稳定性。因此，需要针对谐振控制器设计相位补偿环节，改进的谐振控制器GR1(s)可表示为：
Figure BDA0003686649070000112
其中：
Figure BDA0003686649070000113
图8为基于CVPI与多谐振控制的复合电流控制框图。由于各谐振控制器和CVPI控制器是并联连接，可以结合带CVPI控制器的电流控制环路分析某一谐振控制器的参数设计方法，其他谐振控制器参数设计可以按此类推。对于高次谐波控制，需要考虑SPWM环节和数字延时的影响，对应的延时时间为1.5Ts，Ts为变换器的开关周期，可将该延时环节等效为一阶惯性环节，对应的传递函数Gd(s)为：
Figure BDA0003686649070000114
CVPI+h次谐振频率的谐振控制器下电流开环传递函数Wh(s)为：
Figure BDA0003686649070000115
考虑到谐振控制器的频率选择范围和谐振点频率增益的矛盾，一般ωc取3～5之间，根据Wh(s)在谐振频率的相位裕度(PM)大于零的条件，确定增益系数khr，PM表达式为：
Figure BDA0003686649070000121
图9为不同增益系数的CVPI+18次谐振频率的谐振控制器下电流开环传递函数奈奎斯特图。图9为ωc＝3，不同增益系数k18r，CVPI+18次谐振频率下谐振控制器的电流开环传递函数对应的奈奎斯特图，k18r从300到600变化，可以发现，随着k18r的增大，控制环路的相位裕度逐渐下降，当k18r＝600时，系统相位裕度为25°。
图10为谐振控制器添加相位补偿环节前后CVPI+18次谐振频率的谐振控制器电流开环传递函数波特图。图10中(a)为幅频特性曲线，图10中(b)为相频特性曲线。由图10可得，引入相位补偿后，电流控制环路在谐振频率处的相位裕量得到明显改善。
同理，取ωc＝3，根据6次和12次谐波频率处的电流控制环路相位裕度为正，确定对应谐振控制器的增益系数，得到k6r＝1200，k12r＝900。图8所示的基于CVPI+多谐振频率的谐振控制器电流开环传递函数Wch(s)为：
Figure BDA0003686649070000122
在前述控制器参数设计的基础上，可以得到所提控制方法的电流开环传递函数对应的波特图如图11所示。图11为基于CVPI+多谐波频率下谐振控制电流开环系统波特图。与图4所示的CVPI控制相比可知，引入相位补偿的多谐振控制后，电流控制环路的带宽并未受到影响，但由于考虑了SPWM环节和数字实现的延时，电流控制环路的相位裕度降为45°，但控制系统依有一定的稳定裕度。零轴电流以三次谐波为主，可叠加三倍基波频率的谐振控制器，类似的方法，根据谐振频率处的相位裕度为正设计谐振控制器的参数，可取ωc＝3，谐振控制器的增益系数k3r＝950。
S104、基于基波电压和谐波电压，确定并联APF的交流侧的目标电压，并基于目标电压，确定并联APF中各开关管的占空比，以调整并联APF的交流侧的实时电压至目标电压。
本发明提供一种并联APF的控制方法，通过正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，基于负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，基于基波电压和谐波电压，确定并联APF的交流侧的目标电压，并基于目标电压，确定并联APF中各开关管的占空比，以调整并联APF的交流侧的实时电压至目标电压。由于基波电压与电网的供电侧的电压相位相同，可以表征供电侧的基波情况；谐波电压用于表征负荷侧的谐波情况，也即表征了负荷侧的电网元件参数的实时变化情况，如此确定的并联APF的交流侧的目标电压，既考量了供电侧的基波情况，又考量了负荷侧的电网元件参数的实时变化情况，使得最终负荷侧的谐波补偿与电网元件参数的变化相适应，减小了并联APF对电流谐波进行补偿时的误差，提高并联APF对电流谐波的补偿精度。
示例性的，以三相四线三电平并联型APF进行实例说明，系统的硬件电路和控制器参数如表1所示。控制系统用TMS320F2812构成。
表1
Figure BDA0003686649070000131
图12为本发明实施例提供的并联APF的控制方法的CVPI+多谐振控制时电流波形及电网电流频谱图。其中，图12中的(a)为电流波形图，图12中的(b)为电网电流频谱图。负载为15kW时，a相相关电流波形和电网电流谐波分布，其中iLa、isa和ica分别是a相的负载电流、电网电流和补偿电流，从电网电流的频谱分布可以看出，负载的特征次谐波电流得到明显补偿，电网电流质量较好，总谐波失真THD为3.5％。
图13为突加负载时的负载和并联APF的补偿电流波形，可以看出，控制系统的动态调节时间在一个工频周期以内，电流控制系统具有较快的跟踪性能。
应理解，上述实施例中各步骤的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。
以下为本发明的装置实施例，对于其中未详尽描述的细节，可以参考上述对应的方法实施例。
图14示出了本发明实施例提供的一种并联APF的控制装置的结构示意图，该确定装置200包括：通信模块201和处理模块202。
通信模块201，用于获取电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，以及并联APF的直流侧的正母线电压和负母线电压。
处理模块202，用于基于正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，基波电压与电网的供电侧的电压相位相同。
处理模块202，还用于基于负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，谐波电压用于表征负荷侧的谐波情况；
处理模块202，还用于基于基波电压和谐波电压，确定并联APF的交流侧的目标电压，并基于目标电压，确定并联APF中各开关管的占空比，以调整并联APF的交流侧的实时电压至目标电压。
在一种可能的实现方式中，处理模块202，还用于分别对电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，进行DQ转换，得到电网的负荷侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，以及并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量。
在一种可能的实现方式中，处理模块202，具体用于基于正母线电压和负母线电压，进行总压控制和均压控制，得到基波电压的D轴分量的目标值和零轴分量的目标值；基于基波电压的D轴分量的目标值和并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的D轴分量；基于零和并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的Q轴分量；基于基波电压的零轴分量的目标值和并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到基波电压的零轴分量；基于基波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定基波电压。
在一种可能的实现方式中，处理模块202，具体用于计算正母线电压和负母线电压之和，并以该和的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到基波电压的D轴分量的目标值；计算正母线电压和负母线电压之差，并以该差的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到基波电压的零轴分量的目标值。
在一种可能的实现方式中，CVPI控制器的传递函数为：
Figure BDA0003686649070000141
其中，W'c(s)为CVPI控制器的传递函数的函数值，kcp为CVPI控制器的比例增益系数，kci为CVPI控制器的积分增益系数，ω0为基波电压的角频率，Li为并联APF与电网之间的等效电感，Lg为电网供电侧的等效电感，
Figure BDA0003686649070000151
为电网供电侧的等效电感和并联APF与电网之间的等效电感之和，r为并联APF与电网之间的等效电阻，s为CVPI控制器的传递函数的输入量，j为虚数单位。
在一种可能的实现方式中，处理模块202，具体用于基于负荷侧的实时电流的D轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的D轴分量；基于负荷侧的实时电流的Q轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的Q轴分量；基于负荷侧的实时电流的零轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量，以及多谐波控制器，确定谐波电压的零轴分量；基于谐波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定谐波电压。
在一种可能的实现方式中，多谐波控制器的传递函数为：
Figure BDA0003686649070000152
其中，GR1(s)为多谐波控制器的传递函数的函数值，h为谐波次数，khr为第h次谐波频率下多谐振控制器的增益，ωc为谐振控制器的开环截止频率，
Figure BDA0003686649070000153
Ts为基波电压的周期，ω0为基波电压的角频率，s为多谐波控制器的传递函数的输入量。
图15是本发明实施例提供的一种电子设备的结构示意图。如图15所示，该实施例的电子设备300包括：处理器301、存储器302以及存储在所述存储器302中并可在所述处理器301上运行的计算机程序303。所述处理器301执行所述计算机程序303时实现上述各方法实施例中的步骤，例如图3所示的步骤101至步骤104。或者，所述处理器301执行所述计算机程序303时实现上述各装置实施例中各模块/单元的功能，例如，图14所示通信模块201和处理模块202的功能。
示例性的，所述计算机程序303可以被分割成一个或多个模块/单元，所述一个或者多个模块/单元被存储在所述存储器302中，并由所述处理器301执行，以完成本发明。所述一个或多个模块/单元可以是能够完成特定功能的一系列计算机程序指令段，该指令段用于描述所述计算机程序303在所述电子设备300中的执行过程。例如，所述计算机程序303可以被分割成图14所示通信模块201和处理模块202。
所称处理器301可以是中央处理单元(Central Processing Unit，CPU)，还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
所述存储器302可以是所述电子设备300的内部存储单元，例如电子设备300的硬盘或内存。所述存储器302也可以是所述电子设备300的外部存储设备，例如所述电子设备300上配备的插接式硬盘，智能存储卡(Smart Media Card，SMC)，安全数字(SecureDigital，SD)卡，闪存卡(Flash Card)等。进一步地，所述存储器302还可以既包括所述电子设备300的内部存储单元也包括外部存储设备。所述存储器302用于存储所述计算机程序以及所述终端所需的其他程序和数据。所述存储器302还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将所述装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。实施例中的各功能单元、模块可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中，上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。另外，各功能单元、模块的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本申请的保护范围。上述系统中单元、模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
在本发明所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的装置/终端和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置/终端实施例仅仅是示意性的，例如，所述模块或单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通讯连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通讯连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的模块/单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明实现上述实施例方法中的全部或部分流程，也可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一计算机可读存储介质中，该计算机程序在被处理器执行时，可实现上述各个方法实施例的步骤。其中，所述计算机程序包括计算机程序代码，所述计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。所述计算机可读介质可以包括：能够携带所述计算机程序代码的任何实体或装置、记录介质、U盘、移动硬盘、磁碟、光盘、计算机存储器、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(RandomAccess Memory，RAM)、电载波信号、电信信号以及软件分发介质等。需要说明的是，所述计算机可读介质包含的内容可以根据司法管辖区内立法和专利实践的要求进行适当的增减，例如在某些司法管辖区，根据立法和专利实践，计算机可读介质不包括是电载波信号和电信信号。
以上所述实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种并联APF的控制方法，其特征在于，包括：
获取电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，以及所述并联APF的直流侧的正母线电压和负母线电压；
基于所述正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，所述基波电压与所述电网的供电侧的电压相位相同；
基于所述负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，所述谐波电压用于表征所述负荷侧的谐波情况；
基于所述基波电压和所述谐波电压，确定所述并联APF的交流侧的目标电压，并基于所述目标电压，确定所述并联APF中各开关管的占空比，以调整所述并联APF的交流侧的实时电压至所述目标电压。
2.根据权利要求1所述的并联APF的控制方法，其特征在于，所述基于所述正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，之前还包括：
分别对所述电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，进行DQ转换，得到电网的负荷侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，以及并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量、Q轴分量和零轴分量。
3.根据权利要求2所述的并联APF的控制方法，其特征在于，所述基于所述正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，包括：
基于所述正母线电压和负母线电压，进行总压控制和均压控制，得到所述基波电压的D轴分量的目标值和零轴分量的目标值；
基于所述基波电压的D轴分量的目标值和所述并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到所述基波电压的D轴分量；
基于零和所述并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到所述基波电压的Q轴分量；
基于所述基波电压的零轴分量的目标值和所述并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量之间的误差，以及CVPI控制器，进行PI计算，得到所述基波电压的零轴分量；
基于所述基波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定所述基波电压。
4.根据权利要求3所述的并联APF的控制方法，其特征在于，所述基于所述正母线电压和负母线电压，进行总压控制和均压控制，得到所述基波电压的D轴分量的目标值和零轴分量的目标值，包括：
计算所述正母线电压和负母线电压之和，并以该和的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到所述基波电压的D轴分量的目标值；
计算所述正母线电压和负母线电压之差，并以该差的目标值和实时值之间的误差，进行PI计算，得到所述基波电压的零轴分量的目标值。
5.根据权利要求3所述的并联APF的控制方法，其特征在于，所述CVPI控制器的传递函数为：
Figure FDA0003686649060000021
其中，Wc'(s)为所述CVPI控制器的传递函数的函数值，kcp为所述CVPI控制器的比例增益系数，kci为所述CVPI控制器的积分增益系数，ω0为所述基波电压的角频率，Li为所述并联APF与电网之间的等效电感，Lg为所述电网供电侧的等效电感，
Figure FDA0003686649060000022
为所述电网供电侧的等效电感和所述并联APF与电网之间的等效电感之和，r为所述并联APF与电网之间的等效电阻，s为所述CVPI控制器的传递函数的输入量，j为虚数单位。
6.根据权利要求1所述的并联APF的控制方法，其特征在于，所述基于所述负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，包括：
基于所述负荷侧的实时电流的D轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的D轴分量，以及多谐波控制器，确定所述谐波电压的D轴分量；
基于所述负荷侧的实时电流的Q轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的Q轴分量，以及多谐波控制器，确定所述谐波电压的Q轴分量；
基于所述负荷侧的实时电流的零轴分量、并联APF的交流侧的实时电流的零轴分量，以及多谐波控制器，确定所述谐波电压的零轴分量；
基于所述谐波电压的D轴分量、Q轴分量和零轴分量，确定所述谐波电压。
7.根据权利要求6所述的并联APF的控制方法，其特征在于，所述多谐波控制器的传递函数为：
Figure FDA0003686649060000031
其中，GR1(s)为所述多谐波控制器的传递函数的函数值，h为谐波次数，khr为第h次谐波频率下所述多谐振控制器的增益，ωc为所述谐振控制器的开环截止频率，
Figure FDA0003686649060000032
Ts为所述基波电压的周期，ω0为所述基波电压的角频率，s为所述多谐波控制器的传递函数的输入量。
8.一种并联APF的控制装置，其特征在于，包括：
通信模块，用于获取电网的负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流，以及所述并联APF的直流侧的正母线电压和负母线电压；
处理模块，用于基于所述正母线电压和负母线电压，以及并联APF的交流侧的实时电流进行PI计算，得到基波电压，所述基波电压与所述电网的供电侧的电压相位相同；
所述处理模块，还用于基于所述负荷侧和并联APF的交流侧的实时电流进行谐波分析，得到谐波电压，所述谐波电压用于表征所述负荷侧的谐波情况；
所述处理模块，还用于基于所述基波电压和所述谐波电压，确定所述并联APF的交流侧的目标电压，并基于所述目标电压，确定所述并联APF中各开关管的占空比，以调整所述并联APF的交流侧的实时电压至所述目标电压。
9.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括存储器和处理器，该存储器存储有计算机程序，所述处理器用于调用并运行所述存储器中存储的计算机程序执行如权利要求1至7中任一项所述的方法。
10.一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现如上的权利要求1至7中任一项所述方法的步骤。
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