CN115021736B - 开关电路及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本申请实施例提供了一种开关电路及电子设备，涉及电路技术领域，可以减小导通阻抗。该开关电路包括外部节点、内部节点、增强型氮化镓高电子迁移率晶体管和驱动模块；增强型氮化镓高电子迁移率晶体管包括第一栅极、第一极和第二极；驱动模块包括控制端；第一栅极与控制端耦合，第一极和外部节点耦合，内部节点和第二极耦合；外部节点接收充电电压，驱动模块控制增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通或关断，当增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通时将充电电压传输至内部节点；或者，内部节点接收充电电压，驱动模块控制增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通或关断，当增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通时充电电压传输至外部节点。

Description

开关电路及电子设备
技术领域
本申请涉及电路技术领域，尤其涉及一种开关电路及电子设备。
背景技术
双向充电为既可以通过充电器、移动电源等给手机、平板、笔记本电脑等终端进行充电，即进行正向充电；也可以把手机、平板、笔记本电脑等电子设备变为移动电源，直接给其他待充电电子设备充电，例如，可以给手机、平板、笔记本电脑、智能穿戴式设备等电子设备充电，即进行反向充电。双向充电功能的电子设备由于能够有效、及时的为其他电子设备提供应急电能，因此，受到越来越多用户的关注。
为了实现双向充电的双向导通与关断功能，一般在电子设备中设置两个背靠背的金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor field effecttransistor，MOSFET)，避免使用一个MOSFET时，由于MOSFET本身具有体二极管，即便MOSFET关断，还是会有电流通过MOSFET的体二极管泄露，即一个MOSFET无法实现关断功能。然而，MOSFET导通阻抗大，开关频率低，导致器件发热严重，输入输出功率受限。
发明内容
为了解决上述技术问题，本申请提供一种开关电路及电子设备。可以减小导通阻抗。
第一方面，本申请实施例提供一种开关电路，该开关电路包括：外部节点、内部节点、第一开关模块和驱动模块；第一开关模块包括增强型氮化镓高电子迁移率晶体管，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管包括第一栅极、第一极和第二极；驱动模块包括控制端；第一栅极与控制端耦合，第一极和外部节点耦合，内部节点和第二极耦合；外部节点用于接收充电电压，并将充电电压传输至增强型氮化镓高电子迁移率晶体管；驱动模块用于控制增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通或关断，当增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通时，充电电压传输至内部节点，以通过内部节点传输至充电转换芯片；或者，内部节点用于接收充电电压，并将充电电压传输至增强型氮化镓高电子迁移率晶体管；驱动模块用于控制增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通或关断，当增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通时，充电电压传输至外部节点，以通过外部节点传输至待充电电子设备。
通过驱动模块控制增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通或关断，实现了开关电路的双向导通与关断功能。且由于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管自身特性不具有体二极管，所以当增强型氮化镓高电子迁移率晶体管关断时也不会存在电流泄露的问题，这样一来，通过一个增强型氮化镓高电子迁移率晶体管即可实现双向的导通以及关断功能，相比于设置两个背靠背的金属氧化物半导体场效应晶体管，减小了元器件的布局尺寸。此外，由于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管本身具有导通阻抗低的特性，因此，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的设置，可以减少开关电路的损耗，降低开关电路的功耗，进而可以缓解器件发热的问题。
示例性的，当外部节点接收充电电压时，外部节点例如可以与充电器耦合，内部节点例如可以与充电转换芯片耦合；当内部节点接收充电电压时，内部节点例如可以与充电转换芯片耦合，外部节点例如可以与待充电电子设备耦合。
示例性的，待充电电子设备例如为待充电手机等。
在一些可能实现的方式中，驱动模块还包括参考端，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第二极和控制模块的参考端耦合于参考点；当外部节点接收充电电压时，驱动模块基于参考点的电压向第一栅极发送第一驱动电压，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于第一驱动电压导通，并将充电电压传输至内部节点；驱动模块还基于参考点的电压向第一栅极发送第二驱动电压，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于第二驱动电压关断；或者，当内部节点接收充电电压时，驱动模块基于参考点的电压向第一栅极发送第三驱动电压，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于第三驱动电压导通，并将充电电压传输至外部节点；驱动模块还向第一栅极发送第四驱动电压，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于第四驱动电压关断。
通过设置增强型氮化镓高电子迁移率晶体管，当正向充电时，驱动模块基于参考点的电压输出第一驱动电压，以使第一栅极的电压与第二极的电压的差值大于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极与第二极的阈值电压，进而使第一开关模块保持导通的状态，保证充电的正常进行；当正向关断(完成充电或遇到异常情况)时，驱动模块基于参考点的电压输出第二驱动电压，以使第一栅极的电压与第二极的电压的差值小于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极与第二极的阈值电压，进而使第一开关模块由导通变为关断；当反向充电时，驱动模块基于参考点的电压输出第三驱动电压，以使第一栅极的电压与第一极的电压的差值大于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极与第一极的阈值电压，进而使第一开关模块保持导通的状态，保证充电的正常进行；当反向截止(完成充电或遇到异常情况)时，为了防止第一开关模块在第一极处的电压下降时打开，驱动模块通过控制端输出第四驱动电压，以使第一栅极的电压与第一极的电压的差值一直小于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极与第一极的阈值电压，进而使第一开关模块一直处于关断状态，即实现双向导通与关断功能。此外，在正向充电、正向关断以及反向充电时，驱动模块基于参考点的电压输出驱动电压，简化驱动模块的运算过程。
在一些可能实现的方式中，在上述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第二极和控制模块的参考端耦合于参考点的基础上，开关电路还包括第二开关模块，第二开关模块用于当驱动模块向第一栅极发送第四驱动电压时阻止内部节点将接收到的充电电压传输至参考点；驱动模块基于参考点的电压向第一栅极发送第四驱动电压，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于第四驱动电压关断。即驱动模块输出驱动电压(第一驱动电压、第二驱动电压、第三驱动电压和第四驱动电压)时都是基于参考点的变化而变化的，这样一来，可以进一步简化驱动模块的运算。
在一些可能实现的方式中，在开关电路包括第二开关模块的基础上，第二开关模块包括N型金属氧化物半导体场效应晶体管；N型金属氧化物半导体场效应晶体管包括第二栅极、源极和漏极；源极与第二极耦合，漏极与内部节点耦合，第二栅极获取的信号可以控制N型金属氧化物半导体场效应晶体管的导通与否。当N型金属氧化物半导体场效应晶体设置于内部节点和增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第二极之间时，可以使参考点与内部节点隔开，这样一来，不仅在正向充电、正向关断以及反向充电时，驱动模块基于参考点的电压输出驱动电压，以使第一开关模块在正向充电和反向充电时导通以及在正向关断时关断；且在反向关断时，驱动模块可以基于参考点的电压输出驱动电压，以使第一开关模块在反向关断时彻底关断，即在不同的阶段，驱动模块都是基于参考点的电压输出驱动电压，如此，进一步简化驱动模块的运算过程。此外，虽然本实施例中开关电路包括增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管以及N型金属氧化物半导体场效应晶体管，但是由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管本身具有导通阻抗低的特性，因此，相比于两个金属氧化物半导体场效应晶体管，本实施例的开关电路的导通阻抗降低，经验证，包括增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管以及N型金属氧化物半导体场效应晶体管的开关电路相比于两个金属氧化物半导体场效应晶体管的开关电路，导通阻抗可下降25％，这样一来，可以减少开关损耗，降低功耗，缓解发热。
在一些可能实现的方式中，在开关电路包括第二开关模块的基础上，第二开关模块包括N型金属氧化物半导体场效应晶体；N型金属氧化物半导体场效应晶体管包括第二栅极、源极和漏极；漏极分别与第二极以及内部节点耦合，源极与参考点耦合，第二栅极获取的信号可以控制N型金属氧化物半导体场效应晶体管的导通与否。当N型金属氧化物半导体场效应晶体管设置于参考点和增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第二极之间时，可以使参考点与内部节点隔开，这样一来，不仅在正向充电、正向关断以及反向充电时，驱动模块基于参考点的电压输出驱动电压，以使第一开关模块在正向充电和反向充电时导通以及在正向关断时关断；且在反向关断时，驱动模块可以基于参考点的电压输出驱动电压，以使第一开关模块在反向关断时彻底关断，即在不同的阶段，驱动模块都是基于参考点的电压输出驱动电压，如此，进一步简化驱动模块的运算过程。此外，虽然本实施例中开关电路包括增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管以及N型金属氧化物半导体场效应晶体管，但是由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管本身具有导通阻抗低的特性，因此，相比于两个金属氧化物半导体场效应晶体管，本实施例的开关电路的导通阻抗降低，且由于第二开关模块并未位于充电通路上，因此第二开关模块可以为小功率器件，经验证，包括增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管以及N型金属氧化物半导体场效应晶体管的开关电路(未位于充电通路)相比于两个金属氧化物半导体场效应晶体的开关电路，本申请实施例的开关电路可使导通阻抗下降40％以上，这样一来，可以进一步减少开关损耗，降低功耗，缓解发热。
在一些可能实现的方式中，在漏极分别与第二极以及内部节点耦合，源极与参考点耦合的基础上，N型金属氧化物半导体场效应晶体管的导通阻抗的范围是大于或等于1欧姆，且小于或等于100欧姆；N型金属氧化物半导体场效应晶体管的第二栅极到源极的耐压范围是大于或等于5V，且小于或等于60V；N型金属氧化物半导体场效应晶体管的漏源击穿电压的范围大于或等于10V，且小于或等于120V。即第二开关模块为小功率金属氧化物半导体场效应晶体管，第二开关模块损耗可以较低，可以进一步降低开关电路的功耗。
在一些可能实现的方式中，在第二开关模块包括N型金属氧化物半导体场效应晶体管的基础上，第一栅极与第二栅极耦合。第一栅极可以单独获取信号，也可以与第二栅极耦合，通过驱动模块控制端输出的信号同时控制第一开关模块和第二开关模块的导通或关断，这样一来，简化开关电路的结构。
在一些可能实现的方式中，开关电路还包括电阻；电阻的第一端与参考点耦合，电阻的第二端接地设置，通过设置电阻，在正向关断和反向关断时，可以使参考点的电压快速的下降至0V，驱动模块基于参考点的电压也快速的下降至0V，即使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和N型金属氧化物半导体场效应晶体管里的电荷快速的放掉，进而使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和N型金属氧化物半导体场效应晶体管快速的关断。
在一些可能实现的方式中，在开关电路包括电阻的基础上，电阻的电阻值大于100千欧姆，即不会使得参考点在对地进行放电时，电流过大，同时还可以使得参考点的电压较为快速的下降至0V。
在一些可能实现的方式中，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管可以是普通的增强型双向氮化镓高电子迁移晶体管，即增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的栅源阈值电压和栅漏阈值电压不同；也可以增强型双向氮化镓高电子迁移晶体管，即栅极和第二极的阈值电压和栅极和第一极的阈值电压相等。
第二方面，本申请实施例提供一种电子设备，该电子设备包括上述任一项所述的开关电路，能够实现上述开关电路的所有效果。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的电子设备的一种应用场景示意图之一；
图3为本申请实施例提供的电子设备的一种应用场景示意图之一；
图4为本申请实施例提供的一种开关电路的结构示意图；
图5为本申请实施例提供的又一种电子设备的结构示意图；
图6为本申请实施例提供的又一种开关电路的结构示意图；
图7为本申请实施例提供的又一种开关电路的结构示意图；
图8为本申请实施例提供的又一种电子设备的结构示意图；
图9为本申请实施例提供的正向充电时的一种仿真图；
图10为本申请实施例提供的正向关断时的一种仿真图；
图11为本申请实施例提供的反向充电时的一种仿真图；
图12为本申请实施例提供的反向关断时的一种仿真图；
图13为本申请实施例提供的又一种开关电路的结构示意图；
图14为本申请实施例提供的又一种开关电路的结构示意图；
图15为本申请实施例提供的又一种电子设备的结构示意图；
图16为本申请实施例提供的正向充电时的又一种仿真图；
图17为本申请实施例提供的正向关断时的又一种仿真图；
图18为本申请实施例提供的反向充电时的又一种仿真图；
图19为本申请实施例提供的反向关断时的又一种仿真图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。
本申请实施例的说明书和权利要求书中的术语“第一”和“第二”等是用于区别不同的对象，而不是用于描述对象的特定顺序。例如，第一目标对象和第二目标对象等是用于区别不同的目标对象，而不是用于描述目标对象的特定顺序。
在本申请实施例中，“示例性的”或者“例如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示例性的”或者“例如”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”或者“例如”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
在本申请实施例的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是指两个或两个以上。例如，多个处理单元是指两个或两个以上的处理单元；多个系统是指两个或两个以上的系统。
本申请实施例提供一种电子设备，本申请实施例提供的电子设备可以是手机、电脑、平板电脑、个人数字助理(personal digital assistant，简称PDA)、车载电脑、电视、智能穿戴式设备、智能家居设备等，本申请实施例对上述电子设备的具体形式不作特殊限定。以下为了方便说明，以电子设备是手机为例进行说明。
以下对本申请实施例提供的电子设备的具体结构和用途进行说明。
如图1所示，图1示出了本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图，手机100包括对外接口10、开关电路20、充电转换芯片30、电池40和片上系统(System on Chip，SoC)50等结构。其中，片上系统(SoC芯片)50内部例如集成有中央处理器(Central ProcessingUnit，CPU)、图像处理器(Graphic Processing Unit，GPU)和调制解调器(Modem)等。对外接口10的设置使得手机100可以与外接设备耦合。其中，对外接口10例如为USB接口等。外接设备例如可以包括充电器、移动电源、耳机、待充电手机、平板电脑、笔记本电脑等电子设备。片上系统(SoC芯片)50例如可以和对外接口10耦合，该片上系统(SoC芯片)50可以接收对外接口10的电压，并基于充电协议对接入对外接口10的外接设备的类型进行识别，以确定对外接口10接入的是待充电手机，还是充电器等。
示例性的，结合图1和图2，当对外接口10接入的外接设备为充电器200，即充电器200需要为手机100进行充电时，开关电路20导通。充电器200输出的充电电压通过对外接口10、开关电路20传输至充电转换芯片30。充电转换芯片30对充电电压进行转换，并将转换后的电压传输至电池40，以实现对电池40的充电。此外，还将转换后的电压传输至片上系统(SoC芯片)50，以为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等供电，保证CPU、GPU和Modem的正常工作。充电完成后，开关电路20关断，充电器200输出的充电电压无法传输至充电转换芯片30。充电转换芯片30不能为电池40供电以及为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等供电。此时，电池40为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等提供工作时的电压，保证片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等的正常工作。
示例性的，结合图1和图3，当对外接口10接入的外接设备为待充电手机300时，即手机100需要为待充电手机300进行充电时，开关电路20导通。电池40输出的充电电压通过充电转换芯片30、开关电路20以及对外接口10传输至待充电手机300，以为待充电手机300进行充电。
为了解决背景技术中的问题，本申请实施例提供了一种开关电路，该开关电路包括第一开关模块和驱动模块。该第一开关模块为增强型氮化镓高电子迁移率晶体管。增强型氮化镓高电子迁移率晶体管包括第一栅极、第一极和第二极。驱动模块与第一栅极耦合，用于向第一栅极输出驱动电压。
可以理解的是，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的导通或关断与其阈值电压有关。
对于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管而言，在正向充电(第一极处的电压需要传输至第二极处)的情况下，当第一栅极的电压和第二极的电压的差值大于阈值电压时，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通；当第一栅极的电压和第二极的电压的差值小于阈值电压时，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管关断。在反向充电(第二极处的电压需要传输至第一极处)的情况下，当第一栅极的电压和第一极的电压的差值大于阈值电压时，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通；当第一栅极的电压和第一极的电压的差值小于阈值电压时，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管关断。
由于第一栅极的电压即为驱动模块输出的驱动电压，因此，可以通过驱动模块输出的驱动电压控制增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通或关断，也就是说，为了实现双向充电的双向导通与关断功能，驱动电压是驱动模块向第一栅极输出的一个电压，该电压可以控制增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的打开或关断。且由于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管自身特性不具有体二极管，所以当增强型氮化镓高电子迁移率晶体管关断时也不会存在电流泄露的问题。这样一来，通过增强型氮化镓高电子迁移率晶体管即可实现双向的导通以及关断功能。相比于设置两个背靠背的MOS管，减小了元器件的布局尺寸。此外，由于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管本身具有导通阻抗低的特性，因此，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的设置，可以减少开关电路的损耗，降低开关电路的功耗，以及缓解发热。
对于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的类型，本申请实施例不作具体限定。例如可以是普通的增强型氮化镓高电子迁移率晶体管，还可以是增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管。
当第一开关模块为普通的增强型氮化镓高电子迁移率晶体管时，第一极例如为增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的漏极，第二极例如为增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的源极。在正向充电(漏极处的电压需要传输至源极处)的情况下，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极电压与源极电压的差值大于栅源阈值电压时，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通；增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极电压与源极电压的差值小于栅源阈值电压时，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管关断。在反向充电(源极处的电压需要传输至漏极处)的情况下，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极电压与漏极电压的差值大于栅漏阈值电压时，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通；增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极电压与漏极电压的差值小于栅漏阈值电压时，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通。其中，栅源阈值电压和栅漏阈值电压不同。
所谓增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管，即为增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的第一极和第二极等效。亦即第二极所在的区域到沟道区的距离等于第一极所在的区域到沟道区的距离，且第二极所在的区域的材料与第一极所在的区域的材料相同以及器件结构相同。在正向充电(第一极处的电压需要传输至第二极处)的情况下，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极电压与第二极电压的差值大于栅极和第二极的阈值电压时，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通；增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极电压与第二极电压的差值小于栅极和第二极的阈值电压时，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断。在反向充电(第二极处的电压需要传输至第一极处)的情况下，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极电压与第一极电压的差值大于栅极和第一极的阈值电压时，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通；增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极电压与第一极电压的差值小于栅极和第一极的阈值电压时，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断。其中，栅极和第二极的阈值电压和栅极和第一极的阈值电压相等。
需要说明的是，对于驱动模块的结构，本申请实施例不对驱动模块的具体结构进行限定。例如驱动模块包括驱动芯片和微控制单元(Microcontroller Unit，MCU)，其中，MCU和驱动芯片可以单独设置，也可以是驱动芯片上集成有MUC。
通过设置增强型氮化镓高电子迁移率晶体管以降低功耗的开关电路有多种，以下以典型示例进行详细说明。为了更加方便、清楚的对后续方案进行描述，下述示例以第一开关模块为增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管为例进行说明。可以理解的是，由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的第一栅极和第二极的阈值电压和第一栅极和第一极的阈值电压相等，因此下述实施例不论是第一栅极和第二极的阈值电压，还是第一栅极和第一极的阈值电压，均称为增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压。此外，为了区分不同阶段时增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管第一栅极接收的驱动电压，下述示例以正向充电时增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管第一栅极接收的驱动电压为第一驱动电压，其中，第一驱动电压可以控制增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管在正向充电时导通；正向关断时增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管第一栅极接收的驱动电压为第二驱动电压，其中，第二驱动电压可以控制增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管正向关断；反向充电时增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管第一栅极接收的驱动电压为第三驱动电压，其中，第三驱动电压可以控制增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管在反向充电时导通；反向关断时增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管第一栅极接收的驱动电压为第四驱动电压，其中，第四驱动电压可以控制增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管反向关断。下述内容不构成对本申请的限定。
一个示例中，如图4所示，开关电路20包括内部节点VBUS、外部节点VUSB、第一开关模块21和驱动模块22。第一开关模块21包括增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管。该增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管包括第一栅极G1、第一极D1和第二极D2。驱动模块22包括参考端R1和控制端C。第一极D1和外部节点VUSB耦合，第二极D2和参考点R2耦合，参考端R1和参考点R2耦合，内部节点VBUS和第二极D2耦合。驱动模块22的控制端C与第一栅极G1耦合，驱动模块22通过控制端C向第一栅极G1输出驱动电压。结合图5，开关电路20通过外部节点VUSB与对外接口10耦合，开关电路20通过内部节点VBUS与充电转换芯片30耦合。
驱动模块22会实时采集参考点R2(第二极D2)处的电压。在正向充电(外部节点VUSB接收的充电电压需要传输至内部节点VBUS)的情况下，即需要增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通以及保持导通状态时，驱动模块22基于参考点R2(第二极D2)处的电压输出第一驱动电压，其中，第一驱动电压与采集的参考点R2(第二极D2)处的电压的差值实时保持在第一差值，第一差值大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压，即第一栅极G1的电压与第二极D2的电压的压差大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压，这样一来，正向充电时，可以保证增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管一直处于导通状态，进而保证正向充电的正常进行。
当充电完成等情况下，需要使增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管由导通状态变为关断状态时，驱动模块22基于参考点R2(D2)处的电压输出第二驱动电压，其中，第二驱动电压与采集的参考点R2(D2)处的电压的差值实时保持在第二差值，第二差值小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压，即第一栅极G1的电压与第二极D2的电压的压差小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压，这样一来，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断。
在反向充电(内部节点VBUS接收的充电电压需要传输至外部节点VUSB)的情况下，即需要增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通以及保持导通状态时，驱动模块22基于参考点R2(D2)处的电压输出第三驱动电压，其中，第三驱动电压与采集的参考点R2(D2)处的电压的差值为第三差值，第三差值大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压。又因为第一极D1处的电压的最大值等于参考点R2(D2)处的电压，所以第一栅极G1的电压与第一极D1的电压的差值必然大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压，这样一来，反向充电时，可以保证增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管一直处于导通状态，进而保证反向充电的正常进行。
当充电完成等情况下，需要使增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管由导通状态变为关断状态时，驱动模块22向第一栅极G1输出第四驱动电压，第四驱动电压例如为0。由于第四驱动电压为0V，而即便由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断使得第一极D1处的电压下降，第一极D1处的电压也会大于或等于0V，即第四驱动电压(0V)和第一极D1(大于或等于0V)的差值必然会小于或等于0，亦即第一栅极G1的电压与第一极D1的电压的差值必然会小于或等于0，小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压。因此，实现了增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的彻底关断。
通过上述介绍可知，设置一个增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管即可实现双向导通和关断功能，结构简单。此外，由于增强型氮化镓高电子迁移率晶体管本身具有导通阻抗低的特性，因此，增强型氮化镓高电子迁移率晶体管的设置，可以减少开关电路的损耗，降低开关电路的功耗，以及缓解发热。此外，在正向充电、正向关断以及反向充电时，驱动模块基于参考点的电压输出驱动电压，简化驱动模块的运算过程。
下面结合电子设备对图4所示的开关电路20实现双向导通与关断功能的具体原理进行介绍。其中，以充电电压为20V和增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压为1.5V为例进行的说明。
示例性的，结合图2、图4和图5，当对外接口10接入的外接设备为充电器200，即充电器200需要为手机100进行充电时，亦即外部节点VUSB接收的充电电压需要传输至内部节点VBUS时，需要使增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管由关断状态变为导通状态。当增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管为关断状态时，外部节点VUSB处的电压为充电电压20V，此时，内部节点VBUS为0V，第一极D1和外部节点VUSB处的电压相同，第一栅极G1、第二极D2以及参考点R2与内部节点VBUS的电压相同。为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第一驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第一差值5V。因此当驱动模块22采集参考点R2的电压为0V，驱动模块22向第一栅极G1发送5V的第一驱动电压。此时第一栅极G1的电压(5V)和第二极D2的电压(0V)的差值为5V，大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通。第二极D2的电压由0V逐渐上升为20V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2(第二极D2)的电压，并基于采集的参考点R2(第二极D2)的电压实时调节输出至第一栅极G1的第一驱动电压，其中，第一驱动电压和参考点R2(第二极D2)的电压的差值一直保持在第一差值5V。所以当参考点R2(第二极D2)的电压逐渐上升为20V时，驱动模块22也会基于参考点R2(第二极D2)的电压实时调节其输出的第一驱动电压由5V逐渐上升为25V。这样一来，第一栅极G1和第二极D2的压差保持在5V，即大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，在充电过程中，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管一直处于导通的状态。外部节点VUSB的充电电压20V通过导通增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管传输至内部节点VBUS，以通过内部节点VBUS传输至充电转换芯片30。充电转换芯片30对充电电压进行转换，并将转换后的电压传输至电池40，以实现对电池40的充电。此外，还将转换后的电压传输至片上系统(SoC芯片)50，以为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等供电，保证CPU、GPU和Modem的正常工作。
当充电完成；或者，在充电过程中遇到过大的电压会对手机100造成损伤等异常情况时，需要增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管由导通状态变为关断状态。当增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管为导通状态时，外部节点VUSB、内部节点VBUS、第一极D1、第二极D2以及参考点R2的电压均为充电电压20V，第一栅极G1的电压为25V。为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第一驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第二差值0V。因此当驱动模块22采集参考点R2的电压为20V，驱动模块22向第一栅极G1发送20V的第二驱动电压。此时，第一栅极G1的电压和第二极D2的电压的差值为0V，小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断。且由于驱动模块22会实时采集参考点R2(第二极D2)的电压，并基于采集的参考点R2(第二极D2)的电压实时调节输出至第一栅极G1的第二驱动电压，其中，第二驱动电压和参考点R2(第二极D2)的电压的差值一直保持在第二差值0V。即便增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断后，参考点R2(第二极D2)的电压会下降至0V，驱动模块22输出的第二驱动电压也会随之下降，使得第一开关模块21的第一栅极G1和第二极D2的电压的差值一直保持在0V，保证增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管一直处于关断状态。这样一来，充电器200输出的充电电压无法传输至充电转换芯片30。充电转换芯片30不能为电池40供电以及为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等供电。
示例性的，结合图3、图4和图5，当对外接口10接入的外接设备为待充电手机300，即手机100需要为待充电手机300进行充电时，亦即内部节点VBUS接收的充电电压需要传输至外部节点VUSB时，需要使增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管由关断状态变为导通状态。当增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管为关断状态时，内部节点VBUS处的电压为充电电压20V，此时，外部节点VUSB为0V，第一极D1和外部节点VUSB的电压相同，参考点R2、第二极D2与内部节点VBUS处的电压相等。为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通，驱动模块22会实时采集参考点R2(第二极D2)的电压，并基于采集的参考点R2(第二极D2)进行运算，使得输出的第三驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第三差值5V。因此当驱动模块22采集参考点R2的电压为20V，驱动模块22通过控制端C向第一栅极G1发送25V的第三驱动电压。此时第一栅极G1的电压(25V)和第一极D1的电压(0V)的差值为25V，大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通，第一极D1的电压由0V逐渐上升为20V。由于参考点R2(第二极D2)的电压一直保持在20V，所以驱动模块22一直向第一栅极G1发送25V的第三驱动电压，第三驱动电压(25V)与第一极D1(最大为20V)的电压的差值大于或等于5V，大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，在充电过程中，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管一直处于导通的状态，保证充电的正常进行。
当充电完成；或者，在充电过程中遇到过大的电压会对待充电手机300造成损伤等异常情况时，需要增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管由导通状态变为关断状态。当增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管为导通状态时，内部节点VBUS、外部节点VUSB、第一极D1、第二极D2以及参考点R2的电压均为充电电压20V。第一栅极G1的电压例如为25V。为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断。此时驱动模块22不能基于参考点R2进行运算，使得输出的第四驱动电压与参考点R2的电压的差值保持在第四差值0V，即第四驱动电压与参考点R2的电压相等。这是因为如果驱动模块22基于参考点R2的电压输出第四驱动电压，由于参考点R2的电压与内部节点VBUS相同都是20V，那么驱动模块22输出的第四驱动电压为20V。而又因为第一极D1的电压会由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管关断而逐渐降低，例如当降低到15V时，第一栅极G1(20V)与第一极D1(15V)的差值为5V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通，不能实现增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的关断。因此为了防止增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管在关断过程中出现导通的问题，本实施例中，驱动模块22直接输出0V的第四驱动电压。当驱动模块22输出0V的第四驱动电压至第一栅极G1时，由于即便第一极D1处的电压下降，第一极D1处的电压也会大于或等于0V，亦即第一栅极G1的电压(0V)与第一极D1的电压(大于或等于0V)的差值必然会小于或等于0，小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V。因此，实现了增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的彻底关断。
又一个示例中，参见图6，与上一示例不同的是，开关电路20还包括第二开关模块23。第二开关模块23耦合于第二极D2和内部节点VBUS之间。第二开关模块23包括MOSFET，例如可以包括NMOSFET。NMOSFET包括第二栅极G2、源极S和漏极D3。第二开关模块23的源极S与第一开关模块21的第二极D2耦合，第二开关模块23的漏极D3与内部节点VBUS耦合，第二开关模块23的第二栅极G2与第一开关模块21的第一栅极G1耦合。
设置第二开关模块23，可以使参考点R2与内部节点VBUS隔开，这样一来，不仅在正向充电、正向关断以及反向充电时，驱动模块22基于参考点R2的电压输出驱动电压，以使第一开关模块21在正向充电和反向充电时导通以及在正向关断时关断；且在反向关断时，驱动模块22可以基于参考点R2的电压输出驱动电压，以使第一开关模块21在反向关断时彻底关断，即在不同的阶段，驱动模块22都是基于参考点R2的电压输出驱动电压，如此，进一步简化驱动模块的运算过程。此外，虽然本实施例中开关电路20包括增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管以及NMOSFET，但是由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管本身具有导通阻抗低的特性，因此，相比于两个MOSFET，本实施例的开关电路20的导通阻抗降低，经验证，包括增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管以及NMOSFET的开关电路20相比于两个MOSFET的开关电路，导通阻抗可下降25％，这样一来，可以减少开关损耗，降低功耗，缓解发热。
此外，继续参见图6，开关电路20还包括电阻24，电阻24的一端与参考点R2耦合，电阻24的另一端接地设置。通过设置电阻24，在正向关断和反向关断时，可以使参考点R2的电压快速的下降至0V，驱动模块22基于参考点R2的电压也快速的下降至0V，即使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET里的电荷快速的放掉，进而使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET快速的关断。
示例性的，电阻24的电阻值例如大于100千欧。当设置电阻24的电阻值大于100千欧时，既不会使得参考点R2在对地进行放电时，电流过大，同时还可以使得参考点R2的电压较为快速的下降至0V。
需要说明的是，上述示例中以开关电路20中设置电阻24，且电阻24的一端接地设置为例进行的说明，但不构成对本申请的限定。可选的，为了实现增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET快速的关断，参见图7，还可以将驱动模块22的参考端R1接地设置。通过参考端R1接地设置使得参考点R2的电压快速的下降至0V，以及驱动模块22基于参考点R2的电压也快速的下降至0V。
以下结合电子设备对图6所示的开关电路20实现双向导通与关断功能的具体原理进行介绍。其中，以第二开关模块23为NMOSFET，且NMOSFET的阈值电压为2V为例进行的说明。
图9是本实施例提供的正向充电时的仿真图，结合图2、图8和图9，当对外接口10接入的外接设备为充电器200，即充电器200需要为手机100进行充电时，亦即外部节点VUSB接收的充电电压需要传输至内部节点VBUS时，需要使增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET由关断状态变为导通状态。
关断阶段，即图9中在100μs之前，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均关断，外部节点VUSB处的电压为充电电压20V，此时，内部节点VBUS为0V，第一栅极G1和第二栅极G2也为0V，参考点R2、第二极D2和源极S的电压与内部节点VBUS相同。
导通阶段，为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET导通，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第一驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第一差值5V。因此当驱动模块22采集参考点R2的电压为0V，驱动模块22在100μs时逐渐向第一栅极G1和第二栅极G2施加第一驱动电压至5V。通过图9可知，在101.8μs时，第一栅极G1和第二栅极G2施加的第一驱动电压开始大于2V，即第一栅极G1(大于2V)和第二极D2(0V)的电压差值大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通，第二栅极G1(大于2V)和源极S(0V)的电压差值大于NMOSFET的阈值电压2V，NMOSFET导通，内部节点VBUS处开始有电压。
上升阶段，101.8μs到105μs之间，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均导通后，内部节点VBUS处的电压从0V上升至20V。当然参考点R2处的电压也会从0V上升至20V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第一驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第一差值5V。因此，当参考点R2处的电压也会从0V上升至20V，驱动模块22的控制端C输出的第一驱动电压会逐渐上升为25V。
导通保持阶段，105μs之后，内部节点VBUS和参考点R2处的电压均保持在20V，驱动模块22的控制端C输出的第一驱动电压也保持在25V，这样一来，第一栅极G1(25V)和第二极D2(20V)的压差保持在5V，即大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G2(25V)和源极S(20V)的压差保持在5V，即大于NMOSFET的阈值电压2V，在充电过程中，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET一直处于导通的状态。外部节点VUSB的充电电压20V通过导通增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管传输至内部节点VBUS，以通过内部节点VBUS传输至充电转换芯片30。充电转换芯片30对充电电压进行转换，并将转换后的电压传输至电池40，以实现对电池40的充电。此外，还将转换后的电压传输至片上系统(SoC芯片)50，以为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等供电，保证CPU、GPU和Modem的正常工作。
图10是本实施例提供的正向关断时的仿真图，结合图2、图8和图10，当充电完成；或者，在充电过程中遇到过大的电压会对手机100造成损伤等异常情况时，需要增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET由导通状态变为关断状态。
导通阶段，即图10中在305μs之前，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均导通，外部节点VUSB、内部节点VBUS、第二极D2、源极S、漏极D3以及参考点R2的电压均为充电电压20V。第一栅极G1和第二栅极G2的电压为25V。
关断阶段，为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET关断，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第二驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第二差值0V。因此，在305μs时，驱动模块22输出的第二驱动电压逐渐下降至20V。通过图10可知，在307.4μs时，第一栅极G1和第二栅极G2施加的第二驱动电压下降至21.5V，即第一栅极G1(21.5V)和第二极D2(20V)的电压差值等于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G1(21.5V)和源极S(20V)的电压差值小于NMOSFET的阈值电压2V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET开始关断，内部节点VBUS处的电压开始下降。
下降阶段，307.4μs到312.3μs之间，由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET在关断时，并不能一下彻底关断。因此，内部节点VBUS处的电压从20V逐渐下降至0V。当然，参考点R2处的电压从20V逐渐下降至0V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2的电压并基于参考点R2进行运算，使得输出的第二驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第二差值0V。因此，当参考点R2处的电压从20V逐渐下降至0V，驱动模块22的控制端C输出的第二驱动电压随之会逐渐下降至0V。
关断保持阶段，312.3μs之后，内部节点VBUS和参考点R2处的电压均保持在0V，驱动模块22的控制端C输出的第二驱动电压也保持在0V，这样一来，第一栅极G1(0V)和第二极D2(0V)的压差保持在0V，即小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G2(0V)和源极S(0V)的压差保持在0V，即小于NMOSFET的阈值电压2V，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET一直处于关断的状态。充电器200输出的充电电压无法传输至充电转换芯片30。充电转换芯片30不能为电池40供电以及为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等供电。
图11是本实施例提供的反向充电时的仿真图，结合图3、图8和图11，当对外接口10接入的外接设备为待充电手机300时，即手机100需要为待充电手机300进行充电时，亦即内部节点VBUS接收的充电电压需要传输至外部节点VUSB时，需要使增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET由关断状态变为导通状态。
关断阶段，即图11中在101μs之前，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均关断，内部节点VBUS处的电压为充电电压20V，此时，外部节点VUSB为0V，第一栅极G1和第二栅极G2也为0V，参考点R2、第二极D2和源极S的电压与外部节点VUSB相同。
导通阶段，为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET导通，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第三驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第三差值5V。因此当驱动模块22采集参考点R2的电压为0V，驱动模块22在101μs时逐渐向第一栅极G1和第二栅极G2施加第一驱动电压至5V。通过图11可知，在104.5μs时，第一栅极G1和第二栅极G2施加的第一驱动电压开始大于2V，即第一栅极G1(大于2V)和第一极D1(0V)的电压差值大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通，第二栅极G1(大于2V)和源极S(0V)的电压差值大于NMOSFET的阈值电压2V，NMOSFET导通，外部节点VUSB处开始有电压。
上升阶段，104.5μs到105μs之间，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均导通后，外部节点VUSB处的电压从0V上升至20V。当然参考点R2处的电压也会从0V上升至20V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2的电压并基于参考点R2进行运算，使得输出的第三驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第三差值5V。因此，当参考点R2处的电压也会从0V上升至20V，驱动模块22的控制端C输出的第三驱动电压也会随之逐渐上升为25V。
导通保持阶段，110μs之后，外部节点VUSB和参考点R2处的电压均保持在20V，驱动模块22的控制端C输出的第三驱动电压也保持在25V，这样一来，第一栅极G1(25V)和第一极D1(20V)的压差保持在5V，即大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G2(25V)和源极S(20V)的压差保持在5V，即大于NMOSFET的阈值电压2V，在充电过程中，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET一直处于导通的状态，保证充电的正常进行。
图12是本实施例提供的反向关断时的仿真图，结合图3、图8和图12，当充电完成；或者，在充电过程中遇到过大的电压会对手机100造成损伤等异常情况时，需要增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET由导通状态变为关断状态。
导通阶段，即图12中在310μs之前，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均导通，外部节点VUSB、内部节点VBUS、第二极D2、源极S、漏极D3以及参考点R2的电压均为充电电压20V。第一栅极G1和第二栅极G2的电压为25V。
关断阶段，为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET关断，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第四驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第四差值0V。因此，在310μs时，驱动模块22输出的第四驱动电压逐渐下降至20V。通过图12可知，在310.7μs时，第一栅极G1和第二栅极G2施加的第四驱动电压下降至21.5V，即第一栅极G1(21.5V)和第一极D1(20V)的电压差值等于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G1(21.5V)和源极S(20V)的电压差值小于NMOSFET的阈值电压2V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET开始关断，内部节点VBUS处的电压开始从20V下降。
下降阶段，310.7μs到350μs之间，由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET在关断时，并不能一下彻底关断。因此，内部节点VBUS处的电压从20V逐渐下降至0V。当然，参考点R2处的电压从20V逐渐下降至0V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2的电压并基于参考点R2进行运算，使得输出的第四驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第四差值0V。因此，当参考点R2处的电压从20V逐渐下降至0V，驱动模块22的控制端C输出的第四驱动电压随之会逐渐下降至0V。
关断保持阶段，350μs之后，内部节点VBUS和参考点R2处的电压均保持在0V，驱动模块22的控制端C输出的第四驱动电压也保持在0V，这样一来，第一栅极G1(0V)和第一极D1(0V)的压差保持在0V，即小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G2(0V)和源极S(0V)的压差保持在0V，即小于NMOSFET的阈值电压2V，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET一直处于关断的状态。实现了增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的彻底关断。
再一个示例中，参见图13，与上一示例不同的是，第二开关模块23的设置位置。具体的，第二开关模块23的漏极D3分别与第一开关模块21的第二极D2以及内部节点VBUS耦合，第二开关模块23的源极S与参考点R2耦合，第二开关模块23的第二栅极G2与第一开关模块21的第一栅极G1耦合。
由于第二开关模块23并未位于充电通路上，因此第二开关模块23例如可以为小功率MOSFET，例如可以为小功率Si NMOSFET。示例性的，第二开关模块22的导通阻抗的范围是大于或等于1欧姆，且小于或等于100欧姆；第二开关模块22栅极到源极的耐压范围是大于或等于5V，且小于或等于60V；漏源击穿电压的范围大于或等于10V，且小于或等于120V。这样一来，本示例除了具有上述示例所具有的有益效果外，由于第二开关模块23可以为小功率MOSFET，所以本实施例的开关电路20可以进一步降低导通阻抗。经验证，本实施例的开关电路20可使导通阻抗下降40％以上，这样一来，可以进一步减少开关损耗，降低功耗，缓解发热。
此外，与上述示例相同，参见图13，开关电路20可以包括电阻24。其中，电阻24的一端与参考点R2耦合，电阻24的另一端接地设置。在其他可选实施例中，参见图14，还可以将驱动模块22的参考端R1接地设置。
以下结合电子设备对图13所示的开关电路20实现双向导通与关断功能的具体原理进行介绍。其中，以第二开关模块23为NMOSFET，且NMOSFET的阈值电压为2V为例进行的说明。
图16是本实施例提供的正向充电时的仿真图，结合图2、图15和图16，当对外接口10接入的外接设备为充电器200，即充电器200需要为手机100进行充电时，亦即外部节点VUSB接收的充电电压需要传输至内部节点VBUS时，需要使增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET由关断状态变为导通状态。
关断阶段，即图16中在100μs之前，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均关断，外部节点VUSB处的电压为充电电压20V，此时，内部节点VBUS为0V，第一栅极G1和第二栅极G2也为0V，参考点R2、第二极D2和源极S的电压与内部节点VBUS相同。
导通阶段，为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET导通，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第一驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第一差值5V。因此，当驱动模块22采集参考点R2的电压为0V时，驱动模块22在100μs时逐渐向第一栅极G1和第二栅极G2施加第一驱动电压至5V。通过图16可知，在100.8μs时，第一栅极G1和第二栅极G2施加的第一驱动电压开始大于2V，即第一栅极G1(大于2V)和第二极D2(0V)的电压差值大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通，第二栅极G1(大于2V)和源极S(0V)的电压差值大于NMOSFET的阈值电压2V，NMOSFET导通，内部节点VBUS处开始有电压。
上升阶段，100.8μs到102μs之间，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均导通后，内部节点VBUS处的电压从0V上升至20V。当然参考点R2处的电压也会从0V上升至20V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第一驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第一差值5V。因此，当参考点R2处的电压也会从0V上升至20V，驱动模块22的控制端C输出的第一驱动电压也会随之逐渐上升为25V。
导通保持阶段，102μs之后，内部节点VBUS和参考点R2处的电压均保持在20V，驱动模块22的控制端C输出的第一驱动电压也保持在25V，这样一来，第一栅极G1(25V)和第二极D2(20V)的压差保持在5V，即大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G2(25V)和源极S(20V)的压差保持在5V，即大于NMOSFET的阈值电压2V，在充电过程中，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET一直处于导通的状态。外部节点VUSB的充电电压20V通过导通增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管传输至内部节点VBUS，以通过内部节点VBUS传输至充电转换芯片30。充电转换芯片30对充电电压进行转换，并将转换后的电压传输至电池40，以实现对电池40的充电。此外，还将转换后的电压传输至片上系统(SoC芯片)50，以为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等供电，保证CPU、GPU和Modem的正常工作。
图17是本实施例提供的正向关断时的仿真图，结合图2、图15和图17，当充电完成；或者，在充电过程中遇到过大的电压会对手机100造成损伤等异常情况时，需要增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET由导通状态变为关断状态。
导通阶段，即图17中在302μs之前，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均导通，外部节点VUSB、内部节点VBUS、第二极D2、源极S、漏极D3以及参考点R2的电压均为充电电压20V。第一栅极G1和第二栅极G2的电压为25V。
关断阶段，为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET关断，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第二驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第二差值0V。因此，在302μs时，驱动模块22输出的第二驱动电压逐渐下降至20V。通过图17可知，在303μs时，第一栅极G1和第二栅极G2施加的第二驱动电压下降至21.5V，即第一栅极G1(21.5V)和第二极D2(20V)的电压差值等于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G1(21.5V)和源极S(20V)的电压差值小于NMOSFET的阈值电压2V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET开始关断，内部节点VBUS处的电压开始下降。
下降阶段，303μs到305μs之间，由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET在关断时，并不能一下彻底关断。因此，内部节点VBUS处的电压从20V逐渐下降至0V。当然，参考点R2处的电压从20V逐渐下降至0V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2的电压并基于参考点R2进行运算，使得输出的第二驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第二差值0V。因此，当参考点R2处的电压从20V逐渐下降至0V，驱动模块22的控制端C输出的第二驱动电压随之会逐渐下降至0V。
关断保持阶段，305μs之后，内部节点VBUS和参考点R2处的电压均保持在0V，驱动模块22的控制端C输出的第二驱动电压也保持在0V，这样一来，第一栅极G1(0V)和第二极D2(0V)的压差保持在0V，即小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G2(0V)和源极S(0V)的压差保持在0V，即小于NMOSFET的阈值电压2V，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET一直处于关断的状态。充电器200输出的充电电压无法传输至充电转换芯片30。充电转换芯片30不能为电池40供电以及为片上系统(SoC芯片)50内部集成的CPU、GPU和Modem等供电。
图18是本实施例提供的反向充电时的仿真图，结合图3、图15和图18，当对外接口10接入的外接设备为待充电手机300时，即手机100需要为待充电手机300进行充电时，亦即内部节点VBUS接收的充电电压需要传输至外部节点VUSB时，需要使增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET由关断状态变为导通状态。
关断阶段，即图18中在100.4μs之前，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均关断，内部节点VBUS处的电压为充电电压20V，此时，外部节点VUSB为0V，第一栅极G1和第二栅极G2也为0V，参考点R2、第二极D2和源极S的电压与外部节点VUSB相同。
导通阶段，为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET导通，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第三驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第三差值5V。因此当驱动模块22采集参考点R2的电压为0V，驱动模块22在100.4μs时逐渐向第一栅极G1和第二栅极G2施加第一驱动电压至5V。通过图18可知，在100.48μs时，第一栅极G1和第二栅极G2施加的第一驱动电压开始大于2V，即第一栅极G1(大于2V)和第一极D1(0V)的电压差值大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管导通，第二栅极G1(大于2V)和源极S(0V)的电压差值大于NMOSFET的阈值电压2V，NMOSFET导通，外部节点VUSB处开始有电压。
上升阶段，100.48μs到101μs之间，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均导通后，外部节点VUSB处的电压从0V上升至20V。当然参考点R2处的电压也会从0V上升至20V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2的电压并基于参考点R2进行运算，使得输出的第三驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第三差值5V。因此，当参考点R2处的电压也会从0V上升至20V，驱动模块22的控制端C输出的第三驱动电压也会随之逐渐上升为25V。
导通保持阶段，101μs之后，外部节点VUSB和参考点R2处的电压均保持在20V，驱动模块22的控制端C输出的第三驱动电压也保持在25V，这样一来，第一栅极G1(25V)和第一极D1(20V)的压差保持在5V，即大于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G2(25V)和源极S(20V)的压差保持在5V，即大于NMOSFET的阈值电压2V，在充电过程中，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET一直处于导通的状态，保证充电的正常进行。
图19是本实施例提供的反向关断时的仿真图，结合图3、图15和图19，当充电完成；或者，在充电过程中遇到过大的电压会对手机100造成损伤等异常情况时，需要增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET由导通状态变为关断状态。
导通阶段，即图12中在301μs之前，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET均导通，外部节点VUSB、内部节点VBUS、第二极D2、源极S、漏极D3以及参考点R2的电压均为充电电压20V。第一栅极G1和第二栅极G2的电压为25V。
关断阶段，为了使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET关断，驱动模块22会实时采集参考点R2的电压(与第二极D2处的电压相同)并基于参考点R2进行运算，使得输出的第四驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第四差值0V。因此，在301μs时，驱动模块22输出的第四驱动电压逐渐下降至20V。通过图12可知，在302μs时，第一栅极G1和第二栅极G2施加的第四驱动电压下降至21.5V，即第一栅极G1(21.5V)和第一极D1(20V)的电压差值等于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G1(21.5V)和源极S(20V)的电压差值小于NMOSFET的阈值电压2V，增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET开始关断，内部节点VBUS处的电压开始从20V下降。
下降阶段，302μs到309.6μs之间，由于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET在关断时，并不能一下彻底关断。因此，内部节点VBUS处的电压从20V逐渐下降至0V。当然，参考点R2处的电压从20V逐渐下降至0V。由于驱动模块22会实时采集参考点R2的电压并基于参考点R2进行运算，使得输出的第四驱动电压与采集到的参考点R2的电压差值实时保持在第四差值0V。因此，当参考点R2处的电压从20V逐渐下降至0V，驱动模块22的控制端C输出的第四驱动电压随之会逐渐下降至0V。
关断保持阶段，309.6μs之后，内部节点VBUS和参考点R2处的电压均保持在0V，驱动模块22的控制端C输出的第四驱动电压也保持在0V，这样一来，第一栅极G1(0V)和第一极D1(0V)的压差保持在0V，即小于增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的阈值电压1.5V，第二栅极G2(0V)和源极S(0V)的压差保持在0V，即小于NMOSFET的阈值电压2V，使得增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管和NMOSFET一直处于关断的状态。实现了增强型双向氮化镓高电子迁移率晶体管的彻底关断。
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (11)

1.一种开关电路，其特征在于，包括：外部节点、内部节点、第一开关模块和驱动模块；
所述第一开关模块包括增强型氮化镓高电子迁移率晶体管，所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管包括第一栅极、第一极和第二极；所述驱动模块包括控制端；
所述第一栅极与所述控制端耦合，所述第一极和所述外部节点耦合，所述内部节点和所述第二极耦合；
所述外部节点用于接收充电电压，并将所述充电电压传输至所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管；所述驱动模块用于控制所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通或关断，当所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通时，所述充电电压传输至所述内部节点，以通过所述内部节点传输至充电转换芯片；
或者，
所述内部节点用于接收充电电压，并将所述充电电压传输至所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管；所述驱动模块用于控制所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通或关断，当所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管导通时，所述充电电压传输至所述外部节点，以通过所述外部节点传输至待充电电子设备。
2.根据权利要求1所述的开关电路，其特征在于，所述驱动模块还包括参考端，所述第二极和所述参考端耦合于参考点；
当所述外部节点接收所述充电电压时，所述驱动模块基于所述参考点的电压向所述第一栅极发送第一驱动电压，所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于所述第一驱动电压导通，并将所述充电电压传输至所述内部节点；所述驱动模块还基于所述参考点的电压向所述第一栅极发送第二驱动电压，所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于所述第二驱动电压关断；
或者，
当所述内部节点接收所述充电电压时，所述驱动模块基于所述参考点的电压向所述第一栅极发送第三驱动电压，所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于所述第三驱动电压导通，并将所述充电电压传输至所述外部节点；所述驱动模块还向所述第一栅极发送第四驱动电压，所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于所述第四驱动电压关断。
3.根据权利要求2所述的开关电路，其特征在于，还包括第二开关模块，所述第二开关模块用于当所述驱动模块向所述第一栅极发送第四驱动电压时阻止所述内部节点将接收到的充电电压传输至所述参考点；
所述驱动模块基于所述参考点的电压向所述第一栅极发送第四驱动电压，所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管响应于所述第四驱动电压关断。
4.根据权利要求3所述的开关电路，其特征在于，所述第二开关模块包括N型金属氧化物半导体场效应晶体管；所述N型金属氧化物半导体场效应晶体包括第二栅极、源极和漏极；所述源极与所述第二极耦合，所述漏极与所述内部节点耦合。
5.根据权利要求3所述的开关电路，其特征在于，所述第二开关模块包括N型金属氧化物半导体场效应晶体管；所述N型金属氧化物半导体场效应晶体包括第二栅极、源极和漏极；所述漏极分别与所述第二极以及所述内部节点耦合，所述源极与所述参考点耦合。
6.根据权利要求5所述的开关电路，其特征在于，所述N型金属氧化物半导体场效应晶体管的导通阻抗的范围是大于或等于1欧姆，且小于或等于100欧姆；所述N型金属氧化物半导体场效应晶体管的第二栅极到源极的耐压范围是大于或等于5V，且小于或等于60V；所述N型金属氧化物半导体场效应晶体管的漏源击穿电压的范围大于或等于10V，且小于或等于120V。
7.根据权利要求4或5所述的开关电路，其特征在于，所述第一栅极与所述第二栅极耦合。
8.根据权利要求2所述的开关电路，其特征在于，所述开关电路还包括电阻；所述电阻的第一端与所述参考点耦合，所述电阻的第二端接地设置。
9.根据权利要求8所述的开关电路，其特征在于，所述电阻的电阻值大于100千欧姆。
10.根据权利要求1所述的开关电路，其特征在于，所述增强型氮化镓高电子迁移率晶体管包括增强型双向氮化镓高电子迁移晶体管。
11.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1-10任一项所述的开关电路。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115021736B (zh) * 2021-11-26 2023-05-05 荣耀终端有限公司 开关电路及电子设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2572450A1 (en) * 2010-05-20 2013-03-27 Cree, Inc. High power gallium nitride field effect transistor switches

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3584502B2 (ja) * 1994-10-07 2004-11-04 ソニー株式会社 充電制御装置
CN101783666B (zh) * 2010-02-11 2012-07-04 西安科技大学 一种能可靠关断的增强-耗尽型器件组合开关电路
JP5711040B2 (ja) * 2011-04-28 2015-04-30 トランスフォーム・ジャパン株式会社 双方向スイッチおよびそれを利用した充放電保護装置
US9960157B2 (en) * 2015-10-15 2018-05-01 Infineon Technologies Austria Ag Bidirectional normally-off III-V high electron mobility transistor (HEMT)devices and circuits
US11004942B2 (en) * 2017-12-30 2021-05-11 Texas Instruments Incorporated Controlling bi-directional switching devices
US11862630B2 (en) * 2018-04-23 2024-01-02 Infineon Technologies Austria Ag Semiconductor device having a bidirectional switch and discharge circuit
US10536070B1 (en) * 2018-08-01 2020-01-14 Infineon Technologies Ag Driver for switching gallium nitride (GaN) devices
WO2020237632A1 (zh) * 2019-05-31 2020-12-03 华为技术有限公司 一种驱动电路、数字逻辑电路及其相关装置
DE102019122659A1 (de) * 2019-08-22 2021-02-25 Jungheinrich Aktiengesellschaft Flurförderzeug mit einem Einbauladegerät
CN115021736B (zh) * 2021-11-26 2023-05-05 荣耀终端有限公司 开关电路及电子设备

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2572450A1 (en) * 2010-05-20 2013-03-27 Cree, Inc. High power gallium nitride field effect transistor switches
JP2013527718A (ja) * 2010-05-20 2013-06-27 クリー インコーポレイテッド 高電力窒化ガリウム電界効果トランジスタスイッチ

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