CN1149775C - 数据信号的校正并译码的方法和设备 - Google Patents

Abstract

在经过无线信道传输的错误保护编码的数据信号的校正并译码的方法中，接收方在一个具有一个第一信道估算器的解调器中计算已校正的数据信号()。由用于确定译码的输出信号()的译码器(TDEC)译码已校正的数据信号()。对此已校正的数据信号()被供给一个第二信道估算器(KS2)，其反复确定无线信道的第二信道参数(、²)。这些参数被供给译码器(TDEC)，并且在那里当译码时用作计算参数。

Description

数据信号的校正并译码的方法和设备

本发明涉及经过无线信道传输的、错误保护编码的数据信号的校正并译码的方法和设备。

在经过无线信道，特别是移动无线信道传输数据时特别出现与此相关的困难，即无线信道的传输特性时间上连续改变，并且接收的信号受到其它移动无线用户的信号的干扰。

为了考虑无线信道的传输特性的连续改变使用了接收方的适配校正器。适配校正器的特点是，其装备有一个所谓的信道估算器。信道估算器持续地确定无线信道当前的传输特性(脉冲响应)，并把这个特性告知校正器。校正器由此能够进行“适当地”(也就是说匹配无线信道的目前状态)校正所获得的接收信号。

为了传输数据的有效错误保护的目的，使用了发射/接收的数据信号的编码/译码。在发射方编码时输出数据信号添加冗余码，其使接收机能够识别并修改在数据检验时出现的检验错误。由此其结果可以降低干扰影响。

在D.Rapaeli和Y.Zarai的论文“组合的增强校正和增强编码”中，IEEE通信杂志，第2卷第4章，1998年，第107至109页，描述了一个重复的接收结构，其为了适当的信道估算包含一个MAP(最大后验)字符估算器并且为了译码包含一个附加连接的增强译码器。这个由MAP字符估算器输出的数字信号以所谓的LLR(log-似然率)格式存在。该信号在拓扑译码器的输入端上通过计算信道噪声的方差被换算为译码器需要的“软”(也就是说值连续的)输入信号。

在U.S.专利说明书5.214.675中描述一个装置，其包括一个具有可变校正器系数的线性校正器和一个信道译码器。布置在信道译码器前面的是一个计算单元，在这个单元中计算信道强度和信道噪声的方差。计算的值被转交给信道译码器。

本发明基于这个任务，给出一个用于错误保护编码的数据信号的校正并译码的方法以及设备，该设备以较低的总计算费用针对这些步骤使校正并译码实现在译码器输出端上的一个预先确定的误码率。

为了解决这个任务预先规定独立权利要求1和3或者7和9的特征。

因此本发明涉及接收信号的适配校正并“适当”译码的普通的方法和设备，其中为用于适配校正的第一信道参数的计算和用于适当译码的第二信道参数的计算分别预先规定一个第一或者第二信道估算器。

根据本发明的第一观点(权利要求1和7)用于译码的第二信道参数的计算基于矩量法(Method-of-moments)。这个算法是特别高效的，并且在确定第二信道参数的情况下胜过例如以一个MAP估算器实现的结果。由于以这种方式改善了在译码时的错误保护度，另一方面可以降低校正时的计算费用，以便达到输出信号的一个预先确定、最大允许的位错误比。这有助于费用少的、次佳的校正器的使用，该校正器在下面还要详细阐述。

根据本发明的第二观点，“附加估算”的第二信道参数用于增强译码器匹配于信道情况。通过传统的增强编码/译码已经实现了传输信号的一个高的错误保护可靠性。通过所使用的增强译码器对当前信道情况的根据本发明的可匹配性改善了增强译码的效率，象在本发明的第一观点中一样，这类似地提供一个费用合理的校正用于实现输出信号的预先确定的位错误比。

在从属权利要求中给出本发明的另外有益的优点

下面根据实施例参考附图阐述本发明；在图中指出：

图1具有发射机和接收机的移动无线系统的空间接口的概括描述

图2一个递归的卷积编码器的方框图，其在根据图1的发射机中可以用于原始输入信号的编码；

图3在图1中描述的解调器的方框图；

图4在图1中描述的译码器设备的方框图；和

图5在图4中描述的拓扑译码器的方框图。

图1指出了一个移动无线系统的发射机S和一个接收机E。发射机S或者接收机E不仅可以分配给一个基站而且也可以分配给一个移动站。

发射机S具有一个编码器COD、一个调制器MOD以及一个发射天线SA。

编码器COD以数据字符(位)u₁、u₂、…的串的形式接受数字的输入信号U。输入信号U携带例如必需传输的语言消息。可以经过话筒放大器-模/数转换器产生线路链(没有描述)。

编码器COD为了错误保护编码给数字输入信号U附加了冗余码。在编码器COD的输出端上存在字符串(位)d1、d2、…的错误保护编码的数据信号D。

接着以没有描述的方式置乱错误保护编码的数据信号D，并且该数据信号划分为预先确定长度(字符的数目)的字组。

调制器MOD把错误保护的数据信号D调制在一个载波信号上。在以错误保护编码的数据信号调制的载波信号经过发射天线SA作为无线信号FS发射之前，由一个发射滤波器以没有描述的方式对该调制的载波信号进行频谱整形，并且由一个发射放大器放大该调制的载波信号。

接收机具有一个接收天线EA、一个解调器DMOD和一个解码器设备DECOD。

接收天线EA接收由于环境影响和具有另外用户无线信号的干扰而干扰的无线信号FS，并且把该无线信号供给解调器DMOD。解调器DMOD在考虑在无线信道中遭受的信号干扰的情况下校正接收的无线信号FS。在解调器DMOD的输出端上提供的校正数据信号

以字符串的形式存在，其组元

是错误保护编码的数据信号D的字符d₁、d₂、…的值连续的估算值。

校正的数信号

被供给译码器设备DECOD，在其输出端上提供组元

…的译码输出信号

译码输出信号

的组元 …以来自输入信号的字符储备(例如0、1)的直接值的形式是发射方输入信号U的字符U₁、U₂、…的假定。

通过相对频繁的错误估算 $u_n\≠{\hat{u}}_n,n=\mathrm{1,2},\·\·\·$ 定义输出方的误码率。其在移动无线应用的情况下通常不允许超过最大允许的值。

图2指出了一个递归的系统卷积编码器RSC，其例如可以用作在发射机S中的编码器COD。卷积编码器RSC具有输入方一个第一加法器ADD1和一个附加连接在ADD1之后、带有四个单元T的移位寄存器。卷积编码器RSC具有一个第一输出端，在其上面卷积编码器输出一个数据串X，其组元x₁、x₂、…与输入信号串U的组元u₁、u₂、…是相同的。具有这个特性的编码器称作系统编码器。在第二输出端上卷积编码器RSC提供由第二加法器ADD2产生的组元y1、y2、…的冗余数据串Y。这是明确的，在一个确定时刻在第二输出端上存在的冗余位y_n(n＝1、2、…)依赖于输入信号串U的当前输入位u_n。

在图2中描述的卷积编码器RSC每输入位u_n正好产生二个输出位x_n和y_n，也就是说，其具有一个编码速率R_c(输入位的数目/输出位的数目)＝0.5。

在应用在图2中指出的递归的系统卷积编码器RSC的情况下错误保护编码的数据信号D(参见图1)交替地包括系统数据串X和冗余数据串Y的组元，也就是说D＝(x₁、y₁、x₂、y₂、…)。

一个所谓的增强编码器(没有描述)也可以用作编码器COD。一个增强编码器主要包括二个串联的、根据图2的递归系统卷积编码器RSC。因此在其输出端上提供具有组元x₁、x₂、…的系统数据串X以及组元y1_n和y2_n、n＝1、2、…的二个冗余部分串Y1和Y2使用。为了在一个增强编码器中也实现一个编码速率R_c＝0.5，二个冗余部分串Y1和Y2交替地加点并复用。得出的冗余数据串Y(y1₁、y2₂、y1₃、y2₄、…)以已经描述的方式与系统数据串X复用。在增强编码的情况下得出的错误保护编码的数据信号D可以因此具有形式D＝(x₁、y1₁、x₂、y2₂、x₃、y1₃、x₄、y2₄、…)。

图3指出了接收方的解调器DMOD的方框图。高频级HF接受由接收天线EA接收的无线信号FS，并该信号以通常的方式通过向下混频变换为一个模拟的接收信号。模拟接收信号由一个具有足够高的取样速率的模/数(A/D)转换器进行数字化，并且同样借助于一个附加连接的、数字滤波器(没有描述)进行带宽限制。

数字的(也许带宽限制的)输入数据信号不仅被供给数据检测器DD而且也被供给一个第一信道估算器KS1。

第一信道估算器KS1的任务在于，连续地确定第一信道参数h1、h2、…，其表征无线信道的当前传输特性。

无线信道的第一信道参数h1、h2、…例如可以是这样的参数，其描述信道脉冲响应h(也就是说无线信道在时间t对在时间(t-τ)馈入信道中的Dirac脉冲的响应)的功能过程。

可以连续地(根据一个除了无线信号FS外持续接收的领示信号)或在确定时刻(根据特地为信道估算在无线信号FS中嵌入的、信道估算器已知的训练序列)实施在KS1中的信道估算。

数据探测器DD借助于第一信道参数h1、h2、…从(“被干扰的”)数字的输入数据信号中以组元

的串的形式计算校正的数据信号

组元d_n或者可以包含编码的串D的字符储备的离散值(例如0、1)或可以是这些组元的值连续的估算值(例如由区间[0、1]产生)。

第一信道估算器KS1和数据探测器DD共同形成一个校正器。

根据在下面必须阐述的根据本发明的、信道参数的第二或附加估算，在校正器中可以使用一个相对简单的、次佳的数据探测器DD。例如数据探测器可以是一个线性零强制字组校正器(ZF-BLE)或是一个线性最小均方误差字组校正器(MMSE-BLE)。二个数据检测器DD另外作为非线性的数据探测器DD虽然达到非最小的位出错比，可是具有这个优点，可以非常费用适当地(也就是说快地)实施以其为基础的计算算法。

在P.Jung，Stuttgart、B.G.Teubner的著作“数字移动无线通信系统的分析和设计”中，1997，在5.3章第206值224页上，特别是5.3.4章(221值224页)详细阐述了以一个ZF-BLE和一个MMSE-BLE为基础的计算算法。对此其涉及了本文章的问题。

图4指出了在图1中描述的译码器设备DECOD的方框图。译码器设备DECOD包含一个第二信道估算器KS2、一个解复用器DMUX1以及一个译码器，该译码器在本实例中(并且在发射方的编码器COD是一个增强编码器的前提下)作为增强译码器TDEC阐明。

校正的数据信号(数据串D)不仅被供给第二信道估算器KS2而且也被供给解复用器DMUX1。解复用器DMEX1把数据串D划分为其校正的系统部分(数据串 )和其校正的冗余部分(冗余串 )。

在对于COD在此所考虑的应用一个增强编码器的情况下，校正的冗余串□基于二个发射方产生的、交替加点的冗余部分串Y1、Y2，也就是说 $D=(x_1,{\hat{y}1}_1,x_2,{\hat{y}2}_2,x_3,{\hat{y}1}_3,x_4,{\hat{y}2}_4,\·\·\·).$

下面描述在第二信道估算器KS2中主要使用的、计算第二信道参数的算法。这个算法称作矩量法。

在无线信道的一个简化的模型中以下面的方式可以描述无线信道对传输的错误保护编码的数据信号的影响：

${\hat{d}}_n=\mathrm{\μ}\·d_n+n_n----G1.1$

对此μ是无线信道的衰减系数，n_n代表基于信道噪声的干扰成分。

在这种假设的情况下，即由发射机S产生的错误保护编码的数据字符d1、d2、…是均匀分布的随机过程的实现，则对于这个过程得出根据

$w(\mathrm{\μ}\·d_n)=\frac{1}{2}\mathrm{\δ}(d_n-\mathrm{\μ})+\frac{1}{2}\mathrm{\δ}(d_n+\mathrm{\μ})----G1.2$

的一个概率密度，其中δ表示Dirac-Delta分布。

在具有方差σ²的白色信道噪声的模型假设的情况下，通过

$p\left(n_n\right)=\frac{1}{\sqrt{2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{\σ}}^2}}\exp (-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{n}_n^2)----G1.3$

得出噪声的功率密度谱。因此通过下面的表达式：

$p\left({\hat{d}}_n\right)=w(\mathrm{\μ}\·d_n)*p\left(n_n\right)$

$\·=\frac{1}{\sqrt{8\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{\σ}}^2}}\{\exp (-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{({\hat{d}}_n-\mathrm{\μ})}^2)+\exp (-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{({\hat{d}}_n+\mathrm{\μ})}^2)\}----G1.4$

确定接收的(已校正的)数据信号

的功率密度。对此*表示卷积积。

功率密度分布的第二统计矩量M₂可以描述为：

$M_2=E\left\{{\left({\hat{d}}_n\right)}^2\right\}=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}{\left({\hat{d}}_n\right)}^{2}p\left({\hat{d}}_n\right)d{\hat{d}}_n={\mathrm{\μ}}^2+{\mathrm{\σ}}^2----G1.5$

其中E{}表示关于在括号表达式中存在的随机量的预定数目组元(也就是说实现)的预期值。

以等式5得出第四统计矩量M₄为：

$M_4=E\left\{{\left({\hat{d}}_n\right)}^4\right\}=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}{\left({\hat{d}}_n\right)}^{4}p\left({\hat{d}}_n\right)d{\hat{d}}_n={\mathrm{\μ}}^4+{6\mathrm{\μ}}^2{\mathrm{\σ}}^2+{3\mathrm{\σ}}^4----G1.6$

根据下面的等式

$\widehat{\mathrm{\μ}}=4\sqrt{\frac{{3M}_2^2-M_4}{2}}=4\sqrt{\frac{3E{\left\{{\left({\hat{d}}_n\right)}^2\right\}}^2-E\left\{{\left({\hat{d}}_n\right)}^4\right\}}{2}}----G\mathrm{1.7.1}$

${\widehat{\mathrm{\σ}}}^2=M_2\text{-}\sqrt{\frac{3M_2^2-M_4}{2}}=E\left\{{\left({\hat{d}}_n\right)}^2\right\}-\sqrt{\frac{3E{\left\{{\left({\hat{d}}_n\right)}^2\right\}}^2-E\left\{{\left({\hat{d}}_n\right)}^4\right\}}{2}}----G\mathrm{1.7.2}$

从校正的数据信号 中计算出由KS2估算的信道参数

和

图5详细指出了在图4中描述的增强译码器的TDEC。

增强译码器TDEC包含一个解复用器DMUX2、一个存储器MEM、一个第一和第二卷积译码器DEC1和DEC2、一个置乱器IL、一个第一和第二去置乱器DIL1和DIL2以及判定逻辑电路TL。

由解复用器DMUX1把校正的系统数据串 (输入串U(＝X)的检测样本)和校正的冗余串

(在一个增强编码器中由二个递归的系统编码器TSC产生的、加点的冗余部分串Y1、Y2的检测样本)供给增强译码器TDEC。解复用器DMUX2使校正的冗余串 分裂为二个校正的冗余部分串

和

第一译码器DEC1在应用估算的第二信道参数 和

的情况下从

和

和一个反馈串Z中计算出一个(一串)可靠性信息Λ1。对于输入串U的字符(位)u₁、u₂、…在这个串Λ1的每个组元Λ1(u_n)中涉及一个值连续的估算值。

由置乱器IL对可靠性信息Λ1置乱，并且作为置乱的可靠性信息Λ1_I被供给第二卷积译码器DEC2。第二卷积译码器DEC2在应用第二(已估算的)信道参数

和

的情况下从置乱的可靠性信息Λ1_I和

中计算出一个置乱的反馈串Z_I和一个置乱的串Λ2_I。

由第一去置乱器DIL1对置乱的反馈串Z_I去置乱并得出反馈串Z。串Λ2_I的组元Λ2_I(u_n)是输入串U的未编码的数据字符u₁至u_N的值连续的后验似然比(LLRs∶Log-似然率)；

$\mathrm{\Λ}{2}_I\left(u_n\right)=\log \left\{\frac{P(u_n=1|\hat{X})}{P(u_n=0|\hat{X})}\right\}----G1.8$

对此 $P(u_n=1|\hat{X})$ 或者 $P(u_n=0|\hat{X})$ 表示对此的有条件的概率，即在检测了已校正的系统数据串X的条件下字符u_n等于1或者等于0。

这个有条件的概率是“概率后验”，因为从一个出现的结果(检测的串X)向后推断出以这个为基础的、未编码的u₁至u_N的概率。

由第二去置乱器DIL2对串Λ2_I去置乱，并且作为去置乱串Λ2被供给判定逻辑电路TL。判定逻辑电路TL为具有一个值≤0的串Λ2的每个组元确定一个重新再现的字符u_n＝0，并且为具有一个值＞0的Λ2的每个组元确定一个重新再现的位u_n＝1。

以MAP字符估算器的形式可以实现第一和第二卷积编码器DEC1或者DEC2。MAP字符估算器具有这样的优点，其得到尽可能小的位错误比。可是也可以使用次佳的卷积译码器DEC1、DEC2，其在合理提高位错误比的情况下要求明显较低的计算费用。

下面说明，在根据本发明的“适配”译码中第二信道参数 和 共同包括在译码的输出信号

的计算中。对此这个说明涉及MAP字符估算器作为卷积译码器DEC1或者DEC2的使用。在P.Jung的上述著作的E.3.3章“递归的MAP符号评估”中在353至361页上给出了以MAP字符估算为基础的计算算法的详细描述。对此在那里给出的计算算法涉及本文章的问题。

从涉及的E.3.3章中得知，借助于MAP字符估算器在译码时的一个重要的计算步骤涉及根据这章的等式E.40的度量γ_n ^iu(R_n、m’_T、m_T)的计算。对此根据预先说明的章节的等式E.31，Rn表示系统信息、冗余信息和递归信息的三个值数组(xn、y1n、zn)，并且m’_T、m_T在一个格子图中表示发射方卷积编码器RSC的二个不同状态(卷积编码器RSC可以理解为有限的自动装置，并且众所周知可以以一个格子图描述器状态)。

按照E.3.3章的等式E.51，在度量γ_n ^iu(R_n、m’_T、m_T)的计算中引入信道噪声的方差σ²和无线信道的衰减因数μ(在E.3.3章称作σ² _T和a_x，n或者a_y，n)。

在度量γ_n ^iu(R_n、m’_T、m_T)的计算中这些参数迄今预先确定为恒量。

从现在开始在根据本发明的信道估算的范围内确定这些参数，这样以连续的修改的形式提供第二信道估算器KS2的不仅第一而且第二卷积译码器DEC1、DEC2使用，不仅第一而且第二卷积译码器DEC1、DEC2在其输出端上提供匹配于无线信道瞬间状态的计算值。

通过这个“适当”译码显著改善了译码器设备DECOD的输出信号 的位错误比。由此在与迄今为止相同计算费用的情况下实现了提高的传输质量或-对此等效的-对于与迄今为止相同的传输质量实现了较低的计算费用。

Claims (6)

1.经过一个无线信道传输的错误保护编码的数据信号(D)的校正并译码的方法，该方法具有这些步骤：

—接收传输发射方错误保护编码的数据信号(D)的无线信号(FS)；

—对用于产生一个数字输入数据信号的接收的无线信号(FS)取样；

—数字的输入数据信号被供给一个适配校正器(KS1、DD)，其具有一个第一信道估算器(KS1)，该信道估算器反复确定无线信道的第一信道参数(h1、h2、...)，并且其中校正器(KS1、DD)根据当前确定的第一信道参数(h1、h2、...)计算并输出一个已校正的数据信号

—在一个用于确定已译码的输出信号 的译码器(TDEC)中译码已校正的数据信号

该输出信号是一个以发射方错误保护编码的数据信号(D)为基础的输入信号(U)的再现；其中

—校正的数据信号

被供给一个第二信道估算器(KS2)，其借助于矩量法反复计算第二信道参数，其包含无线信道噪声的方差

和无线信道的衰减因数

并且

—第二信道参数

被供给译码器(TDEC)，并且在那里作为计算参数在译码时用于输出信号 的计算。

2.按照权利要求1的方法，其特征在于，编码和译码基于一个增强代码。

3.按照权利要求1或者2的方法，实施线性的ZF-BLE或MMSE-BLE校正。

4.经过一个无线信道传输的错误保护编码的数据信号(D)的校正并译码的设备，

—具有一个包含第一信道估算器(KS1)的适配校正器(KS1、DD)，

——其中校正器(KS1、DD)接受数字的输入数据信号，可以通过接收的、传输发射方错误保护编码的数据信号(D)的无线信号(FS)的取样产生该输入数据信号，

——第一信道估算器(KS1)反复确定无线信道的第一信道参数(h1、h2、...)，并且

——校正器(KS1、DD)根据确定的第一信道参数(h1、h2、...)计算并输出一个已校正的数据信号

—具有一个接受已校正的数据信号 的译码器(TDEC)，其用于确定译码的输出信号 该信号是一个以发射方错误保护编码的数据信号(D)为基础的输入信号(U)的再现，

—具有一个第二信道估算器(KS2)，校正的数据信号 被供给该信道估算器，并且该信道估算器按照矩量法的算法反复确定第二信道参数，其包含无线信道噪声的方差 和无线信道的衰减因数 第二信道参数被转交给用于计算输出信号

的译码器(TDEC)。

5.按照权利要求4的设备，其特征在于，译码器(TDEC)是一个增强译码器。

6.按照权利要求4或者5的设备，其特征在于，校正器(KS1、DD)是一个线性ZF-BLE或MMSE-BLE。

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