CN1156188C - 块形联合解码均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明为块形联合解码均衡器，属于宽带无线通信领域。包括在通信系统发送端的块交织器和复接器，以及在接收端的前馈滤波器、解复接和解交织器、噪声预测和抵消模块和系数预测及插值模块。发送端TCM编码的输出经块交织器交织后和训练序列复接；接收信号先经过解复接器，输出的训练序列部分送给系数训练与插值模块以获得前馈滤波器和噪声预测及抵消模块的系数，噪声预测和抵消模块的输出送往TCM译码器译码；其判决结果又反馈给噪声预测模块。该发明实现了均衡和译码的结合，从而提高了抗码间干扰的性能。同时，可以用较小的运算复杂度来跟踪信道的快速变化。该发明为单载波宽带无线通信提供了一种抵抗信道时变和符号间干扰的一种新型的方法。

Description

块形联合解码均衡器

技术领域

本发明是一种块形联合解码均衡器，属于宽带无线通信技术领域，特别适用于移动条件下单载波宽带移动通信系统。

背景技术

无线移动通信的特征之一就是信号的多径传播。在单载波的系统中，当多径传播的时延超过符号周期时，会引入符号间的干扰(ISI)，导致接收端眼图闭合，从而使接收机的错误判决的概率大大增加。无线移动通信的另一重要特征是信道的时变特性，即多径的传播延时和增益都是随时间和电磁传播的环境的变化而变化的，使得接收信号发生衰落。为了正确判决，接收机必须根据信道变化作自适应的调整。

根据以前的研究成果，自适应信道均衡是消除码间干扰的一种常用手段。根据结构划分，目前的均衡器有线性均衡和判决反馈均衡两种；根据所采用的算法及衡量准则的不同，又可以分为迫零均衡、最小方差均衡、最小二乘均衡等。其中基于最小二乘算法(卡尔曼算法)或其衍生算法的判决反馈均衡器(简称DFE)被认为具有较好的稳定性和信道跟踪性能。

传统的DFE结构包括两部分：前馈滤波器和反馈滤波器。在其反馈结构中，本地的判决作为后续接收符号中符号窜扰的参考，来消除符号窜扰。但是，由于信道的噪声等原因，本地的判决的可靠性比较低。当本地判决出错时，会不可避免地影响到后续符号的均衡，从而造成错误传播。为解决这一问题，V.M.Eyuboglu在“利用判决反馈噪声预测和交织的线性失真信道中编码调制信号的检测”(IEEE Trans.Commu.，vol.36，no.4，pp.401-409，1988)中提出了噪声预测均衡技术(简称NPE)，将网格编码调制(TCM)的解码和均衡结合起来，其原理如图1中的虚框部分所示。采用该噪声预测均衡技术的通信系统采用网格编码调制(TCM)，其均衡器包括设置在发送端和接收端中的两个部分的处理。在该均衡器发送端部分包括复接和交织两个模块，系统将训练序列通过复接插入到TCM编码的码流中，然后送入交织模块进行交织。该均衡器接收端部分包括前馈滤波器、解交织器、延时、噪声预测和抵消等模块。通过这样一种结构，可以用信道译码后具有较高可靠性的判决作为反馈，来进行噪声的干扰抵消，从而可以减小误码的传播。

但是，当这种噪声预测均衡器应用到宽带通信时，会出现两个问题。其一，为抵消移动信道的多普勒频移，必须采用具有较快的收敛特性的算法，比如递归最小乘方算法。但是，在NPE中，前馈滤波器的系数只能通过本地的判决进行更新，而本地判决的结果又是不可靠的。其二，为适应宽带信道，均衡器的阶数必须足够大，以抵消多径扩展，这样，其运算复杂度肯定会非常高。

发明内容

本发明为克服上述的已有技术的不足之处，提出一种块形联合解码均衡器，其特点是可以同时保证较快的信道跟踪速度和较低的运算复杂度，从而特别适用于单载波的宽带移动通信系统。

本发明提出的一种块形联合解码均衡器，包括设置在通信系统发送端中的由复接器和交织器两个模块构成的发送端均衡单元和由前馈滤波器、解交织器、噪声预测和抵消模块、系数训练与插值模块构成的接收端均衡单元；其特征在于，所说的发送端均衡单元中的交织器为块交织器，该块交织器输入端与通信系统前端的网格编码调制(简称TCM)编码器的输出端相连，该块交织器的输出端与复接器输入端相连；所说的接收端均衡单元还包括解复接器和系数训练和插值模块，所说的解交织器为块解交织器，所说的解复接器的输入端通过通信信道与所说的复接器输出端相连，该解复接器的输出端分别与前馈滤波器、系数训练和插值模块相连，所说的前馈滤波器、系数训练和插值模块、块解交织器和噪声预测和抵消模块相互依次连成一回路，该回路的输出端与通信系统的TCM解编码器相连，从而实现了联合解码和均衡。

所说的系数训练和插值模块包括利用训练序列进行前馈滤波器的系数训练和噪声预测滤波器的系数训练的子模块，和利用该系数训练的子模块得到的系数对训练序列间的滤波器系数进行插值的系数插值子模块。所说的系数训练子模块利用最小二乘方法，调整滤波器系数，使得已知训练序列和滤波输出的累积乘方失真收敛到最小；所说的系数插值子模块是利用非线性多项插值算法，利用训练得到的系数对一个交织块内所有时刻的滤波器系数，以跟踪信道的快速变化。

本发明的特点：

本发明和以前的同种类型的噪声预测均衡器相比，在均衡器结构和系数训练算法上都进行了改进。在本发明中，训练符号块周期性的插入经过块交织的TCM编码符号序列中。在接收端，采用一种新的非线性多项插值算法用来负责系数的更新。这样，可以有可能同时保证较快的信道跟踪速度和较低的运算复杂度。

本发明可应用于地面数字电视广播系统；点到多点的多媒体通信系统；以及其他采用单载波体制的宽带移动通信系统。

附图说明

图1为已有的噪声预测均衡器的通信系统的结构图(虚框内为发送端和接收端的噪声预测衡器的结构)。

图2为采用本发明提出的块形联合解码均衡器的宽带移动通信的结构图(虚框内为发送端和接收端的块形联合解码均衡器结构)。

图3为本发明中的块交织器(解交织器)结构实施例示意图。

图4为本发明中的前馈滤波器结构实施例示意图。

图5为本发明中的均衡器的噪声预测和抵消模块实施例示意图。

图6为本发明中的均衡器系数的训练和插值模块的实施例流图。

图7为本发明中的系数训练子模块实施例示意图。

图8为用于本实施例中的8PSK1/2TCM码结构示意图。

图9为本实施例的TCM解码误码率-多普勒频移的仿真结果示意图。

具体实施方式

本发明提出的一种块形联合解码均衡器的实施例，结合各附图详细说明如下：

本实施例的块形联合解码均衡器的总体结构如图2所示。从图中可以看出，整个均衡器可以分为发送端的处理和接收端的处理两部分。系统前端TCM编码器的输出送给发送端处理模块。发送端处理模块可以分为块交织器和复接两个部分。和图1不同的是，本发明中的训练序列的复接位于交织器之后，这样可以保证所有的信息承载序列都被已知序列所分割，从而可以比较精确的获得每一时间点上的时变信道的传输函数。复接序列经过成形滤波和调制后，送往宽带移动信道进行传输。

接收端的处理模块按功能可以分为解复接，前馈滤波器，系数训练与插值，块解交织器和噪声预测抵消等模块。经过匹配滤波和抽样等处理后，训练序列先送入解交织模块进行训练序列和信息承载序列的分离，分离得到的训练序列送入系数训练与插值模块，而信息承载序列被送入前馈滤波器。前馈滤波器的系数是有系数训练与插值模块获得并更新的，其输出送入解交织模块执行交织模块的对偶功能。解交织器的输出送往噪声预测和抵消模块执行后馈滤波，其输出在送往TCM解码器进行解码。作为系统的反馈部分，TCM解码的结果要进一步送到噪声预测和抵消模块进行噪声预测，其系数是由系数训练与插值模块提供的。以上各组成部分的实施例详细结构和工作流程详述如下：

块交织器和复接模块

块交织器和复接模块的结构如图3所示。图中虚框内部分为块交织器，该块交织器和复接模块的实现过程为：

(1)信号按列方向读入，每列的长度为N。

(2)从上到下，当一行(长度为K)写满时，将信号读出。

(3)在读完一行信号后，插入长度为M的训练序列，从而将信息承载序列和训练序列复接为一帧。

块交织器的行数设计要大于TCM译码器的译码延时，否则，其后馈滤波器做符号间干扰预测时将不能得到此前符号的可靠的判决值。

训练序列一般为伪随机序列。训练序列长度要大于符号间干扰预测的长度。否则，前一列符号的间符号干扰会越过训练序列影响到后一列的符号。在图3中，一帧的长度为M+N。交织器的大小为N×K。

解复接和解交织器模块

解复接和解交织器模块分别执行与复接和块交织器相反的功能，如图3所示。

在接收端，经过匹配滤波后的采样信号在获得帧同步后，即可进行解复接。每一帧的长度为M+N，前M个符号为训练序列。

解交织的过程与交织相反：

(1)信号按行方向读入，每行的长度为K。

(2)从左到右，将写满的每一列(长度为N)的数据读出。

前馈滤波器模块

前馈滤波器模块的结构如图4所示。解复接后的信息承载符号经延迟器延迟后，分别与系数训练与插值模块所得到的系数相乘，其和作为滤波器的输出送往解交织器模块。它的功能可以由下式表示：

$u_t=C_t^{\′T}{Y}_t----\left(1\right)$

其中C_t′＝[C_-K，t，C_-K+1，t，…，C_-1，t]为t时刻滤波器的系数，Y₁＝[v_t，v_t-1，…，v_t-K+1]表示输入信息承载序列所构成的矢量，v_t为t时刻的输入。

噪声预测和抵消模块

经过前馈滤波和解交织后的信号采样符号可能仍然存在着符合间干扰，因此需要通过噪声预测和抵消模块来进一步消除。符号间的干扰预测是通过TCM译码器的判决结果进行的，其流图如图5所示。TCM解码器判决的结果经过一系列延迟器延迟后，经系数训练与插值模块所得到的系数加权作为噪声预测，然后从解交织的结果中减去该预测，即得噪声抵消的结果，该结果在送入TCM译码器进行译码。该模块的功能可以由下式表示：

$\widetilde{i_t}=u_t^{\′}-C_t^{\′\′}{\hat{I}}_t----\left(2\right)$

上式中u_t′为t时刻块解交织器的输出，C_t″＝[C_0，t，C_1，t…，C_K-1，t]为t时刻滤波器的噪声预测滤波器的系数， ${\hat{I}}_t=[{\hat{i}}_t,{\hat{i}}_{t-1},\·\·\·,{\hat{i}}_{t-K+1}]$ 为TCM判决序列构成的矢量，

为噪声抵消后的输出。

系数训练与插值模块

该模块完成前馈滤波器和噪声预测与抵消模块的滤波器系数的训练和插值，以跟踪快速时变信道。该部分可以分为系数训练子模块和系数插值子模块，其处理过程如图6所示。系数训练子模块利用解复接后的训练序列，采用最小二乘算法做系数的训练；系数插值子模块对训练序列间的每一时刻的系数进行非线性多项插值。

在描述系数训练子模块之前，先定义滤波器的系数和输入符号：

$C_t=[C_{-K_1,t},C_{-K_1+1,t}\·\·\·,C_{-1,t},C_{0,t},C_{1,t}\·\·\·,C_{K_2-1,t}]$ 代表t时刻前馈滤波器和噪声预测滤波器的系数。 $Y_t=[v_{t+K_1,}\·\·\·,v_{t+1},v_t,{\hat{i}}_{t-1},\·\·\·,{\hat{i}}_{t-K_2}]$ 代表t时刻前馈滤波器和噪声预测滤波器的输入。

系数训练子模块的实施例如图7所示，具体步骤描述如下：

(1)系统开始工作前，设置遗忘因子w(0＜w＜1)，均衡器系数初值C₀(全零或随机数)和其相关矩阵的逆矩阵P₀，(一般设为单位阵)。

(2)对于第i次运算，首先按(1)式计算滤波输出

然后按下式求得输出误差：

$e_t=i_t-{\hat{i}}_t----\left(3\right)$

如果‖e_t‖≤ε，则退出迭代过程。

(3)计算卡尔曼增益向量：

$K_t=P_{t-1}{Y}_t{(w+Y_t^T{P}_{t-1}{Y}_t^{*})}^{-1}----\left(4\right)$

(4)更新信号相关矩阵的逆矩阵

$P_t=(P_{t-1}-K_t{Y}_t^T{P}_{t-1})/w----\left(5\right)$

(5)更新滤波器系数

$C_t=C_{t-1}+K_t(i_t-{\hat{i}}_t)----\left(6\right)$

系数插值子模块对训练序列间的滤波器系数，采用以下插值方法，由训练序列插入时刻得到本时刻的系数值：

$C_t=\underset{n=M_0-N_1+1}{\overset{M_0+N_1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{\mathrm{nN}}\frac{\sin \left(2\mathrm{\π}(\frac{t}{N}-n)\right)}{2\mathrm{\π}(\frac{t}{N}-n)}----\left(7\right)$

其中「t/N」＝M₀为t时刻的块号，而N为符号序列中两个训练块之间的间隔长度。

以下给出本发明的块形联合解码均衡器在单载波无线通信系统中的应用实例。表1给出了该系统的设计参数：

             表1.系统设计参数实例

系统传输净负荷速率	10Mbit/s
		系统占用带宽	5.75M HZ
系统符号传输速率	5M Sample/s
		调制方式	8PSK
编码方式	2/3TCM网格编码调制
		基带成形滤波器滚降系数	0.15
训练序列长度	127
		块交织器大小	4873×32

表1中的2/3TCM网格编码调制的实现框图如图8所示；训练序列采用长度为127的伪随机序列，其本原多项式为

                         x⁷+x³+1                               (8)

图9给出了该系统在不同多普勒频移条件下解码后的误比特率。选用GSM的移动条件下信道B作为仿真信道。将本发明所提的采用非线性多项插值得块形联合解码均衡器(BDFE+MI，图中的菱形标记曲线)和其余两种的均衡器，即采用RLS算法的噪声预测均衡器(NPE+RLS，图中的圆形标记曲线，V.M.Eyuboglu，“利用判决反馈噪声预测和交织的线性失真信道中编码调制信号的检测”，IEEE Trans.Commu.，vol.36，no.4，pp.401-409，1988)和采用双向线性插值的噪声预测均衡器((NPE+BI，图中的方形标记曲线Hiiseyin Arslan，R.Ramesh，Ayman Mostafa，“相干M-ary PSK调制中基于插值算法的信道跟踪接收机的实现”，IEEE Vehicular Technology Conference，vol.3，pp.2194-2199，May 16-20，1999.)在同样的仿真下作了比较。可以看出，在时变的信道条件下，特别是多普勒频移比较高的时候，本发明的算法明显优越于其他两种算法。同时，由于采用了插值算法，均衡器系数更新时的运算复杂度较之于完全采用RLS算法有很大的降低。因此，本发明对于宽带移动条件下的通信接收机的设计是非常有帮助的。

Claims (2)

1、一种块形联合解码均衡器，包括设置在通信系统的发送端中的由复接器和交织器两个模块构成的发送端均衡单元和由前馈滤波器、解交织器、噪声预测和抵消模块构成的接收端均衡单元；其特征在于，所说的发送端均衡单元中的交织器为块交织器，该块交织器输入端与通信系统前端的网格编码调制编码器的输出端相连，该块交织器的输出端与复接器输入端相连；所说的接收端均衡单元还包括解复接器和系数训练和插值模块，所说的解交织器为块解交织器，所说的解复接器的输入端通过通信信道与所说的复接器输出端相连，该解复接器的输出端分别与前馈滤波器、系数训练和插值模块相连，所说的前馈滤波器、系数训练和插值模块、块解交织器和噪声预测和抵消模块相互依次连成一回路，该回路的输出端与通信系统的网格编码调制解编码器相连。

2、如权利要求1所述的块形联合解码均衡器，其特征在于，所说的系数训练和插值模块包括利用训练序列进行前馈滤波器的系数训练和噪声预测滤波器的系数训练的子模块，和利用该系数训练的子模块得到的系数对训练序列间的滤波器系数进行插值的系数插值子模块。

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