CN114915191A - 用于自动确定功率转换器中的开关状态的系统及方法 - Google Patents

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Abstract

公开自动检测功率转换器中的开关状态的系统及方法。在一个方面中，一种电力开关包含：第一开关，其联接在电力输入节点与负载的第一端子之间；第二开关，其联接在所述电力输入节点与所述负载的第二端子之间；第一电流感测装置及第二电流感测装置，其经布置以传输第一信号及第二信号，所述信号包含分别穿过所述第一开关及所述第二开关的第一电流及第二电流的量值及极性中的至少一个；第一驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电源输入节点处的电压及所述第一信号而将第一控制信号传输到所述第一开关；及第二驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的所述电压及所述第二信号而将第二控制信号传输到所述第二开关。

Description

用于自动确定功率转换器中的开关状态的系统及方法
相关申请案的交叉参考
本申请案主张2021年2月9日申请的美国临时专利申请案第63/147,603号“动态ZCD阈值调制(DYNAMIC ZCD THRESHOLD MODULATION)”的优先权，所述美国临时专利申请案出于所有目的特此以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本公开案大体上涉及功率转换电路，且明确地说，涉及自动检测在功率转换电路中使用的电力开关的状态的功率转换电路。
背景技术
例如计算机、服务器及电视等电子装置使用一或多个电功率转换电路将一种形式的电能转换为另一种形式。一些电功率转换电路使用称为半桥转换器的电路拓扑来将高DC电压转换成更低DC电压。由于许多电子装置对功率转换电路的大小及效率敏感，因此新型功率转换器可为新型电子装置提供相对更高的效率及更小的大小。
发明内容
在一些实施例中，公开一种电路。所述电路包含：第一开关，其联接在电力输入节点与负载的第一端子之间；第二开关，其联接在所述电力输入节点与所述负载的第二端子之间；第一电流感测装置，其经布置以传输第一信号，所述第一信号包含穿过所述第一开关的第一电流的量值及极性中的至少一个；第二电流感测装置，其经配置以传输第二信号，所述第二信号包含穿过所述第二开关的第二电流的量值及极性中的至少一个；第一驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的电压及所述第一信号而将第一控制信号传输到所述第一开关；及第二驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的所述电压及所述第二信号而将第二控制信号传输到所述第二开关。
在一些实施例中，所述第一驱动器电路包含第一阈值产生电路，且所述第二驱动器电路包含第二阈值产生电路。
在一些实施例中，所述第一阈值产生电路经布置以基于所述电力输入节点处的所述电压而产生第一阈值信号。
在一些实施例中，所述第一阈值信号的值是基于从控制器接收的脉宽调制(PWM)信号的占空比。
在一些实施例中，当所述PWM信号的所述占空比为高时，所述第一阈值信号的所述值为高。
在一些实施例中，当所述PWM信号的所述占空比为低时，所述第一阈值信号的所述值为低。
在一些实施例中，所述第二阈值产生电路经布置以基于所述电力输入节点处的所述电压而产生第二阈值信号。
在一些实施例中，所述第二阈值信号的所述值是基于从所述控制器接收的所述PWM信号的所述占空比。
在一些实施例中，所述第一阈值产生电路包含第一PWM信号接收电路及联接到第一电流镜电路的第一电阻器，所述第一电流镜电路联接到所述第一PWM信号接收电路。
在一些实施例中，公开一种操作电路的方法。所述方法包含：切换第一电力开关与第二电力开关以将电力从AC电力输入节点传输到负载；接收用于控制所述第一电力开关及所述第二电力开关的操作的控制信号；提供包含第一电流传感器的第一开关装置，所述第一电流传感器经布置以传输指示流过所述第一电力开关的第一电流的极性的第一信号；提供包含第二电流传感器的第二开关装置，所述第二电流传感器经布置以传输指示流过所述第二电力开关的第二电流的指示极性的第二信号；基于所述AC电力输入节点的电压而产生参考电压；及当所述第一信号的电压高于所述参考电压时，将断开信号传输到所述第一电力开关。
在一些实施例中，当所述第一信号高于所述参考电压且从控制器接收到所述第一电力开关的断开信号时，所述将所述断开信号传输到所述第一电力开关发生。
在一些实施例中，所述参考电压为第一参考电压，且所述断开信号为第一断开信号，且所述方法进一步包含当所述第二信号的电压高于第二参考电压时将第二断开信号传输到所述第二电力开关。
在一些实施例中，当所述第二信号高于所述第二参考电压且从控制器接收到用于所述第一电力开关的所述第二断开信号时，所述将所述第二断开信号传输到所述第二电力开关发生。
在一些实施例中，所述基于所述AC电力输入节点的所述电压而产生所述参考电压包含：接收脉宽调制(PWM)信号，及基于第一电阻器的电阻的值及所述PWM信号的占空比而产生所述参考电压。
在一些实施例中，公开一种功率因数校正(PFC)电路。所述PFC电路包含：第一电力开关，其联接在开关节点与负载的第一端子之间，第二电力开关，其联接在所述开关节点与所述负载的第二端子之间；第一电流感测装置，其经布置以传输第一信号，所述第一信号包含穿过所述第一电力开关的第一电流的量值及极性中的至少一个；第二电流感测装置，其经布置以传输第二信号，所述第二信号包含穿过所述第二电力开关的第二电流的量值及极性中的至少一个；第一驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的电压及所述第一信号而将第一控制信号传输到所述第一电力开关；第二驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的所述电压及所述第二信号而将第二控制信号传输到所述第二电力开关；及控制器，其经布置以将控制信号传输到所述第一电力开关及所述第二电力开关。
在一些实施例中，在所述PFC电路中，所述第一驱动器电路包含第一阈值产生电路，且所述第二驱动器电路包含第二阈值产生电路。
在一些实施例中，在所述PFC电路中，所述第一阈值产生电路经布置以基于所述电力输入节点处的所述电压而产生所述第一阈值信号。
在一些实施例中，在所述PFC电路中，所述第一电力开关及所述第二电力开关经布置以选择性地将所述开关节点连接到所述负载的所述第一端子及所述第二端子。
在一些实施例中，在所述PFC电路中，当所述开关节点与所述负载的所述第一端子基本处于相同电压时，执行所述开关节点到所述负载的所述第一端子的连接。
在一些实施例中，在所述PFC电路中，当所述开关节点与所述负载的所述第二端子基本处于相同电压时，执行所述开关节点到所述负载的所述第二端子的连接。
附图说明
图1为根据本公开案的实施例的功率转换电路的简化示意图；
图2为图1的电路的操作条件的简化示意性说明；
图3为图1的电路的操作条件的简化示意性说明；
图4为图1的电路的操作条件的简化示意性说明；
图5为图1的电路的操作条件的简化示意性说明；
图6为根据本公开案的实施例的可变电流阈值切换开关电路的简化示意性说明；
图7为图6的电路的控制模式操作的简化示意性说明；
图8为图6的电路的同步模式操作的简化示意性说明；
图9说明根据本公开案的实施例的用于确定电力开关的状态的示范性方法及电力开关断开方法的流程图；及
图10为根据本公开案的实施例的零电流参考电压产生器的简化示意性说明。
具体实施方式
本文公开的电路及相关技术大体上涉及功率转换器。更具体地说，本文公开的电路、装置及相关技术涉及使用可自动检测电力开关状态的电力开关的功率转换电路。在一些实施例中，本文公开的电路、装置及相关技术可用于图腾柱无桥功率因数校正(PFC)电路以通过允许电力开关的零电压切换(ZVS)来提高其操作效率。在各种实施例中，通过确定电力开关是在控制模式下抑或在同步(sync)模式下操作来实现ZVS，且如果电力开关在同步模式下操作，则电力开关可能不会响应于来自控制器的控制信号而断开。相反，电力开关可自动及自主地确定何时断开自身，以最佳化可流入功率转换电感器的电流量，使得功率转换电感器中的能量可将开关节点软拉到接地。以此方式，可避免开关节点的硬切换，藉此提高图腾柱无桥PFC的操作效率。
在一些实施例中，可通过产生基于输入线电压的阈值信号、基于流过电力开关的电流的方向及量值中的至少一个产生电流感测信号来执行电力开关的操作模式的确定(控制或同步模式)及可流入功率转换电感器中的电流量的最佳化。在各种实施例中，阈值信号可基于功率转换器的输出电压与输入线电压之间的差。可将电流感测信号与阈值信号进行比较，且如果电流感测信号小于阈值信号，则电力开关可能不会响应于来自控制器的控制信号而断开。相反，电力开关可延迟其断开，直到电流感测信号超过阈值信号。
当功率转换器的输出电压处于固定值时，阈值信号可基于输入线电压的瞬时值。通过使阈值信号基于输入线电压的瞬时值，可最佳化流入功率转换电感器的反向电流的量以实现ZVS，从而提高功率转换器的效率。在各种实施例中，通过具有自动及自主地检测电力开关是在控制模式抑或同步模式下操作的能力，可减少控制器上的计算负载，从而降低系统成本。
在一些实施例中，如果电力开关确定其处于控制模式，则其可立即断开，而如果电力开关确定其处于同步模式，则开关可能不会立即断开。相反，其可能会等到穿过电力开关的电流变为正达相对较小量时才会自行断开。相对较少量的正电流由电力开关自动确定，使得电感器可通过最佳化量的能量充电，以便能够将开关节点软拉到接地，即实现ZVS，从而增大功率转换器的操作效率。
本公开案的实施例可使功率转换器能够增大其操作效率，同时增大控制器的控制环路带宽。同步开关的接通时间的确定可由电力开关本身自主执行，藉此使控制器免于执行此任务，从而增大控制环路带宽，此是因为控制器在每次控制环路更新期间执行的计算较少.此可使得功率转换器的性能提高。此外，可在功率转换器中使用不太复杂的控制器，从而降低系统成本。
在一些实施例中，图腾柱无桥PFC电路可利用一或多个氮化镓(GaN)装置，例如GaN功率晶体管。通过利用GaN装置，本公开案的实施例可使功率转换器能够以比传统矽基电路相对更高的效率在相对更高的频率下操作，此是因为与其矽对应物相比，GaN晶体管可具有相对较低的反向恢复电荷。本文描述了各种发明性实施例，包含方法、过程、系统、装置等。
图1为根据本发明的实施例的从AC源Vac接收AC电力输入且将电力提供到负载150的功率转换电路100的简化示意图。
功率转换电路100包含控制器110、输入电感器L、高侧开关S1、低侧开关S2、二极管D1、二极管D2及输出电容器Co。
如所属领域的技术人员所理解，二极管D1及D2可使用任何电流整流结构来实施，例如pn接面二极管或二极管连接的晶体管。如所属领域的技术人员所理解，可使用其它电流整流结构。在一些实施例中，二极管D1及D2可用由控制器110主动控制的开关来实施，如所属领域的技术人员所理解。
输出电容器Co可使用任何电容器结构来实施，例如由电介质隔开的两个金属导体板或一或多个漏极及源极端子电短路的晶体管，其中漏极/源极端子用作电容器的第一板且晶体管的栅极用作电容器的第二板，如所属领域的技术人员所理解。如所属领域的技术人员所理解，可使用其它电容结构。
控制器110经配置以接收参考电压Vref及功率转换电路100的输出电压VO。如所属领域的技术人员所理解，在一些实施例中，控制器110可经配置以接收基于输出电压VO而非出输出电压VO本身产生的电压。控制器110也经配置以接收时钟信号CLK。基于时钟信号CLK、参考电压Vref及输出电压VO，控制器110经配置以为高侧开关S1及低侧开关S2中的每一个产生控制信号。例如，控制器110可经配置以产生控制高侧开关S1及低侧开关S2的导电状态的脉宽调制(PWM)信号。控制器110可经配置以产生用于高侧开关S1及低侧开关S2的控制信号。
高侧开关S1及低侧开关S2中的每一个可经配置以通过变得导通或不导通来响应从控制器110接收的控制信号。在一些实施例中，高侧开关S1及低侧开关S2中的每一个经配置以响应于控制信号且响应于高侧开关S1或低侧开关S2的电条件而变得导通或不导通.例如，高侧开关S1及低侧开关S2中的任一个或两者可经配置以从控制器110接收控制信号，且在根据控制信号变得导通或不导通之前等待特定电条件发生。
如所属领域的技术人员所理解，控制信号包含经配置以使高侧开关S1或低侧开关S2变为非导通的断开控制信号及经配置以使高侧开关S1或低侧开关S2变得导通的闭合控制信号。
电条件可包含例如高侧开关S1或低侧开关S2正在传导电流、不传导电流或具体地在任一方向上传导电流。在一些实施例中，电条件可包含高侧开关S1或低侧开关S2正在传导大于或小于阈值电流的电流。
在一些实施例中，电条件可另外或替代地包含高侧开关S1或低侧开关S2的漏极及源极端子两端的电压大于或小于阈值电压。
在一些实施例中，高侧开关S1可经配置以从控制器110接收断开控制信号，且响应于穿过高侧开关S1的电流小于阈值电流的电条件而变得不导通。因此，在高侧开关S1从控制器110接收到断开控制信号之后，在变为非导通之前出现延迟持续时间。
另外或替代地，在一些实施例中，低侧开关S2可经配置以接收来自控制器110的断开控制信号，且响应于穿过低侧开关S2的电流小于阈值电流的电条件而变得不导通。因此，在低侧开关S2从控制器110接收到断开控制信号之后，在变为非导通之前出现延迟持续时间。
在当前方法中，控制器可控制功率转换器中使用的开关的接通及断开时间。在本公开案中，开关可自动且自主地检测其所处的操作状态，即控制模式或同步模式。此外，如果开关确定其正在同步模式下操作，则其可独立于来自控制器的命令开关断开的控制信号而自行断开。相反，同步开关可监测流经其漏极到源极的电流，且在电流改变方向且达到由输入线电压的瞬时值及电阻器的电阻值确定的量值时自行断开。
图2为图1的电路的操作条件的简化示意性说明。在图2所示的条件下操作时，AC电力输入信号为正，高侧开关S1不导通，而低侧开关S2导通。
因此，如图2所示，电流从Vac的AC源的正端子经由电感器L、在正方向上经由低侧开关S2、经由二极管D2流过功率转换电路100到AC源Vac的负端子。
当在所说明条件下操作时，响应于从控制器110接收到断开控制信号，因为AC电力输入信号的极性为正，电流沿指示方向流动，且低侧开关S2立即或基本上立即变得不导通，或无论低侧开关S2的电状态如何，其皆会变为非导通，此会使得其它操作条件的延迟。下文参考图6论述可用作低侧开关S2的开关的实施例。
图3为图1的电路的操作条件的简化示意性说明。在图3所说明条件下操作时，AC电力输入信号为正，高侧开关S1导通，而低侧开关S2不导通。
因此，如图3所示，电流从Vac的AC源的正端子经由电感器L，在负方向上经由高侧开关S1流过功率转换电路100到电容器Co的正极板。此外，电流从电容器Co的负极板，经由二极管D2流动到AC源Vac的负端子。
在所说明条件下操作时，响应于从控制器110接收到断开控制信号，因为AC电力输入信号的极性为正，高侧开关S1不会立即变为非导通。相反，在另外经历流经高侧开关S1的正电流大于阈值的电条件之后，高侧开关S1变得不导通。或者，使用图2中所说明的惯例，在另外经历流过高侧开关S1的负电流小于阈值的电条件之后，高侧开关变得不导通。
图4为图1的电路的操作条件的简化示意性说明。在图4所说明的条件下操作时，AC电力输入信号为负，高侧开关S1导通，而低侧开关S2不导通。
因此，如图4所示，电流从Vac的AC源的负端子经由二极管D1、在正方向上经由高侧开关S1、经由电感器L流过功率转换电路100到AC源Vac的正端子。
当在所说明条件下操作时，响应于从控制器110接收到断开控制信号，由于AC电力输入信号的极性为负，电流沿指示方向流动，且高侧开关S1立即或基本上立即变得不导通，或无论高侧开关S1的电状态如何皆变得不导通，此将使得其它操作条件的延迟。下文参考图6论述可用作高侧开关S1的开关的实施例。
图5为图1的电路的操作条件的简化示意性说明。在图5所说明的条件下操作时，AC电力输入信号为负，高侧开关S1不导通，而低侧开关S2导通。
因此，如图5所示，电流从Vac的AC源的负极经由二极管D1流经功率转换电路100，到电容器Co的正极板。此外，电流从电容器Co的负极板、在负方向上经由低侧开关S2、经由电感器L流动到AC源Vac的正端子。
当在所说明条件下操作时，响应于从控制器110接收到断开控制信号，因为AC电力输入信号的极性为负，所以低侧开关S2不会立即变为非导通。相反，在另外经历流过低侧开关S2的正电流大于阈值的电条件之后，低侧开关S2变得不导通。或者，使用图2所说明的惯例，在经历流过低侧开关S2的负电流小于阈值的电条件后，低侧开关S2变得不导通。
图6为根据本公开案的实施例的可变电流阈值切换开关电路600的简化示意性说明。在开关电路600中，用于检测开关的电流条件的阈值可为可变的，且是基于输入线电压。在一些实施例中，阈值可是基于电路100中的输出电压VO的值与输入线电压之间的差。开关电路600可包含驱动电路610及电流感测开关电路620。电流感测开关电路620可包含第一开关630及第二开关622。在一些实施例中，第一开关630可为能够承载相对大电流的功率场效应晶体管(FET)，而第二开关622可为感测FET，能够感测流过电流感测开关电路620的总电流的相对较小部分。开关622的作用区域大小与开关630的作用区域大小的比率可小于1.0。在各种实施例中，第一开关630及第二开关622可集成在同一裸片上。在一些实施例中，第一开关630及第二开关622可为集成在同一裸片上的基于GaN的晶体管。开关电路600可用作图1到5的功率转换电路100中的高侧开关S1及低侧开关S2中的任一者或两者。
在一些实施例中，开关电路600可由矽、GaN或任何其它合适的半导体材料形成。在各种实施例中，驱动电路610及开关电路620两者皆可形成于矽衬底中。在一些实施例中，驱动电路610及开关电路620两者皆可形成于GaN衬底中。在一些实施例中，驱动电路610可形成于矽衬底中，而开关电路620可形成于GaN衬底中。在各种实施例中，驱动电路610及开关电路620两者皆可整体地集成到单一裸片上。在一些实施例中，驱动电路610及开关电路620可形成于单独的个别裸片上。在各种实施例中，驱动电路610及开关电路620可集成到一个电子封装中，例如但不限于，集成到四扁平无引线(QFN)封装或双扁平无引线(DFN)封装、球栅阵列(BGA)封装中。在一些实施例中，驱动电路610与开关电路620可个别地封装到电子封装中。
在一些在实施例中，第一开关630可具有第一栅极端子636、第一漏极端子632及第一源极端子634。第二开关622可具有第二栅极端子628、第二漏极端子624及第二源极端子626。第一栅极端子636可连接到第二栅极端子628，其中两个栅极皆连接到GATE_IN端子，第一漏极632可连接到第二漏极端子624，其中两个漏极皆连接到漏极端子DRAIN，且第一源极端子634可连接到第二源极端子626，其中两个源极端子皆连接到源极端子SOURCE。在各种实施例中，
电流感测开关电路620根据其栅极端子GATE_IN处的栅极控制信号选择性地在其漏极端子DRAIN与其源极端子SOURCE之间导通。电流感测开关电路620也经配置以在其电流感测端子CS处产生电流感测信号。可通过使流过第二开关622的感测电流Isense流过电流感测装置644来产生电流感测信号。电流感测装置644可连接在端子CS_IN与SOURCE端子之间。以此方式，可产生指示在漏极端子DRAIN与源极端子SOURCE之间传导的电流的值的电压。在一些实施例中，电流感测装置644可为电阻器，而在替代实施例中，电流感测装置644可为FET。
驱动电路610可包含逻辑及栅极驱动电路612、比较器614及零电流参考产生器616。
零电流参考产生器616可在节点ZCD处接收参考电压。零电流参考产生器616可进一步接收对应于电流感测开关电路620的栅极控制信号的PWM指示信号。在一些实施例中，节点ZCD处的参考电压可基于由零电流参考产生器616提供给电阻器(未展示)的电流来产生，所述电阻器例如为在其上形成有零电流参考产生器616的芯片外部的电阻器。
基于节点ZCD处的参考电压及PWM指示信号，零电流参考产生器616可产生参考电压Vzcd。下文在图10中更详细地论述零电流参考产生器616的实施例。
在一些实施例中，可在节点650处产生PWM指示信号。在替代实施例中，零电流参考产生器616可产生不基于PWM指示信号的电流感测参考电压。
比较器614可从电流感测开关电路620接收电流感测信号Vcs，且可从零电流参考产生器616接收电流感测参考电压Vzcd。比较器614可基于电流感测信号Vcs及电流感测参考电压Vzcd产生电流检测信号。响应于电流感测信号Vcs大于电流感测参考电压Vzcd，比较器614可产生电流检测信号，指示正电流从电流感测开关电路620的漏极流动到源极，且电流值大于电流阈值，或负电流从电流感测开关电路620的漏极流动到源极，且电流值小于电流阈值。响应于电流感测信号Vcs小于电流感测参考电压Vzcd，比较器614可产生电流检测信号，指示正电流从电流感测开关电路620的漏极流动到源极，且电流值小于电流阈值，或负电流从电流感测开关电路620的漏极流动到源极，且电流值大于电流阈值。
逻辑及栅极驱动电路612例如从控制器(例如控制器110)接收PWM信号。逻辑及栅极驱动电路612也接收来自比较器614的电流检测信号。响应于指示开关电路600将不导通的PWM信号，逻辑及栅极驱动电路612仅在电流检测信号另外指示从电流感测开关电路620的漏极流动到源极的正电流大于电流阈值，或从电流感测开关电路620的漏极流动到源极的负电流小于电流阈值之后才产生用于电流感测开关电路620的断开输出信号。响应于指示开关电路600将导通的PWM信号，逻辑及栅极驱动电路612产生用于电流感测开关电路620的导通输出信号以使得电流感测开关电路620导通，其中导通输出信号是无关于电流检测信号的状态而产生。
在一些实施例中，驱动电路610集成在第一裸片或集成电路芯片上，且电流感测开关电路620集成在第二裸片或集成电路芯片上。例如，第一裸片或集成电路芯片可包含矽半导体衬底，且第二裸片或集成电路芯片可包含氮化镓(GaN)半导体衬底。
在一些实施例中，节点ZCD处的参考电压可用于使逻辑及栅极驱动电路612产生GATE_OUT信号，所述信号为节点PWM处的信号的延迟版本。例如，节点ZCD处的电压可使得节点Vzcd处的电压等于接地电压。在一些实施例中，驱动电路610可包含比较器614，其向逻辑及栅极驱动电路612提供信号，使逻辑及栅极驱动电路612响应于节点ZCD处的电压大于参考电压而产生GATE_OUT信号，所述信号为节点PWM处的信号的延迟版本。
图7为图6的阈值切换开关电路600的操作的简化示意性说明，其中电路600在控制模式下操作。
在时间T1，PWM信号变高，指示开关电路600将导通。作为响应，逻辑及栅极驱动电路612产生高GATE_OUT信号，所述信号可由GATE_IN节点处的电流感测开关电路620接收，从而使得电流感测开关电路620导通。无论电流检测信号的状态如何，皆会产生高GATE_OUT信号。
响应于电流感测开关电路620导通，电流感测开关电路620的漏极到源极电流Idrain增大。此外，电流感测开关电路620所产生的电流感测信号Vcs也会增大。此外，一旦电流感测信号Vcs大于由零电流参考产生器616产生的阈值电压Vzcd，电流检测信号便指示从电流感测开关电路620的漏极流动到源极的正电流大于当前阈值。
在时间T2，PWM信号变低，指示开关电路600将为或变为非导通的。作为响应，逻辑及栅极驱动电路612为电流感测开关电路620产生低GATE_OUT信号，使得电流感测开关电路620不导通。由于电流检测信号已经指示从电流感测开关电路620的漏极流动到源极的正电流大于电流阈值，所以基本上立即产生高GATE_OUT信号。
因此，当开关600用作功率转换电路100的高侧开关S1或低侧开关S2，且如上文参考图7所述而操作时，高侧开关S1或低侧开关S2表现为功率转换电路100的控制FET。
图8为图6的阈值切换开关电路600的操作的简化示意性说明，其中电路600以同步模式操作。
在时间T1，PWM信号变高，指示开关电路600将导通。作为响应，逻辑及栅极驱动电路612产生高GATE_OUT信号，所述信号可由GATE_IN节点处的电流感测开关电路620接收，从而使得电流感测开关电路620导通。无论电流检测信号的状态如何，皆会产生高GATE_OUT信号。
响应于电流感测开关电路620导通，电流感测开关电路620的漏极到源极电流Idrain从初始负值增大。此外，电流感测开关电路620所产生的电流感测信号Vcs也会增大。
在时间T2，PWM信号变低，指示开关电路600将为或变为非导通的。逻辑及栅极驱动电路612不为电流感测开关电路620产生低GATE_OUT信号，使得电流感测开关电路620响应于PWM信号变低而不导通，此是因为电流感测信号Vcs小于由零电流参考产生器616产生的阈值电压Vzcd。
在时间T3，电流感测信号Vcs变得大于阈值电压Vzcd，且电流检测信号指示从电流感测开关电路620的漏极流动到源极的正电流大于电流阈值。响应于PWM信号及电流检测信号的低电平，逻辑及栅极驱动电路612产生用于电流感测开关电路620的低GATE_OUT信号，使得电流感测开关电路620不导通。
因此，当开关600用作功率转换电路100的高侧开关S1或低侧开关S2，且如上文参考图8所述而操作时，高侧开关S1或低侧开关S2表现为功率转换电路100的同步FET。
因此，当开关600的例项用作功率转换电路100的高侧开关S1及低侧开关S2时，高侧开关S1及低侧开关S2中的每一个自动地操作，如上文参考图7及图8所描述，或者，相对于PWM信号变低，根据当从电流感测开关电路620的漏极流动到源极的正电流大于电流阈值时的自动检测而操作。因此，在这些实施例中，高侧开关S1及低侧开关S2中的每一个可自动地起作用或可被控制以自动地用作功率转换电路100的同步FET或者功率转换电路100的控制FET。
例如，当功率转换电路100在参考图2所描述的条件下操作时，低侧开关S2可作为控制FET操作，且高侧开关S1可作为同步FET操作。另外，当功率转换电路100在参考图3描述的条件下操作时，低侧开关S2可作为控制FET操作，而高侧开关S1可作为同步FET操作。此外，当功率转换电路100在参考图4描述的条件下操作时，低侧开关S2可作为同步FET操作，且高侧开关S1可作为控制FET操作，且当功率转换电路100在参考图5描述的条件下操作时，低侧开关S2可作为同步FET操作，且高侧开关S1可作为控制FET操作。
在一些实施例中，基于AC源Vac两端的输入电压的值，及/或基于对应电流感测信号Vcs的值，功率转换电路100的控制器110可确保在作为控制FET操作的开关断开时或大约在断开时，PWM信号对于作为控制FET操作的开关变低，如图7所说明。此外，功率转换电路100的控制器110可确保在作为同步FET操作的开关断开之前，PWM信号对于作为同步FET操作的开关变低，如图8所说明。例如，功率转换电路100的控制器110可确保PWM信号对于作为同步FET操作的开关变低，而相应的电流感测信号Vcs指示在作为同步FET操作的开关中，漏极电流为负，如图8所说明。
因此，在一些实施例中，PWM信号的脉冲宽度可根据由PWM信号的脉冲接通的开关是作为同步FET抑或控制FET操作而不同。例如，接通同步FET的PWM信号的脉冲宽度可短于接通控制FET的PWM信号的脉冲宽度。控制以同步模式操作的FET的PWM信号的脉冲宽度可能更短，此是因为以同步模式操作的FET可自动及自主地确定其断开时间，即从控制器接收的PWM信号的下降边缘对于同步FET并非决定性的。相反，同步FET可监测流经其漏极到源极的电流，且在电流改变方向时断开，即电流反向流过电感器L)，且达到由线电压的瞬时值确定的量值。在一些实施例中，电流的量值可进一步由例如外部电阻器的电阻器确定。
如所属领域的技术人员所理解，在各种实施例中，无论由PWM信号的脉冲接通的开关是作为同步FET抑或控制FET操作，PWM信号的脉冲宽度可相同或基本相同。
在一些实施例中，在对应的电流感测信号Vcs变得大于功率转换电路100的高侧开关S1及低侧开关S2的阈值电压Vzcd之前，一系列连续的PWM信号中的每一个变低。在这些实施例中，高侧开关S1及低侧开关S2充当功率转换电路100的同步FET，如所属领域的技术人员所理解。
图9说明根据本公开案的实施例的用于确定转换器电路中的电力开关的状态的示范性方法900及电力开关断开方法的流程图。在框910处，开关电路接收断开PWM信号，即PWM信号变低。在框920处，开关可产生基于输入线电压的阈值信号(Vzcd)。此阈值信号会随着输入线电压的变化而变化。例如，在无桥PFC电路中，输入电压Vac可能会发生变化，从而使得阈值信号Vzcd根据Vac的瞬时值而变化。当输入电压Vac具有相对高的值，例如240V时，信号Vzcd的值可相对高。以此方式，用于将开关节点Vs降到接地的能量的量可取决于输入线电压Vac，使得将允许最佳化的电流量流入电感器L。
确定用于将开关节点Vs降到接地的最佳化量的能量可在功率转换器中启用零电压切换(ZVS)，从而提高功率转换器的效率。当输入线电压Vac处于其峰值时，可允许更多电流流入电感器L，使得电感器L中相对较高的电荷可用于将开关节点Vs从相对较高的电压，例如400V，转变到接地。本公开案的实施例实施一种可变阈值信号产生器，其可允许开关电路在同步模式下确定流动到电感器L的电流的断开点。可变阈值信号可取决于输入线电压。因此，在相对高的输入电压Vac下，开关电路可允许增大量的反向电流流入电感器L，且在相对低的输入线电压下，开关电路可允许减少量的反向电流流入电感器L.
在框930处，开关电路可产生电流感测信号，所述电流感测信号是基于流过开关的电流的方向及量值中的至少一个。电流感测信号可通过对穿过开关电路的相对少量的电流进行取样且将其馈送到电流感测装置644来产生。
在框940处，可将电流感测信号的值与阈值信号的值进行比较。在一些实施例中，可使用比较器电路来执行此比较。如果电流感测信号的值大于阈值信号的值，则开关电路可在框950处响应于PWM信号变低而立即断开。如果电流感测信号的值不大于阈值信号的值，则在框960处，开关电路可能不会响应于PWM信号变低而立即断开。开关电路可等待直到电流感测信号的值变得大于阈值信号的值，此时开关电路在框970处断开。
应当理解，方法900是说明性的，且变化及修改是可能的。描述为依序的步骤可并行执行，步骤的次序可改变，且步骤可加以修改、组合、添加或省略。
图10为根据本公开案的实施例的零电流参考电压产生器1000的简化示意性说明。零电流参考电压产生器1000可用作图6的零电流参考产生器616以产生参考电压Vzcd。在一些实施例中，可使用电阻器1080来设定Vzcd的值。在一些实施例中，电阻器1080可不与零电流参考电压产生器1000的其它元件集成在同一裸片上。零电流参考电压产生器1000可包含电阻值为R的电阻器1020、低通滤波器电路1030及开关1040、1050及1060。开关1040、1050及1060可为FET。在各种实施例中，开关1040可为N-MOSFET，而开关1050及1060可为P-MOSFET。开关1050及1060可布置成电流镜配置。可使用替代参考电压产生器。
如所属领域的技术人员所理解，低通滤波器电路1030可为任何低通滤波器电路。低通滤波器电路1030可接收PWM信号，且可在节点1070处产生对应于所接收PWM信号的占空比的输出。在一些实施例中，例如在图6中所说明，所接收的PWM信号可为节点GATE_OUT处的GATE_OUT信号。在替代实施例中，所接收的PWM信号可为图6所说明节点PWM处的PWM指示信号。在一些实施例中，控制信号可用作所接收的PWM信号。
在所说明实施例中，外部ZCD电阻器可连接到布置成二极管连接配置的开关1050。穿过开关1050及电阻器1080的电流可镜像化以产生穿过开关1060及电阻器1020的电流1095(I)。节点1090处的电压(Vzcd)将等于I*R。随着PWM信号的脉冲宽度变长，节点1070处的电压可能增大。当节点1070处的电压超过等于I*R加上开关1040的阈值电压的值时，节点1090处的电压可开始增大。以此方式，可实现以PWM占空比对Vzcd的调制。此外，Vzcd可跟踪输入线电压，此是因为当输出电压VO固定时，PWM占空比可代表输入线电压。在一些实施例中，当输出电压VO不固定时，PWM占空比可代表输出电压VO与输入线电压之间的差异。因此，Vzcd可随输入线电压及输出电压VO而变。受益于本公开案的所属领域的技术人员将理解，可使用替代方法来影响基于输入线电压对Vzcd的调制，且这些方法在本公开案的范围内。
因此，响应于具有相对低占空比的PWM信号，零电流参考电压产生器1000可在输出节点Vzcd处产生相对低的参考电压值。类似地，响应于具有相对高占空比的PWM信号，零电流参考电压产生器1000可在输出节点Vzcd处产生相对高的参考电压值。
零电流参考电压产生器1000产生取决于PWM信号的参考电压值的有益结果为，可修改参考电压值以减少或消除或基本消除用于对节点Vs充电或放电的过电流，其中节点Vs为开关S1与S2之间的连接节点。
在开关S1及开关S2皆断开期间，穿过电感器L的电流可使得节点Vs处的电压增大或减少，具体取决于电流的方向。至少为了降低噪声、开关损耗及传导损耗，当节点Vs处的电压降低到等于接地电压时，开关S2最佳接通。类似地，至少为了降低噪声、开关损耗及传导损耗，一旦节点Vs处的电压增大到等于输出节点VO处的输出电压，开关S1最佳接通。
穿过电感器L的电流不足会使得开关S1或开关S2在节点Vs处的电压转变为最佳接地电压或输出电压之前接通。穿过电感器L的过大电流会使得开关S1或开关S2在节点Vs处的电压转变超过最佳接地电压或输出电压之后接通。因此，不希望穿过电感器L的电流不足或过多。
在节点Vs处的电压转变期间，穿过电感器L的电流值会受到AC源Vac两端的输入电压值的影响。因此，当开关S2或开关S1随后接通时节点Vs处的电压值可取决于输入电压的值及当开关S1或开关S2断开时穿过电感器L的电流。因此，当开关S2或开关S1随后接通时，为了减小、消除或基本消除节点Vs处电压值的变化，可改变开关S1或开关S2断开时的相对时间，以当开关S1或开关S2断开时调整穿过电感器L的电流。
例如，如果输入电压的值相对较高，则可延迟开关S1或开关S2中任一者断开的相对时间，以允许在开关S1或开关S2任一者断开时增大穿过电感器L的电流。类似地，如果输入电压的值相对较低，则可使开关S1或开关S2中任一者断开的相对时间提前出现，以在开关S1或开关S2断开时减小穿过电感器L的电流。
在一些实施例中，控制器110可改变PWM信号的占空比，使得PWM信号的占空比与AC源Vac两端的电压输入值相对应。因此，PWM信号的占空比可用于影响节点Vzcd处的参考电压值，使得节点Vzcd处的参考电压值发生变化，从而在开关S1或开关S2断开时将穿过电感器L的电流修改为减少、消除或基本消除由输入电压变化引起的节点Vs处的电压转变持续时间的变化。
零电流参考电压产生器1000产生取决于PWM信号的占空比的参考电压值的有益结果为，可修改参考电压值以减少或消除或基本上消除当开关S2或开关S1接通时节点Vs处的电压值的变化。
在一些实施例中，控制器110可改变PWM信号的占空比，使得PWM信号的占空比与AC源Vac两端的电压输入值相对应。因此，在一些实施例中，PWM信号的占空比可用于影响节点Vzcd处的参考电压值，使得节点Vzcd处的参考电压值发生变化，从而消除或基本消除当开关S2或开关S1接通时在节点Vs处的电压值的变化。结果，在节点VO处的输出电压中以跨AC源Vac两端的输入电压的频率出现的能量减小或消除或基本上消除。
此外，因为Vzcd的参考电压值可基于I*R，所以输出节点Vzcd处的参考电压值可具有由穿过开关1060及电阻器1020的电流的电流确定的最小值。
因此，在所说明实施例中，在输出节点Vzcd处产生的参考电压值可根据PWM信号的占空比的变化而被修改。在替代实施例中，在输出节点Vzcd处产生参考电压值，所述参考电压值不随PWM信号的占空比的变化而变化。例如，在替代实施例中，参考电压产生器可在输出节点Vzcd处产生固定或基本固定的参考电压。
当电力开关在同步模式下操作时，本公开案的实施例可使电力开关能够独立于控制器110确定其断开时间。此与控制器可控制电力开关的接通及断开时间的当前方法形成对比。此会给控制器带来相对较高的计算负载，且增大当前方法中的系统成本。
本公开案的实施例可致能功率转换器的高效操作。同步开关可保持超出功率转换电感器中的电流可能达到零值的点，使得一些反向电流可在功率转换电感器中建立。以此方式，当同步电力开关断开且功率转换电感器中积累了一些能量时，开关节点可从相对较高的电压软转变到相对较低的电压，从而使控制电力开关接通，其两端的电压为零或基本上为零。此允许零电压开关(ZVS)操作，且可提高功率转换器的操作效率。
在一些实施例中，在功率转换电感器中积累的能量的量可随输入线电压的瞬时值而变。在各种实施例中，在功率转换电感器中积累的能量的量可随输出电压的值与输入线电压的瞬时值之间的差而变。在一些实施例中，可最佳化在功率转换电感器中积累的能量的量，使得提高功率转换器的操作效率。在功率转换电感器中积累的能量的最佳量可由经由同步电力开关流动到功率转换电感器的电流的最佳量来确定。在各种实施例中，当电流改变方向且当电流达到由瞬时线电压确定的量值时，电力开关可通过自行断开来自主地确定此最佳电流量。
在一些实施例中，同步电力开关的断开时间的自动及自主确定可减少控制器110上的计算负载，从而增大控制环路带宽且降低系统成本。控制器110可基于输入AC线的极性获得关于同步操作模式的信息。控制器110可接着将相对短的PWM脉冲发送到同步电力开关。当电力开关从控制器110接收到PWM脉冲之前边缘时，其可断开。当从控制器110接收到PWM脉冲之后边缘时，电力开关可检测到其处于同步模式且可能不会自行断开。电力开关可通过检查从其漏极流动到源极的电流方向来执行此检测。如果此电流为负，则电力开关可能会忽略PWM脉冲之后边缘。电力开关可监测从其漏极流动到源极的电流，且可在电流改变方向时，即电流流回功率转换电感且达到与瞬时输入线电压成正比的值时断开。在各种实施例中，此值可与瞬时输入线电压及例如但不限于外部电阻器的电阻器成比例。
一旦同步电力开关断开，开关节点便可使用存储在功率转换电感器中的能量软转变到接地。同步电力开关可向控制器110发送指示信号，使得在开关节点已经达到零或基本上为零伏的值之后，控制器110可知晓同步电力开关断开且可安全地断开控制电力开关且开始下一个切换周期。
如上面详细描述的，本公开的实施例可以增加功率转换器的控制环路带宽，从而提高功率转换器的性能。此外，可在功率转换器中使用相对简单的控制器，从而降低系统成本。
尽管已经描述了本发明的各种实施例，但对于所属领域的技术人员来说将显而易见，在本发明的范围内的更多实施例及实施是可能的。因此，本发明不受所附权利要求及其等效物的限制。
尽管本发明通过如上文所述的具体实施例公开，但这些实施例并不旨在限制本发明。基于以上公开的方法及技术方面，所属领域的技术人员可对所呈现的实施例进行改变及变化而不脱离本发明的精神及范围。

Claims (20)

1.一种电路，其包括：
第一开关，其联接在电力输入节点与负载的第一端子之间；
第二开关，其联接在所述电力输入节点与所述负载的第二端子之间；
第一电流感测装置，其经布置以传输第一信号，所述第一信号包含穿过所述第一开关的第一电流的量值及极性中的至少一个；
第二电流感测装置，其经布置以传输第二信号，所述第二信号包含穿过所述第二开关的第二电流的量值及极性中的至少一个；
第一驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的电压及所述第一信号而将第一控制信号传输到所述第一开关；及
第二驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的所述电压及所述第二信号而将第二控制信号传输到所述第二开关。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一驱动器电路包括第一阈值产生电路，且所述第二驱动器电路包括第二阈值产生电路。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述第一阈值产生电路经布置以基于所述电力输入节点处的所述电压而产生第一阈值信号。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述第一阈值信号的值是基于从控制器接收的脉宽调制(PWM)信号的占空比。
5.根据权利要求4所述的电路，其中当所述PWM信号的所述占空比为高时，所述第一阈值信号的所述值为高。
6.根据权利要求4所述的电路，其中当所述PWM信号的所述占空比为低时，所述第一阈值信号的所述值为低。
7.根据权利要求4所述的电路，其中所述第二阈值产生电路经布置以基于所述电力输入节点处的所述电压而产生第二阈值信号。
8.根据权利要求7所述的电路，其中所述第二阈值信号的所述值是基于从所述控制器接收的所述PWM信号的所述占空比。
9.根据权利要求4所述的电路，其中所述第一阈值产生电路包括第一PWM信号接收电路及联接到第一电流镜电路的第一电阻器，所述第一电流镜电路联接到所述第一PWM信号接收电路。
10.一种操作电路的方法，所述方法包括：
切换第一电力开关与第二电力开关以将电力从AC电力输入节点传输到负载；
接收用于控制所述第一电力开关及所述第二电力开关的操作的控制信号；
提供包含第一电流传感器的第一开关装置，所述第一电流传感器经布置以传输指示流过所述第一电力开关的第一电流的极性的第一信号；
提供包含第二电流传感器的第二开关装置，所述第二电流传感器经布置以传输指示流过所述第二电力开关的第二电流的指示极性的第二信号；
基于所述AC电力输入节点的电压而产生参考电压；及
当所述第一信号的电压高于所述参考电压时，将断开信号传输到所述第一电力开关。
11.根据权利要求10所述的方法，其中当所述第一信号高于所述参考电压且从控制器接收到所述第一电力开关的断开信号时，所述将所述断开信号传输到所述第一电力开关发生。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述参考电压为第一参考电压，且所述断开信号为第一断开信号，且其中所述方法进一步包括当所述第二信号的电压高于第二参考电压时将第二断开信号传输到所述第二电力开关。
13.根据权利要求12所述的方法，其中当所述第二信号高于所述第二参考电压且从控制器接收到用于所述第一电力开关的所述第二断开信号时，所述将所述第二断开信号传输到所述第二电力开关发生。
14.根据权利要求10所述的方法，其中所述基于所述AC电力输入节点的所述电压而产生所述参考电压包括：
接收脉宽调制(PWM)信号；及
基于第一电阻器的电阻的值及所述PWM信号的占空比而产生所述参考电压。
15.一种功率因数校正(PFC)电路，其包括：
第一电力开关，其联接在开关节点与负载的第一端子之间；
第二电力开关，其联接在所述开关节点与所述负载的第二端子之间；
第一电流感测装置，其经布置以传输第一信号，所述第一信号包含穿过所述第一电力开关的第一电流的量值及极性中的至少一个；
第二电流感测装置，其经布置以传输第二信号，所述第二信号包含穿过所述第二电力开关的第二电流的量值及极性中的至少一个；
第一驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的电压及所述第一信号而将第一控制信号传输到所述第一电力开关；
第二驱动器电路，其经布置以至少部分地基于所述电力输入节点处的所述电压及所述第二信号而将第二控制信号传输到所述第二电力开关；及
控制器，其经布置以将控制信号传输到所述第一电力开关及所述第二电力开关。
16.根据权利要求15所述的PFC电路，其中所述第一驱动器电路包括第一阈值产生电路，且所述第二驱动器电路包括第二阈值产生电路。
17.根据权利要求16所述的PFC电路，其中所述第一阈值产生电路经布置以基于所述电力输入节点处的所述电压而产生第一阈值信号。
18.根据权利要求15所述的PFC电路，其中所述第一电力开关及所述第二电力开关经布置以选择性地将所述开关节点连接到所述负载的所述第一端子及所述第二端子。
19.根据权利要求18所述的PFC电路，其中当所述开关节点与所述负载的所述第一端子基本处于相同电压时，执行所述开关节点到所述负载的所述第一端子的所述连接。
20.根据权利要求19所述的PFC电路，其中当所述开关节点与所述负载的所述第二端子基本处于相同电压时，执行所述开关节点到所述负载的所述第二端子的所述连接。
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