CN114826838A - 基于前导序列的fbmc雷达通信一体化系统信道估计算法 - Google Patents

基于前导序列的fbmc雷达通信一体化系统信道估计算法 Download PDF

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Abstract

本发明公开基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法，属于雷达通信一体化信号处理技术领域。本发明通过在前导序列中加入辅助导频的方式，将传统的三列导频减少至两列，节省了导频开销；并用辅助导频消除了除一阶符号数据干扰外的其他符号数据干扰，使得信道估计更为准确。

Description

基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法
技术领域
本发明涉及雷达通信一体化信号处理技术领域，具体涉及基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法。
背景技术
在现代战场中，电磁环境日益复杂，随着雷达和通信技术的发展，雷达系统与通信系统使用的频段逐渐有越来越多的交集，这使得它们对频谱资源的竞争也越来越激烈。为了缓解这一矛盾，需要将雷达系统与通信系统进行结合，实现频谱资源共享，从而实现一体化。
随着5G时代的到来，FBMC技术由于其实现复杂度低，载波间仅在实数域正交从而具有优秀的抗干扰能力，旁瓣极低，不需要CP等优点受到了广泛的关注。但是，在FBMC系统中，仍然存在很多关键的问题需要研究，导频设计就是很重要的一点。由于未来面临的移动通信环境更为复杂，多径效应和多普勒效应对一体化信号的影响更大，因此需要进行准确的信道估计。由于FBMC系统采用特定的滤波器组，导频符号会受到来自相邻载波间或符号间的干扰，在无信道影响时，这些干扰表现为纯虚数，故传统OFDM系统中的导频设计方法无法直接应用于FBMC系统。
近年来，国内外学者对FBMC导频设计做了深入的研究。有学者提出了干扰利用算法(IAM)，通过将导频周围的数据对导频的影响利用起来，使得导频位置处的数值变大，从而增大导频点的功率，来达到较好的抗噪效果。除干扰利用算法外，有学者提出了干扰消除算法(IEM)和导频对算法(POP)，前者通过设计合理的导频结构，使得导频符号处的干扰为零，后者可以在不涉及原型滤波器函数以及干扰值的计算下得到信道响应信息，但是忽略了噪声的影响，只适合于高信噪比信道场景。
上述算法皆只考虑来自导频点数据周围一阶时频点的干扰，在实际应用中，多阶干扰对于信道估计的影响是不可忽略的，特别是对于时域聚焦性较差的原型滤波器，较大的多阶数据干扰会导致信道估计性能的明显下降。
发明内容
针对上述技术背景提到的不足，本发明的目的在于提供基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法。
基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法，所述估计方法如下：
S1、获得FBMC雷达通信一体化信号的离散采样信号；
S2、将离散采样信号进行实虚分离，在奇数位符号上放置采样信号的实部，在偶数位符号上放置采样信号的虚部；
S3、在待发送的子帧帧头插入两列块状导频符号，在第二个符号的奇数子载波位置上放置导频数据，在第一个和第二个符号的偶数子载波位置上放置实数和虚数来增大导频点的功率；
S4、根据周围数据对导频点造成干扰值计算出辅助导频的数值，并将辅助导频放置到第一个符号奇数子载波位置，以抵消导频符号受到的虚部干扰；
S5、采用基于偏移正交幅度调制的滤波器组多载波OQAM/FBMC发送和接收导频符号、辅助符号和数据符号；
S6、由
Figure BDA0003653062400000021
(yp,2为接收到的导频数据，ap,2为发送的导频数据，up,2为第一和第二个符号的偶数子载波上放置的数对导频点的干扰，ηp,2为高斯白噪声)可得导频点的信道响应；
通过对导频点信道响应进行线性插值，得到完整的第二个符号的信道响应Hm,2。
进一步的，所述S5中发送的信号为发送的信号为：
Figure BDA0003653062400000031
其中，am,n表示第m个子载波，第n个符号上的数据，g(k)为原型滤波器函数，j为虚数单位。
进一步的，所述S5中接收端(m,n)处的解调信号为：
Figure BDA0003653062400000032
其中，r(k)为s(k)经过信道后的信号，g*(k)为g(k)的共轭。
进一步的，所述S6中信道缓慢变化，进一步可得信道响应Hm,n＝Hm,2。
本发明的有益效果：
本发明通过在前导序列中加入辅助导频的方式，将传统的三列导频减少至两列，节省了导频开销；并用辅助导频消除了除一阶符号数据干扰外的其他符号数据干扰，使得信道估计更为准确。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图；
图1为基于IAM三种导频设计结构；
图2为基于IEM、POP导频设计结构；
图3为本发明提出的算法导频结构示意图；
图4为不同导频结构的一体化信号通过ITU_PA信道时通信性能对比；
图5为不同导频结构的一体化信号通过ITU_VA信道时通信性能对比；
图6为多目标脉压图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
为了解决上述技术问题，本发明提出了一种基于前导序列的FBMC雷达通信一体化信道估计方法，包括：
1、获得FBMC雷达通信一体化信号的离散采样信号；
2、将离散采样信号进行实虚分离，在奇数位符号上放置采样信号的实部，在偶数位符号上放置采样信号的虚部；
3、在待发送的子帧帧头插入两列块状导频符号，在第二个符号的奇数子载波位置上放置导频数据，在第一个和第二个符号的偶数子载波位置上放置实数和虚数来增大导频点的功率；
4、根据周围数据对导频点造成干扰值计算出辅助导频的数值，并将辅助导频放置到第一个符号奇数子载波位置，以抵消导频符号受到的虚部干扰；
5、采用基于偏移正交幅度调制的滤波器组多载波OQAM/FBMC发送和接收导频符号、辅助符号和数据符号；
6、由
Figure BDA0003653062400000041
(yp,2为接收到的导频数据，ap,2为发送的导频数据，up,2为第一和第二个符号的偶数子载波上放置的数对导频点的干扰，ηp,2为高斯白噪声)可得导频点的信道响应；
通过对导频点信道响应进行线性插值，得到完整的第二个符号的信道响应Hm,2；
假使信道缓慢变化，进一步可得信道响应Hm,n＝Hm,2。
下面结合说明书附图1-6对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
本实施例中涉及到的实验参数如表1所示：
表1本实施例所涉及的实验参数
参数 参数值
信号带宽/MHz 100
采样率/MHz 125
子载波间隔/kHz 10
子载波数 10000
调制方式 16QAM
信道类型 ITU_PA、ITU_VA
本发明在发送符号前插入两列符号，一列为导频符号，另一列为辅助导频符号。导频符号与辅助导频符号的插入方式如图3所示。
对于新导频结构算法来说，导频点(p,q)处受到的干扰为：
Figure BDA0003653062400000051
令Ip,q＝0，则可以计算出辅助导频点的数值ap,q-1为：
Figure BDA0003653062400000052
对于经典的PHYDYAS原型滤波器，会对(p,q)时频点上的导频符号产生较大虚部干扰的数据符号个数为26个，其时频分布区域为导频点所在的上下一阶领域，左右四阶领域，即{(m0,n0)||m0-p|≤1,|n0-q|≤4}，相应的干扰系数分别为(0.0054,0.0429,0.1250,0.2058,0.2393,0.2058,0.1250,0.0429,0.0054；0,0.0668,0,0.5644,1,-0.5644,0,-0.0668,0；-0.0054,0.0429,-0.1250,0.2058,-0.2393,0.2058,-0.1250,0.0429,0.0054)*1j，j为虚数单位。
采用基于偏移正交幅度调制的滤波器组多载波OQAM/FBMC发送和接收导频符号、辅助符号和数据符号；
发送的信号为：
Figure BDA0003653062400000061
其中，am,n表示第m个子载波，第n个符号上的数据，g(k)为原型滤波器函数，j为虚数单位；
接收端(m,n)处的解调信号为：
Figure BDA0003653062400000062
其中，r(k)为s(k)经过信道后的信号，g*(k)为g(k)的共轭；
由
Figure BDA0003653062400000063
(p为导频点所在的子载波位置，up,2为第一和第二个符号的偶数子载波上放置的数对导频点的干扰，ηp,2为高斯白噪声)可得导频点的信道响应；
通过对导频点信道响应进行线性插值，得到完整的第二个符号的信道响应Hm,2；
假使信道缓慢变化，进一步可得信道响应Hm,n＝Hm,2；
为了验证本发明方法的有效性，本发明实施例在Matlab环境下进行了仿真试验。
用于仿真的具体参数设置如下：OQAM/FBMC系统的子载波数为M＝10000，每帧包含12个OQAM符号，采用了PHYDYAS原型滤波器；多径信道选择了3GPP标准中步行ITU_PA信道和车载ITU_VA信道。在接收端比较了不同导频结构的误码率，结果如图4、5所示，仿真结果表明，在低信噪比时，由于IAM-E-C算法等效导频点的功率最大，抗噪性能较好，因此算法性能较好。但随着信噪比增加，周围数据带来的干扰影响大于噪声对通信性能的影响，IAM-E-C算法性能基本没有改善，而AP算法的性能有了显著的提升，且明显优于IAM-E-C算法。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (4)

1.基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法，其特征在于，所述估计方法如下：
S1、获得FBMC雷达通信一体化信号的离散采样信号；
S2、将离散采样信号进行实虚分离，在奇数位符号上放置采样信号的实部，在偶数位符号上放置采样信号的虚部；
S3、在待发送的子帧帧头插入两列块状导频符号，在第二个符号的奇数子载波位置上放置导频数据，在第一个和第二个符号的偶数子载波位置上放置实数和虚数来增大导频点的功率；
S4、根据周围数据对导频点造成干扰值计算出辅助导频的数值，并将辅助导频放置到第一个符号奇数子载波位置，以抵消导频符号受到的虚部干扰；
S5、采用基于偏移正交幅度调制的滤波器组多载波OQAM/FBMC发送和接收导频符号、辅助符号和数据符号；
S6、由
Figure FDA0003653062390000011
(yp,2为接收到的导频数据，ap,2为发送的导频数据，up,2为第一和第二个符号的偶数子载波上放置的数对导频点的干扰，ηp,2为高斯白噪声)可得导频点的信道响应；
通过对导频点信道响应进行线性插值，得到完整的第二个符号的信道响应Hm,2。
2.根据权利要求1所述的基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法，其特征在于，所述S5中发送的信号为发送的信号为：
Figure FDA0003653062390000012
其中，am,n表示第m个子载波，第n个符号上的数据，g(k)为原型滤波器函数，j为虚数单位。
3.根据权利要求1所述的基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法，其特征在于，所述S5中接收端(m,n)处的解调信号为：
Figure FDA0003653062390000021
其中，r(k)为s(k)经过信道后的信号，g*(k)为g(k)的共轭。
4.根据权利要求1所述的基于前导序列的FBMC雷达通信一体化系统信道估计算法，其特征在于，所述S6中信道缓慢变化，进一步可得信道响应Hm,n＝Hm,2。
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