CN104954300A - 基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及用于滤波器组多载波(Filter Bank based Multicarrier，FBMC)系统中的信道估计技术。基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法，公开了一种应用于滤波器组多载波(FBMC)系统的信道估计导频结构设计方法以及利用该结构进行信道估计的方法。本发明常规导频两侧无需添加零数据作为保护间隔，所以更加节省时频资源，同时由于常规导频序列的大部分为零，以及其余部分的任意位置的符号随机取1或-1，所以本发明的信道估计方法在能够消除由于多径干扰带来的符号间干扰和子载波干扰的同时还能降低峰均功率比，从而降低FBMC系统对高功率放大器的线性要求。

Description

基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及用于滤波器组多载波(Filter Bankbased Multicarrier，FBMC)系统中的信道估计技术。

背景技术

在现有的通信技术中，FBMC系统以其较高的频谱利用率、良好的时频聚焦特性，成为未来移动多媒体通信的主要候选技术之一。

FBMC系统的发送信号s(t)的数学表达式为 $\begin{array}{c}s\left(t\right)=\underset{n}{\Σ}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Σ}}{a}_{m,n}g(t-{\mathrm{n\τ}}_0)j^{m+n}{e}^{j2{\mathrm{\πm\υ}}_{0}t}\\ g_{m,n}=g(t-{\mathrm{n\τ}}_0)j^{m+n}{e}^{j2{\mathrm{\πm\υ}}_{0}t}\end{array},$ 其中，a_m,n表示第n个发射符号的第m个子载波上数据，υ₀表示表示FBMC系统子载波间隔，τ₀表示FBMC系统发送信号时间间隔，g(t)表示成形滤波器函数,M表示子载波个数,m＝1,2,3，...，M。

相比于传统的正交频分复用技术，FBMC系统仅仅在实数域满足严格的正交条件，即m′表示第m′个子载波，n′表示第n′个符号。

假定FBMC信号经历了一个多径衰落信道，信道脉冲冲击响应为h(t)，高斯白噪声为n(t)，FBMC系统接收信号的数学表达式为

$y{\left(t\right)}^{\′}=\left(t\right)*s\left(t\right)+n\left(t\right)={\∫}_0^{\mathrm{\Δ}}h(t,\mathrm{\τ})s(t-\mathrm{\τ})d\mathrm{\τ}+n\left(t\right),$ Δ为时间间隔,是经验值,对于时间间隔τ∈[0,Δ],有g(t-τ-nτ₀)≈g(t-nτ₀)。

当接收端收到经过多径衰落信道后的发送信号y(t)'，对所述y(t)'进行匹配滤波操作后，接收信号y_m,n(t)表示为 $\begin{array}{c}{y}_{m,n}\left(t\right)\mathrm{Re}(\underset{n}{\&Sigma;}\underset{n^{\&prime;}}{\&Sigma;}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}\underset{m^{\&prime;}=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}<g_{m,n}|g_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}>H_m)+n_{m,n}\left(t\right)\\ =H_m{a}_{m,n}+\mathrm{Re}(\underset{m^{\&prime;}\&NotEqual;m,n^{\&prime;}\&NotEqual;n}{\&Sigma;}{a}_{m^{\&prime;},n}<g_{m,n}|g_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}>H_m)+n_{m,n}\left(t\right)\end{array},$ 其中， $H_m={\&Integral;}_0^{\mathrm{\&Delta;}}h\left(\mathrm{\&tau;}\right)e^{j2{\mathrm{\&pi;m\&upsi;}}_0(-\mathrm{\&tau;})}d\mathrm{\&tau;},$ 代表了所有符号间的干扰和子载波干扰。

当是导频序列(专门为了估计导频而设计的已知序列)的第m个子载波的数据时，则FBMC系统基于导频序列的信道估计的数学表达式为 $H_{m_0}=\frac{y_{m_0,n_0}\left(t\right)}{a_{m_0,n_0}+\underset{m_0\&NotEqual;m^{\&prime;},n_0\&NotEqual;n^{\&prime;}}{\&Sigma;}{a}_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}<g_{m_0,n_0}|g_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}>}+\frac{n_{m_0,n_0}\left(t\right)}{a_{m_0,n_0}+\underset{m_0\&NotEqual;m^{\&prime;},n_0\&NotEqual;n^{\&prime;}}{\&Sigma;}{a}_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}<g_{m_0,n_0}|g_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}>},$ 其中，FBMC系统经过信道和匹配滤波器后叠加在导频参考信号上的高斯噪声表示为 $\frac{n_{m_0,n_0}\left(t\right)}{a_{m_0,n_0}+\underset{m_0\&NotEqual;m^{\&prime;},n_0\&NotEqual;n^{\&prime;}}{\mathrm{\&Sigma;}}{a}_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}<g_{m_0,n_0}|g_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}>}.$

如图1所示，FBMC系统结构以及信号处理过程具体步骤如下：

发射端：

步骤一：信号源比特数据经过正交幅度调制(QAM调制)；

步骤二：在调制后的数据块头部添加导频序列，其中导频序列用于FBMC系统的信道估计；

步骤三：根据发送信号s(t)的数学表达式对添加导频序列后的数据进行正交化相位映射；

步骤四：通过步骤三后的数据通过IFFT模块完成IFFT变换；

步骤五：通过步骤四后的数据通过成型滤波器完成成型滤波过程，然后发射。

接收端：

步骤1：对接收到的信号进行匹配滤波处理；

步骤2：通过步骤1后的数据通过FFT模块完成FFT变换；

步骤3：从通过步骤2后的数据中，利用导频序列提取信道信息，然后利用提取的信道信息，通过均衡器消除多径干扰对FBMC系统的影响；

步骤4：通过步骤3后的数据进行恢复正交化相位映射处理；

步骤5：通过步骤4后的数据进行QAM解调，最后输出解调后的数据比特。

目前，几乎所有的导频序列设计都是针对基于复数域正交条件的频分复用系统的，但是对于实数域正交条件的FBMC系统而言，多径衰落信道的复数特性会破坏FBMC系统的正交特性，使导频参考信号引入符号间干扰和子载波间干扰，即部分不能为零。因此传统正交频分复用系统中的信道估计的导频结构不再适用于FBMC系统，需要为FBMC系统设计信道导频信号结构。

在文献(SeungWon Kang,and KyungHi Chang,“A novel channel estimationscheme for OFDM/OQAM-IOTA system,”ETRI Journal,vol.29,no.4,Aug.2007.)中作者Kang提出了一种针对FBMC系统的导频信号结构，该结构为：导频参考信号是在中间部分是所有的奇数序号符号相同，所有的偶数序号符号也相同，数学表达式为 $\begin{array}{c}{a}_1=a_3=\mathrm{...}=a_{2m+1}=a_{odd}\\ a_2=a_4=\mathrm{...}=a_{2m+2}=a_{even}\end{array},$ 然后在导频参考信号两端添加全0的保护符号，这种设计的好处是使得部分为近似0，从而消除掉导频参考信号中的符号间干扰与子载波间干扰。

在文献(S.Hu,G.Wu,T.Li,Y.Xiao,and S.Li,“Preamble design with ICIcancelation for channel estimation in OFDM/OQAM system,”IEICE Transactions onCommunications E93-B,pp.211–214,Jan.2010.)中，作者Hu优化了Kang方法,以偶数序号子载波置零为例(该方法也可奇数序号子载波置零)将其导频序列的偶数序号子载波全部置零，奇数序号子载波的任意位随机取1或-1，这样导频结构的数学表达式变为然后在导频参考信号两端添加全0的保护符号，这种导频设计的可以估计出奇数序号子载波位置的导频值，然后通过线性内插估计出整个频域上的信道响应。由于导频序列的大部分为零，以及其余部分的任意位置的符号随机取1或-1，所以该结构能够降低FBMC系统对高功率放大器的线性要求从而避免非线性失真。

上述两种方法也有一定的缺陷，即由于两端全0保护符号的添加，导频结构的长度为3τ₀，而对于OFDM系统的信道估计来说，其导频结构的长度为2τ₀，这样就增加了导频资源的开销。特别在多普勒频移较大、信道变化较快的情况下，需要减小多个插入导频的间隔，这样会增加更多的资源开销，使得FBMC系统不添加循环前缀(CP)带来的系统优势不复存在。基于此本发明接收一种基于辅助导频的信道估计导频结构及其信道估计方法。通过该方法，只需要使用一列辅助导频即可消除数据符号的干扰，使得导频结构的长度变为2τ₀且不损失信道估计的准确度。

发明内容

本发明通过构造的FBMC系统导频序列结构来估计信道信息。

基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法，包括如下步骤：

S1、在发送端产生两段导频信号：常规导频和辅助导频，在接收端产生一个与发送端所述常规导频相同的序列，其中，所述常规导频是导频中间部分所有的奇数序号符号相同，所有的偶数序号符号也相同，数学表达式为 $\begin{array}{c}{a}_1=a_3=\mathrm{...}=a_{2m+1}=a_{odd}\\ a_2=a_4=\mathrm{...}=a_{2m+2}=a_{even}\end{array},$ 在导频参考信号两端添加全0的保护符号的导频序列，

或者将导频序列的偶数序号子载波全部置零，奇数序号子载波的任意位随机取1或-1，数学表达式变为在导频参考信号两端添加全0的保护符号的导频序列，所述常规导频用于估计信道信息；

S2、发射端将S1所述辅助导频序列加入信号源，将添加S1所述辅助导频序列的信号源按照FBMC的后续处理过程发射出去，其中，所述的FBMC系统的后续处理过程包括IFFT变换、成型滤波器滤波，射频调制、功率放大；

S3、在接收端采用FBMC系统的处理方法提取出S1所述常规导频序列对应的那一列接收符号，其中，每列符号长度等于系统子载波个数，所述FBMC系统的处理方法为将信号接收并处理成数字信号后，通过匹配滤波器滤波，FFT变换，同步接收；

S4、在S3所得到的接收符号中提取出子载波位置的数据；

S5、接收端将S4所得的每位符号分别除以在S1所述导频序列相应位置的值，得到信道频域的信道信息；

S6、在接收端根据S5所述信道频域的信道信息按照线性内插估计方式进行计算，从而得到信道估计序列在整个频域的信道信息。

进一步地，S1所述辅助导频采用如下方法构造：

A、将导频的常规导频部分的奇数序号的任意位置随机取1或-1，将导频的常规导频部分的偶数序号的任意位置取值0；

B、将导频的辅助导频部分的奇数序号的任意位置取常规导频右侧一列发送数据同一位置的相同值；将辅助导频部分的偶数序号的任意位置取值常规导频右侧一列发送数据同一位置的相反值。

进一步地，S1所述辅助导频采用如下方法构造：

Ⅰ、将导频的常规导频部分的偶数序号的任意位置随机取1或-1；将常规导频部分的奇数序号的任意位置取值0；

Ⅱ、将导频的辅助导频部分的偶数序号的任意位置取常规导频右侧一列发送数据同一位置的相同值；将辅助导频部分的奇数序号的任意位置取值常规导频右侧一列发送数据同一位置的相反值。

本发明的有益效果是：

本发明通过使用辅助导频来抵消数据符号的干扰，在保持优良信道估计性能的同时，将导频结构的长度从3τ₀降低到2τ₀，达到与OFDM系统信道估计相同的资源消耗。

本发明结合FBMC系统的实数域正交条件，提出了一种适用于FBMC系统的导频结构以及相应的信道估计方法。该导频一共占用两列实数符号，一列为辅助导频用于消除导频周围发送符号对其的干扰，另一列为常规导频用于估计信道信息。由于只使用两列实数导频，能够达到与OFDM系统相同的资源开销。同时由于常规导频序列的大部分为零，以及其余部分的任意位置的符号随机取1或-1，所以该结构能够降低FBMC系统对高功率放大器的线性要求从而避免非线性失真。

附图说明

图1为任意典型的FBMC系统的原理图。

图2为本发明导频序列结构的示意图。

图3为本发明导频结构的第一种构造方法的导频序列结构图。

图4为本发明导频结构的第二种构造方法的导频序列结构图。

具体实施方式

如图2所示为发明导频序列结构的示意图。

图中所示常规导频是导频中间部分所有的奇数序号符号相同，所有的偶数序号符号也相同，数学表达式为 $\begin{array}{c}{a}_1=a_3=\mathrm{...}=a_{2m+1}=a_{odd}\\ a_2=a_4=\mathrm{...}=a_{2m+2}=a_{even}\end{array},$ 在导频参考信号两端添加全0的保护符号的导频序列，

或者将导频序列的偶数序号子载波全部置零，奇数序号子载波的任意位随机取1或-1，数学表达式变为在导频参考信号两端添加全0的保护符号的导频序列。

图3为本发明导频结构的第一种构造方法的导频序列结构图，构造方法如下：

A、将导频的常规导频部分的奇数序号的任意位置随机取1或-1，将导频的常规导频部分的偶数序号的任意位置取值0；

B、将导频的辅助导频部分的奇数序号的任意位置取常规导频右侧一列发送数据同一位置的相同值；将辅助导频部分的偶数序号的任意位置取值常规导频右侧一列发送数据同一位置的相反值。

图4为本发明导频结构的第二种构造方法的导频序列结构图，构造方法如下：

Ⅰ、将导频的常规导频部分的偶数序号的任意位置随机取1或-1；将常规导频部分的奇数序号的任意位置取值0；

Ⅱ、将导频的辅助导频部分的偶数序号的任意位置取常规导频右侧一列发送数据同一位置的相同值；将辅助导频部分的奇数序号的任意位置取值常规导频右侧一列发送数据同一位置的相反值。

基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法，包括如下步骤：

S1、在发送端产生两段导频信号：常规导频和辅助导频，在接收端产生一个与发送端所述常规导频相同的序列，其中，所述常规导频是导频中间部分所有的奇数序号符号相同，所有的偶数序号符号也相同，数学表达式为 $\begin{array}{c}{a}_1=a_3=\mathrm{...}=a_{2m+1}=a_{odd}\\ a_2=a_4=\mathrm{...}=a_{2m+2}=a_{even}\end{array},$ 在导频参考信号两端添加全0的保护符号的导频序列，

或者将导频序列的偶数序号子载波全部置零，奇数序号子载波的任意位随机取1或-1，数学表达式变为在导频参考信号两端添加全0的保护符号的导频序列，所述常规导频用于估计信道信息；

S2、发射端将S1所述辅助导频序列加入信号源，将添加S1所述辅助导频序列的信号源按照FBMC的后续处理过程发射出去，其中，所述的FBMC系统的后续处理过程包括IFFT变换、成型滤波器滤波，射频调制、功率放大；

S3、在接收端采用FBMC系统的处理方法提取出S1所述常规导频序列对应的那一列接收符号，其中，每列符号长度等于系统子载波个数，所述FBMC系统的处理方法为将信号接收并处理成数字信号后，通过匹配滤波器滤波，FFT变换，同步接收；

S4、在S3所得到的接收符号中提取出子载波位置的数据；

奇数序号子载波位置的数据(第一种导频构造方法)或偶数序号子载波位置的数据(第二种导频构造方法)；

S5、接收端将S4所得的每位符号分别除以在S1所述导频序列相应位置的值，得到信道频域的信道信息；

(若是第一种导频构造方法则除以奇数序号位置的值；若是第二种导频构造方法则除以偶数序号位置的值)，从而得到信道频域的奇数位(第一种导频构造方法)或者偶数位(第二种导频构造方法)的信道信息；

S6、在接收端根据S5所述信道频域的信道信息按照线性内插估计方式进行计算，从而得到信道估计序列在整个频域的信道信息。

接收端用S5所得到的奇数位(第一种导频构造方法)或者偶数位(第二种导频构造方法)序列按照线性内插估计方式进行计算，从而得到信道估计序列在整个频域的信道信息。

下面结合实施例，详细说明本发明的技术方案。

实施例一：

发送端首先按照图3产生两段导频信号，常规导频一段取值为(1,0,-1,0,…,,-1,0,1,0)，用于估计信道信息，辅助导频一段取值由常规导频右侧一列数据决定，具体取值方法为奇数序号数据取同一序号的常规导频右侧一列数据的相同值，偶数序号数据取同一序号的常规导频右侧一列数据的相反值。再将所产生的导频信号添加在数据块头部，然后按照FBMC系统对基带数据信号的后续处理方式进行处理后发射出去。

在接收端，首先接收端产生一个与发射端的常规导频相同的序列，按照FBMC系统对射频前端处理方式将接收信号处理成数字信号，并获取出发送端对应的代表常规导频的那一段符号，并取出所有奇数位的符号，再用所得到的奇数符号中的每位符号分别处以在常规导频序列中与被除符号的序号相同的符号，得到信道估计序列奇数序号数据；最后利用所得到的信道估计序列的奇数序列根据线性内插方法计算出信道估计序列的偶数序号的数据。

实施例二：

发送端首先按照图4产生两段导频信号，常规导频一段取值为(0,-1,0,1,…,0,1,0,-1)，用于估计信道信息，辅助导频一段取值由常规导频右侧一列数据决定，具体取值方法为偶数序号数据取同一序号的常规导频右侧一列数据的相同值，奇数序号数据取同一序号的常规导频右侧一列数据的相反值。再将所产生的导频信号添加在数据块头部，然后按照FBMC系统对基带数据信号的后续处理方式进行处理后发射出去。

在接收端，首先接收端产生一个与发射端的常规导频相同的序列，按照FBMC系统对射频前端处理方式将接收信号处理成数字信号，并获取出发送端对应的代表常规导频的那一段符号，并取出所有偶数位的符号，再用所得到的偶数符号中的每位符号分别处以在常规导频序列中与被除符号的序号相同的符号，得到信道估计序列偶数序号数据；最后利用所得到的信道估计序列的偶数序列根据线性内插方法计算出信道估计序列的奇数序号的数据。

Claims (3)

1.基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1、在发送端产生两段导频信号：常规导频和辅助导频，在接收端产生一个与发送端所述常规导频相同的序列，其中，所述常规导频是导频中间部分所有的奇数序号符号相同，所有的偶数序号符号也相同，数学表达式为在导频参考信号两端添加全0的保护符号的导频序列，

或者将导频序列的偶数序号子载波全部置零，奇数序号子载波的任意位随机取1或-1，数学表达式变为在导频参考信号两端添加全0的保护符号的导频序列，所述常规导频用于估计信道信息；

S2、发射端将S1所述辅助导频序列加入信号源，将添加S1所述辅助导频序列的信号源按照FBMC的后续处理过程发射出去，其中，所述的FBMC系统的后续处理过程包括IFFT变换、成型滤波器滤波，射频调制、功率放大；

S3、在接收端采用FBMC系统的处理方法提取出S1所述常规导频序列对应的那一列接收符号，其中，每列符号长度等于系统子载波个数，所述FBMC系统的处理方法为将信号接收并处理成数字信号后，通过匹配滤波器滤波，FFT变换，同步接收；

S4、在S3所得到的接收符号中提取出子载波位置的数据；

S5、接收端将S4所得的每位符号分别除以在S1所述导频序列相应位置的值，得到信道频域的信道信息；

S6、在接收端根据S5所述信道频域的信道信息按照线性内插估计方式进行计算，从而得到信道估计序列在整个频域的信道信息。

2.根据权利要求1所述的基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法，其特征在于：S1所述辅助导频采用如下方法构造：

A、将导频的常规导频部分的奇数序号的任意位置随机取1或-1，将导频的常规导频部分的偶数序号的任意位置取值0；

B、将导频的辅助导频部分的奇数序号的任意位置取常规导频右侧一列发送数据同一位置的相同值；将辅助导频部分的偶数序号的任意位置取值常规导频右侧一列发送数据同一位置的相反值。

3.根据权利要求1所述的基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法，其特征在于：S1所述辅助导频采用如下方法构造：

Ⅰ、将导频的常规导频部分的偶数序号的任意位置随机取1或-1；将常规导频部分的奇数序号的任意位置取值0；

Ⅱ、将导频的辅助导频部分的偶数序号的任意位置取常规导频右侧一列发送数据同一位置的相同值；将辅助导频部分的奇数序号的任意位置取值常规导频右侧一列发送数据同一位置的相反值。