CN110011944A - 基于混合载波系统的数据发送、数据接收和猝发传输方法 - Google Patents
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 62
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 43
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 28
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims abstract description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 78
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 47
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 28
- 239000000654 additive Substances 0.000 claims description 10
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 claims description 10
- 238000005562 fading Methods 0.000 claims description 7
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 4
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 claims 2
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 abstract description 23
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 7
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 3
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 3
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 3
- 241000208340 Araliaceae Species 0.000 description 2
- 235000005035 Panax pseudoginseng ssp. pseudoginseng Nutrition 0.000 description 2
- 235000003140 Panax quinquefolius Nutrition 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 235000008434 ginseng Nutrition 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000009172 bursting Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 238000005086 pumping Methods 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
- H04B1/7105—Joint detection techniques, e.g. linear detectors
- H04B1/71055—Joint detection techniques, e.g. linear detectors using minimum mean squared error [MMSE] detector
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- H—ELECTRICITY
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
- H04L25/0256—Channel estimation using minimum mean square error criteria
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- H—ELECTRICITY
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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Abstract
基于混合载波系统的数据发送、数据接收和猝发传输方法，属于数据传输领域。现有的无线通信系统接收端循环前缀的使用降低了系统的频谱效率，增大了传输时延的问题。本发明通过加权分数傅里叶变换的提出体现混合载波的概念，其由一个系数α来决定混合载波中单载波和多载波所占比重。本发明设计基于混合载波系统，针对发送端数据猝发的情况，提出了一种发送端不使用循环前缀，接收端采用窗口截取加补零抽取处理的系统，由于不使用循环前缀，此系统提高了频谱利用率，同时消除了ISI和ICI，接收端的系统结构使得接收端也可以使用计算复杂度低的频域均衡，并且此系统可以达到和普通混合载波系统使用足够长的循环前缀一样的系统误码率性能。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于混合载波系统的数据发送、数据接收和猝发传输方法。
背景技术
随着各种新的信息技术的出现，无线通信技术取得了飞速发展。无线通信技术广泛应用于社会生活中的各个领域，极大地促进了社会的进步和发展。近几十年来，蜂窝移动通信系统从第一代逐步发展到四代，经历了从支持单一语音业务到集成数据业务以及图像、视频等的飞跃，应用的层面越来越广。在IEEE 802.16a标准对于物理层标准的关键技术中建议使用OFDM和SC-FDE两种方案。
OFDM和SC-FDE系统中循环前缀的插入，解决了多载波传输中由于多径产生的ISI和ICI。此外CP的插入使得传输信息和传输信道的线性卷积变循环卷积，使得接收端可以使用相对较为简单的频域均衡来替代计算复杂度高的时域均衡。但是CP的插入既降低了信息的传输速度，又增加了传输功耗，另一种ZP，将保护间隔设为空白，虽然ZP仅仅降低了信息的传输功率，但是相对于CP接收端处理也增加了能量消耗，总体来说，ZP的使用没有为系统带来很大的性能提升。循环前缀的使用降低了系统的频谱效率，增大了传输时延，而即将到来的5G对系统的传输时延，频谱效率有了更高的要求，故可以通过不使用循环前缀来达到5G的要求。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有的无线通信系统接收端循环前缀的使用降低了系统的频谱效率，增大了传输时延的问题，而提出一种基于混合载波系统的数据发送、数据接收和猝发传输方法。
一种基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送方法，将待发送的数据进行串/并转换，之后将得到的并行数据进行-α阶的WFRFT操作；进行并/串转换，得到-α阶WFRFT之后的串行数据；将得到的串行数据进行数模转换后，发送到多径信道中，具体为：
步骤一、将待发送的数据进行串/并转换，经过串/并转换后得到待发送的并行数据的表达式为x(n)＝(x0x1…xN-1)T；
步骤二、将并行数据进行-α阶的WFRFT操作，得到矩阵形式的数据表达为：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
式中，X(n)为x(n)进行FFT之后的形式；X(-n)和x(-n)分别是X(n)和x(n)的翻转形式；FFT表示傅里叶变换；w0(α)、w1(α)、w2(α)、w3(α)表示系数，表达式为：
WFRFT操作用矩阵形式表达如下：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
矩阵I是一个N×N的单位阵；矩阵F是FFT的矩阵形式；
m,n∈[0,N-1]，[·]m,n表示的是矩阵的第m行第n列；
矩阵Γ为
步骤三、对进行了-α阶WFRFT之后的待发送数据，再进行并/串转换，得到-α阶WFRFT之后的串行数据；
步骤四、将得到的串行数据进行数模转换，发送到多径信道中。
一种基于混合载波系统的数据接收方法，对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换；估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数；对模数转换之后的数据进行串/并转换，将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点长的数据进行FFT处理；之后对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据；之后对N个点的数据进行频域均衡，之后进行相位补偿，对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作；至此，接收系统结束。
基于混合载波系统的无循环前缀的混合载波猝发传输方法，其混合载波猝发传输方法包括基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段和接收端的数据接收阶段；基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段为：将待发送的数据进行串/并转换，之后将得到的并行数据进行-α阶的WFRFT操作；进行并/串转换，得到-α阶的WFRFT之后的串行数据；将得到的串行数据进行数模转换后，发送到多径信道中；对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换；估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数；对数模转换之后的数据进行串/并转换，将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；之后对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据；之后对N个点的数据进行频域均衡，之后进行相位补偿，对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作；至此，接收系统结束；
其中，
所述的基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段的具体步骤为：
步骤一、将待发送的数据进行串/并转换，经过串/并转换后得到待发送的并行数据的表达式为x(n)＝(x0x1…xN-1)T；
步骤二、将并行数据进行-α阶的WFRFT操作，得到矩阵形式的数据表达为：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
式中，X(n)为x(n)进行FFT之后的形式；X(-n)和x(-n)分别是X(n)和x(n)的翻转形式；FFT表示傅里叶变换；w0(α)、w1(α)、w2(α)、w3(α)表示系数，表达式为：
WFRFT操作用矩阵形式表达如下：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
矩阵I是一个N×N的单位阵；矩阵F是FFT的矩阵形式；
m,n∈[0,N-1]，[·]m,n表示的是矩阵的第m行第n列；
矩阵Γ为
步骤三、进行了WFRFT之后的待发送数据，再进行并/串转换，得到-α阶的WFRFT之后的串行数据；
步骤四、将得到的串行数据进行数模转换，发送到多径信道中；
所述的接收端的数据接收阶段的具体步骤为：
所述的对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换的步骤为：
当从信号到达接收端的前时间τ开始截取，按照窗口长度TW截取数据，T为系统对连续信号的抽取时间间隔，并且TW/T的长度小于等于2N；对连续信号抽取之后，忽略数据空白部分的加性高斯白噪声，则截取数据的前τ/T点为零值；设信道最大时延扩展为L·T，接收到的数据为到达接收端的L条路径发送的数据的和，长度为L+N，沿路径j到达接收端的数据的衰落系数为hj，0≤j≤L；传输信道时域表达式为h＝(h0 h1 … hL)T，传输信道经N点FFT处理后的频域表达式为H＝(H0 H1 … HN-1)T；其中，τ和TW为T的整数倍；
1.2)、当从数据到达接收端的瞬间开始截取数据，并且窗口长度和经过多径信道之后的信号的长度相同，接收信号的表达式为：
s0＝xα T*hT+n
式中，xα表示发送端-α阶WFRFT之后长度为N的并行数据；n为长度为L+N的加性高斯白噪声行向量；
2)、实际接收端从信号到达接收端的前时间τ开始截取接收到的数据表达式为：
其中，l1＝τ/T，l2＝(TW-N-L-τ)/T，和分别为长度为l1和l2的全零行向量；
所述的估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数的步骤为，根据接收数据前端空白数据的长度对时间τ进行估计，得到估计时间τ'，将估计时间τ'作为相位补偿的参数；
所述的对模数转换之后的数据进行串/并转换的步骤为，对模数转换之后的数据进行串/并转换，将串行数据转变为并行数据，即sτ变为sτ T；
所述的将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，将数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；其中，经补零后的数据表达式为：2N点形式的数据经FFT操作后的数据表达式为S2N；
对数据S2N进行隔点抽取操作，保留从序号为1开始的所有奇数点的数据，得到序号为奇数项的N个点的数据SN；
所述的对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，对数据SN进行频域均衡，均衡方式有ZF均衡和MMSE均衡，当接收端已经具有传输信道的信息时：
1)、使用ZF均衡处理之后的表达式为：
式中，h为传输信道时域表达式，h＝(h0 h1 … hL)T，传输信道N点FFT之后频域表达式为H＝(H0 H1 … HN-1)T；
2)、使用MMSE均衡处理之后的表达式为：
式中，γ为信噪比，n∈[0,N-1]；
所述的频域均衡之后进行相位补偿的步骤中，相位补偿处理的表达式为：
式中，参数τ'由步骤二中的相位估计得到；
所述的对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作的步骤中，α-1阶的WFRFT操作公式为：
式中，为进行IFFT之后的形式，和分别是和的翻转形式，n∈[0,N-1]；
至此，接收系统结束。
本发明的有益效果为：
本发明通过加权分数傅里叶变换的提出体现混合载波的概念，其由一个系数α来决定混合载波中单载波和多载波所占比重。本发明设计基于混合载波系统，针对发送端数据猝发的情况，提出了一种发送端不使用循环前缀，接收端采用窗口截取加补零抽取处理的系统，由于不使用循环前缀，此系统提高了频谱利用率，降低了传输时延；同时消除了ISI和ICI(其中ISI表示的是符号间干扰，ICI表示的是载波间干扰)，接收端的系统结构使得接收端也可以使用计算复杂度低的频域均衡，并且此系统可以达到和普通混合载波系统使用足够长的循环前缀一样的系统误码率性能。
本发明系统的频带利用率为混合载波系统的(N+L)/N倍(N表示发送端发送N个符号，L表示循环前缀具有的符号数)。
本发明系统的功耗性能，假设发送端发送N个符号，对于传统的混合载波系统，由于需要加入循环前缀，一共需要发送N+L个数据符号，所需能量为(N+L)Es，其中Es为发送每个数据符号所需的能量。对于本发明，由没有加入循环前缀，所需能量为N·Es，本发明的功耗为传统混合载波系统的N/(N+L)。
附图说明
图1为本发明发送端系统和框图；
图2为本发明涉及的接收端的数据接收方法流程图；
图3为本发明涉及的截取窗口步骤的示意图；
图4为本发明涉及的ZF均衡情况下不同系数混合载波系统和本发明的误比特性能比较图；图中，纵坐标BER全称Bit Error Ratio，表示比特出错概率；横坐标表示归一化的函数载波噪声比度量；
图5为本发明涉及的MMSE均衡情况下不同系数混合载波系统和本发明的误比特性能比较图；图中，纵坐标BER全称Bit Error Ratio，表示比特出错概率；横坐标表示归一化的函数载波噪声比度量。
具体实施方式
具体实施方式一：
本实施方式的一种基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送方法，如图1所示，将待发送的数据进行串/并转换，之后将得到的并行数据进行-α阶的WFRFT操作；之后再进行并/串转换，得到串行输出的α阶的WFRFT之后的串行数据；将得到的串行数据进行数模转换后，发送到多径信道中，具体为：
步骤一、将待发送的数据进行串/并转换，经过串/并转换后得到待发送的并行数据的表达式为x(n)＝(x0x1…xN-1)T；
步骤二、将并行数据进行-α阶的WFRFT操作，具体操作方法如下：
xα(n)＝w0(α)x(n)+w1(α)X(n)+w2(α)x(-n)+w3(α)X(-n)
式中，X(n)为x(n)进行FFT之后的形式；X(-n)和x(-n)分别是X(n)和x(n)的翻转形式；FFT表示傅里叶变换；w0(α)、w1(α)、w2(α)、w3(α)表示系数，表达式为：
WFRFT操作用矩阵形式表达如下：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
式中，矩阵I是一个N×N的单位阵；矩阵F是FFT的矩阵形式；m,n∈[0,N-1]，[·]m,n表示的是矩阵的第m行第n列；矩阵Γ为
步骤三、在发送端的WFRFT模块中，将步骤二中进行了WFRFT之后的待发送数据，再进行并/串转换，得到-α阶的WFRFT之后的串行数据；
步骤四、将上一步得到的串行数据进行数模转换，发送到多径信道中。
具体实施方式二：
本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，如图2所示，对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换；估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数；对数模转换之后的数据进行串/并转换，将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；之后对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据；之后对N个点的数据进行频域均衡，之后进行相位补偿，对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作；至此，接收系统结束。
具体实施方式三：
与具体实施方式二不同的是，本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，所述的对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换的步骤为，具体为：即将图2中的前两个模块合为一个进行介绍。为了方便，下文中的表达式都为离散的数字形式。需要注意的是截取窗口不一定是从数据到达的瞬间就进行截取，如图3所示。
1.1)、当从信号到达接收端的前τ的时间开始截取，按照窗口长度TW截取数据，T为系统对连续信号的抽取时间间隔，并且TW/T的长度小于等于2N；对连续信号抽取之后，忽略数据空白部分的加性高斯白噪声，则截取数据的前τ/T点为零值；设信道最大时延扩展为L·T，接收到的数据为发送端发送数据沿L条路径到达接收端的数据和，长度为L+N，沿路径j到达接收端的数据的衰落系数为hj，0≤j≤L；传输信道时域表达式为h＝(h0 h1 … hL)T，传输信道经FFT处理后的频域表达式为H＝(H0 H1 … HN-1)T；其中，τ和TW为T的整数倍；
1.2)、当接收端从数据到达接收端的瞬间开始截取数据，并且窗口长度和经过多径信道之后的信号的长度相同，接收信号的表达式为：
s0＝xα T*hT+n
式中，xα表示发送端-α阶WFRFT之后长度为N的并行数据；n为长度为L+N的加性高斯白噪声行向量；
2)、实际接收端从信号初始的前时间τ开始截取接收到的数据表达式为：
其中，l1＝τ/T，l2＝(TW-N-L-τ)/T，和分别为长度为l1和l2的全零行向量。
具体实施方式四：
与具体实施方式三不同的是，本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，所述的估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数的步骤为，根据接收数据前端空白数据的长度对时间τ进行估计，得到估计时间τ'，将估计时间τ'作为相位补偿的参数。
具体实施方式五：
与具体实施方式四不同的是，本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，所述的对数模转换之后的数据进行串/并转换的步骤为，对数模转换之后的数据进行串/并转换，将串行数据转变为并行数据，即sτ变为sτ T，方便之后的操作。
具体实施方式六：
与具体实施方式五不同的是，本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，所述的将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理的步骤为，将数据进行补零至2N点的操作，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；由于在步骤一中提到TW/T的长度小于等于2N，故数据的长度必定小于等于2N；其中，经补零后的数据表达式为：2N点形式的数据经FFT操作后的数据表达式为S2N。
具体实施方式七：
与具体实施方式六不同的是，本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，所述的对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，对数据S2N进行隔点抽取操作，保留从序号为1开始的所有奇数点的数据，得到序号为奇数项的N个点的数据SN。
具体实施方式八：
与具体实施方式七不同的是，本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，所述的对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，对数据SN进行频域均衡，均衡方式有ZF均衡和MMSE均衡，当接收端已经具有传输信道的信息时：
1)、使用ZF均衡处理之后的表达式为：
式中，h为传输信道时域表达式，h＝(h0 h1 … hL)T，传输信道经FFT处理后的频域表达式为H＝(H0 H1 … HN-1)T；
2)、使用MMSE均衡处理之后的表达式为：
式中，γ为信噪比，n∈[0,N-1]。
具体实施方式九：
与具体实施方式八不同的是，本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，所述的频域均衡之后进行相位补偿的步骤为，理想情况下，步骤一中的窗口截取是从数据到达的瞬间就开始截取的，但是实际情况下，接收端从信号初始的前时间τ就开始截取，若忽略时间τ内的加性高斯白噪声，补零之后的数据就相当于对理想情况下的数据进行循环移位。由基本的数字信号处理知识可得时域的循环移位对应频域的相位偏移。故此步骤需要对数据进行相位补偿，此相位补偿处理的表达式为：
式中，参数τ'由步骤二中的相位估计得到。
具体实施方式十：
与具体实施方式九不同的是，本实施方式的一种基于混合载波系统的数据接收方法，所述的对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作过程为，α-1阶的WFRFT操作公式为：
式中，为进行IFFT之后的形式，和分别是和的翻转形式，n∈[0,N-1]；
至此，接收系统结束。
具体实施方式十一：
本实施方式的基于混合载波系统的无循环前缀的混合载波猝发传输方法，其混合载波猝发传输方法包括基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段和接收端的数据接收阶段；基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段为：将待发送的数据进行串/并转换，之后将得到的并行数据进行-α阶的WFRFT操作；之后再进行并/串转换，得到串行输出的α阶的WFRFT之后的串行数据；将得到的串行数据进行数模转换后，发送到多径信道中；对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换；估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数；对数模转换之后的数据进行串/并转换，将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；之后对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据；之后对N个点的数据进行频域均衡，之后进行相位补偿，对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作；至此，接收系统结束；
其中，
所述的基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段的具体步骤为：
步骤一、将待发送的数据进行串/并转换，经过串/并转换后得到待发送的并行数据的表达式为x(n)＝(x0x1…xN-1)T；
步骤二、将并行数据进行-α阶的WFRFT操作，得到矩阵形式的数据表达为：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
式中，X(n)为x(n)进行FFT之后的形式；X(-n)和x(-n)分别是X(n)和x(n)的翻转形式；FFT表示傅里叶变换；w0(α)、w1(α)、w2(α)、w3(α)表示系数，表达式为：
WFRFT操作用矩阵形式表达如下：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
矩阵I是一个N×N的单位阵；矩阵F是FFT的矩阵形式；
m,n∈[0,N-1]，[·]m,n表示的是矩阵的第m行第n列；
矩阵Γ为
步骤三、进行了WFRFT之后的待发送数据，再进行并/串转换，得到-α阶的WFRFT之后的串行数据；
步骤四、将得到的串行数据进行数模转换，发送到多径信道中；
所述的接收端的数据接收阶段的具体步骤为：
所述的对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换的步骤为：
1.1)、当从信号到达接收端的前τ的时间开始截取，按照窗口长度TW截取数据，T为系统对连续信号的抽取时间间隔，并且TW/T的长度小于等于2N；对连续信号抽取之后，忽略数据空白部分的加性高斯白噪声，则截取数据的前τ/T点为零值；设信道最大时延扩展为L·T，接收到的数据为发送端发送数据沿L条路径到达接收端的数据和，长度为L+N，沿路径j到达接收端的数据的衰落系数为hj，0≤j≤L；传输信道时域表达式为h＝(h0 h1 … hL)T，传输信道经FFT处理后的频域表达式为H＝(H0 H1 … HN-1)T；其中，τ和TW为T的整数倍；
1.2)、当接收端从数据到达接收端的瞬间开始截取数据，并且窗口长度和经过多径信道之后的信号的长度相同，接收信号的表达式为：
s0＝xα T*hT+n
式中，xα表示发送端-α阶WFRFT之后长度为N的并行数据；n为长度为L+N的加性高斯白噪声行向量；
2)、实际接收端从信号初始的前时间τ开始截取接收到的数据表达式为：
其中，l1＝τ/T，l2＝(TW-N-L-τ)/T，和分别为长度为l1和l2的全零行向量；
所述的估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数的步骤为，根据接收数据前端空白数据的长度对时间τ进行估计，得到估计时间τ'，将估计时间τ'作为相位补偿的参数；
所述的对数模转换之后的数据进行串/并转换的步骤为，对数模转换之后的数据进行串/并转换，将串行数据转变为并行数据，即sτ变为sτ T；
所述的将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，将数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；其中，经补零后的数据表达式为：2N点形式的数据经FFT操作后的数据表达式为S2N；
对数据S2N进行隔点抽取操作，保留从序号为1开始的所有奇数点的数据，得到序号为奇数项的N个点的数据SN；
所述的对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，对数据SN进行频域均衡，均衡方式有ZF均衡和MMSE均衡，当接收端已经具有传输信道的信息时：
1)、使用ZF均衡处理之后的表达式为：
式中，h为传输信道时域表达式，h＝(h0h1…hL)T，传输信道N点FFT之后的频域表达式为H＝(H0H1…HN-1)T；
2)、使用MMSE均衡处理之后的表达式为：
式中，γ为信噪比，n∈[0,N-1]；
所述的频域均衡之后进行相位补偿的步骤中，相位补偿处理的表达式为：
式中，参数τ'由步骤二中的相位估计得到；
所述的对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作的步骤中，α-1阶的WFRFT操作公式为：
式中，为进行IFFT之后的形式，和分别是和的翻转形式，n∈[0,N-1]；
至此，接收系统结束。
仿真验证：
本发明的核心为通过对接收信号进行补零隔点抽取操作使得接收端可以进行频域均衡，即
{fft((x*h)ZP-2N)2N}N＝X·H
式中(·)ZP-2N指的是将括号内的值补零至2N点，fft(·)2N表示的是进行2N点的FFT处理，{·}N表示的是进行奇数点抽取。由上式可以看出，处理之后的信号为传输信道和传输数据频域变换的乘积，其可以通过简单的频域均衡来获得传输数据。其替代了传统混合载波系统中通过添加循环前缀来使接收端进行频域均衡的操作，由于不使用循环前缀，本发明有效的提高了系统的频谱利用率。
一、误码率性能
本发明使用了一种新的不使用循环前缀情况下能够使接收端进行频域均衡的方法，故接收端端使用相同的均衡方式且系数α值相同时，误码率性能和传统的混合载波系统是一样的。需要注意的是仿真过程中忽略了截取窗口中没有数据部分的加性高斯白噪声。
图4的仿真图中，其数据发送方式为猝发，使用的均衡方式为迫零均衡；每个数据块的长度为1024；信道为瑞利多径衰落信道(rayleighchan)，不考虑多普勒效应产生的频移，其中ts＝1e-6，fd＝0，tau＝[0 5 10]，pdb＝[0 -3 -5]；信道的最大时延扩展为10；信道中所加的噪声为加性高斯白噪声；调制方式为4QAM调制；仿真次数50000。
图5的仿真图，仿真条件与图4不同的是其使用的是MMSE均衡，其他与图4中一致。
二、频带利用率和功耗
由于本发明系统没有使用循环前缀，故提高了系统的频带利用率。若每一个子信道可以视为平坦衰落信道，则每一个子信道的频带利用率为
Ci＝log2(1+γi)
上式中i∈[0,N-1]，γi为第i个子信道出的信噪比，考虑到循环前缀的使用，混合载波系统的频带利用率为
由于本发明没有使用循环前缀，其频带利用率为
故本发明系统的频带利用率为混合载波系统的(N+L)/N倍。
对于功耗，假设发送端发送N个符号，对于传统的混合载波系统，由于需要加入循环前缀，一共需要发送N+L个数据符号，所需能量为(N+L)Es，其中Es为发送每个数据符号所需的能量。对于本发明，由没有加入循环前缀，所需能量为N·Es，本发明的功耗为传统混合载波系统的N/(N+L)。
本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。
Claims (10)
1.一种基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送方法，其特征在于：所述的方法通过以下步骤实现：
步骤一、将待发送的数据进行串/并转换，经过串/并转换后得到待发送的并行数据的表达式为x(n)＝(x0 x1…xN-1)T；
步骤二、将并行数据进行-α阶的WFRFT操作，得到矩阵形式的数据表达为：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
式中，X(n)为x(n)进行FFT之后的形式；X(-n)和x(-n)分别是X(n)和x(n)的翻转形式；FFT表示傅里叶变换；w0(α)、w1(α)、w2(α)、w3(α)表示系数，表达式为：
WFRFT操作用矩阵形式表达如下：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
矩阵I是一个N×N的单位阵；矩阵F是FFT的矩阵形式；
m,n∈[0,N-1]，[·]m,n表示的是矩阵的第m行第n列；
矩阵Γ为
步骤三、进行了-α阶WFRFT之后的待发送数据，再进行并/串转换，得到-α阶的WFRFT之后的串行数据；
步骤四、将得到的串行数据进行数模转换，发送到多径信道中。
2.一种基于混合载波系统的数据接收方法，其特征在于：对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换；估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数；对数模转换之后的数据进行串/并转换，将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；之后对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据；之后对N个点的数据进行频域均衡，之后进行相位补偿，对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作；至此，接收系统结束。
3.根据权利要求2所述的一种基于混合载波系统的数据接收方法，其特征在于：所述的对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换的步骤为：
1.1)、当从信号到达接收端的前τ的时间开始截取，按照窗口长度TW截取数据，T为系统对连续信号的抽取时间间隔，并且TW/T的长度小于等于2N；对连续信号抽取之后，忽略数据空白部分的加性高斯白噪声，则截取数据的前τ/T点为零值；设信道最大时延扩展为L·T，接收到的数据为发送端发送数据沿L条路径到达接收端的数据和，长度为L+N，沿路径j到达接收端的数据的衰落系数为hj，0≤j≤L；传输信道时域表达式为h＝(h0 h1…hL)T，传输信道经FFT处理后的频域表达式为H＝(H0 H1…HN-1)T；其中，τ和TW为T的整数倍；
1.2)、当接收端从数据到达接收端的瞬间开始截取数据，并且窗口长度和经过多径信道之后的信号的长度相同，接收信号的表达式为：
s0＝xα T*hT+n
式中，xα表示发送端-α阶WFRFT之后长度为N的并行数据；n为长度为L+N的加性高斯白噪声行向量；
2)、实际接收端从信号初始的前时间τ开始截取接收到的数据表达式为：
其中，l1＝τ/T，l2＝(TW-N-L-τ)/T，和分别为长度为l1和l2的全零行向量。
4.根据权利要求3所述的一种基于混合载波系统的数据接收方法，其特征在于：所述的估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数的步骤为，根据接收数据前端空白数据的长度对时间τ进行估计，得到估计时间τ'，将估计时间τ'作为相位补偿的参数。
5.根据权利要求4所述的一种基于混合载波系统的数据接收方法，其特征在于：所述的对数模转换之后的数据进行串/并转换的步骤为，对数模转换之后的数据进行串/并转换，将串行数据转变为并行数据，即sτ变为sτ T。
6.根据权利要求5所述的一种基于混合载波系统的数据接收方法，其特征在于：所述的将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，将数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；其中，经补零后的数据表达式为：2N点形式的数据经FFT操作后的数据表达式为S2N；
对数据S2N进行隔点抽取操作，保留从序号为1开始的所有奇数点的数据，得到序号为奇数项的N个点的数据SN。
7.根据权利要求6所述的一种基于混合载波系统的数据接收方法，其特征在于：所述的对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，对数据SN进行频域均衡，均衡方式有ZF均衡和MMSE均衡，当接收端已经具有传输信道的信息时：
1)、使用ZF均衡处理之后的表达式为：
式中，h为传输信道时域表达式，h＝(h0 h1…hL)T，传输信道经FFT处理后的频域表达式为H＝(H0 H1…HN-1)T；
2)、使用MMSE均衡处理之后的表达式为：
式中，γ为信噪比，n∈[0,N-1]。
8.根据权利要求7所述的一种基于混合载波系统的数据接收方法，其特征在于：所述的频域均衡之后进行相位补偿的步骤中，相位补偿处理的表达式为：
式中，参数τ'由步骤二中的相位估计得到。
9.根据权利要求8所述的一种基于混合载波系统的数据接收方法，其特征在于：所述的对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作的步骤中，α-1阶的WFRFT操作公式为：
式中，为进行IFFT之后的形式，和分别是和的翻转形式，n∈[0,N-1]；
至此，接收系统结束。
10.基于混合载波系统的无循环前缀的混合载波猝发传输方法，其特征在于：其混合载波猝发传输方法包括基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段和接收端的数据接收阶段；基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段为：将待发送的数据进行串/并转换，之后将得到的并行数据进行-α阶的WFRFT操作；进行并/串转换，得到-α阶的WFRFT之后的串行数据；将得到的串行数据进行数模转换后，发送到多径信道中；对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换；估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数；对数模转换之后的数据进行串/并转换，将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；之后对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据；之后对N个点的数据进行频域均衡，之后进行相位补偿，对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作；至此，接收系统结束；
其中，
所述的基于混合载波系统的无循环前缀的数据发送阶段的具体步骤为：
步骤一、将待发送的数据进行串/并转换，经过串/并转换后得到待发送的并行数据的表达式为x(n)＝(x0 x1…xN-1)T；
步骤二、将并行数据进行-α阶的WFRFT操作，得到矩阵形式的数据表达为：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
式中，X(n)为x(n)进行FFT之后的形式；X(-n)和x(-n)分别是X(n)和x(n)的翻转形式；FFT表示傅里叶变换；w0(α)、w1(α)、w2(α)、w3(α)表示系数，表达式为：
WFRFT操作用矩阵形式表达如下：
W(α)＝w0(α)I+w1(α)F+w2(α)Γ+w3(α)ΓF
矩阵I是一个N×N的单位阵；矩阵F是FFT的矩阵形式；
m,n∈[0,N-1]，[·]m,n表示的是矩阵的第m行第n列；
矩阵Γ为
步骤三、进行了WFRFT之后的待发送数据，再进行并/串转换，得到-α阶的WFRFT之后的串行数据；
步骤四、将得到的串行数据进行数模转换，发送到多径信道中；
所述的接收端的数据接收阶段的具体步骤为：
所述的对到达接收端的数据按照设定的窗口长度截取数据，并且对截取到的数据进行模数转换的步骤为：
1.1)、当从信号到达接收端的前τ的时间开始截取，按照窗口长度TW截取数据，T为系统对连续信号的抽取时间间隔，并且TW/T的长度小于等于2N；对连续信号抽取之后，忽略数据空白部分的加性高斯白噪声，则截取数据的前τ/T点为零值；设信道最大时延扩展为L·T，接收到的数据为发送端发送数据沿L条路径到达接收端的数据和，长度为L+N，沿路径j到达接收端的数据的衰落系数为hj，0≤j≤L；传输信道时域表达式为h＝(h0 h1…hL)T，传输信道经FFT处理后的频域表达式为H＝(H0 H1…HN-1)T；其中，τ和TW为T的整数倍；
1.2)、当接收端从数据到达接收端的瞬间开始截取数据，并且窗口长度和经过多径信道之后的信号的长度相同，接收信号的表达式为：
s0＝xα T*hT+n
式中，xα表示发送端-α阶WFRFT之后长度为N的并行数据；n为长度为L+N的加性高斯白噪声行向量；
2)、实际接收端从信号初始的前时间τ开始截取接收到的数据表达式为：
其中，l1＝τ/T，l2＝(TW-N-L-τ)/T，和分别为长度为l1和l2的全零行向量；
所述的估计接收的数据中前端空白数据的时间，将估计的时间作为相位补偿的参数的步骤为，根据接收数据前端空白数据的长度对时间τ进行估计，得到估计时间τ'，将估计时间τ'作为相位补偿的参数；
所述的对数模转换之后的数据进行串/并转换的步骤为，对数模转换之后的数据进行串/并转换，将串行数据转变为并行数据，即sτ变为sτ T；
所述的将得到的并行数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，将数据补零至2N点，之后对2N点形式的数据进行FFT处理；其中，经补零后的数据表达式为：2N点形式的数据经FFT操作后的数据表达式为S2N；
对数据S2N进行隔点抽取操作，保留从序号为1开始的所有奇数点的数据，得到序号为奇数项的N个点的数据SN；
所述的对经FFT处理的数据进行隔点抽取操作，得到序号为奇数项的N个点的数据的步骤为，对数据SN进行频域均衡，均衡方式有ZF均衡和MMSE均衡，当接收端已经具有传输信道的信息时：
1)、使用ZF均衡处理之后的表达式为：
式中，h为传输信道时域表达式，h＝(h0 h1…hL)T，传输信道N点FFT之后的频域表达式为H＝(H0 H1…HN-1)T；
2)、使用MMSE均衡处理之后的表达式为：
式中，γ为信噪比，n∈[0,N-1]；
所述的频域均衡之后进行相位补偿的步骤中，相位补偿处理的表达式为：
式中，参数τ'由步骤二中的相位估计得到；
所述的对相位补偿后的数据进行α-1阶的WFRFT操作的步骤中，α-1阶的WFRFT操作公式为：
式中，为进行IFFT之后的形式，和分别是和的翻转形式，n∈[0,N-1]；
至此，接收系统结束。
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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