CN114513115A - 用于功率转换器中的过电流保护和crcm控制的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种功率转换器，包括：耦合到电感器的输入端、耦合到第一比较器的第一开关以及耦合到第二比较器的第二开关；该功率转换器还包括：耦合到所述第一比较器和所述第二比较器的脉冲比较计数器；和耦合到所述脉冲比较计数器的同步整流器(SR)计算器。所述SR计算器可操作成：在第一AC半周期期间修改所述第一开关的导通时间；以及在第二AC半周期期间修改所述第二开关的导通时间。

Description

用于功率转换器中的过电流保护和CRCM控制的方法和装置

相关申请的交叉引用

本申请要求于2020年11月16日提交的第63/114,139号美国临时申请的利益，该美国临时申请的全部内容以引用的方式并入本文，以用于所有目的。

背景技术

当升压功率转换器在临界导通模式(critical conduction mode，CrCM)下操作时，其凭借输入源电压将电感器从0A(安)充电至峰值电流，然后使电感器向输出电容器放电。峰值电感器电流被调整为使得平均输入功率近似等于平均输出功率。为了提供高输出功率，大峰值电感器电流必须流过电感器进入输出电容器。

尽管在升压功率转换器领域取得了一定进展，但本领域仍需要改进与升压功率转换器相关的方法和系统。

发明内容

本发明总体上涉及电子器件领域，更具体地，本发明涉及用于控制开关功率转换器的设备和方法。本发明的实施例提供具有功率因数校正的电压和电流调节转换器。

与常规技术相比，本公开实现了许多好处。例如，本公开实施例提供了一种功率因数校正电路，其在启用CrCM模式下的操作的同时防止过电流状况。此外，本发明的实施例提供比使用常规技术可用的开关频率更高的开关频率。结合下面的正文和相应的附图更详细地描述了本公开的这些和其他实施例以及其许多优点和特征。

本发明的实施例提供了以下装置和方法：

一种装置(例如，实施为电路)，其利用基于每个开关的电流感测电阻器进行电流感测，以感测图腾柱转换器(例如，无桥式图腾柱升压PFC转换器)中的感测高带宽双向电感器电流。

一种装置(例如，实施为电路)，其凭借比较器将感测到的电感器电流与参考值进行比较，该比较器可利用可编程的DAC参考值。该电感器电流是在开关周期的一个AC半周期中与“CrCM”阈值进行比较的。在一些实施例中，该阈值可以设置为0A或负电流。在其他AC半周期中，该电感器电流是与过电流保护(OCP)电平阈值进行比较的。“正”和“负”峰值电感器电流阈值是单向的，这意味着在这两种情况下，根据输入电压极性，正参考值给出电感器电流的“CrCM”或“OCP”比较值。

一种装置(例如，实施为电路)，其根据系统输入电压极性将DAC参考FS范围重新调整到给定电平。

一种装置(例如，实施为电路)，其将“接地”DAC参考值(例如以体电容器“负”电极为基准)再参考(re-reference)到体电压(其也称为DC总线电压)。所述体电压也可称为输出电压。DAC参考值可以是体电容器“正”电极。在一些实施例中，所述再参考是凭借电流镜像来实现的。因此，本发明的实施例能够检测图腾柱开关转换器的“高侧”开关中的“CrCM”或“OCP”。

一种装置(例如，实施为电路)，其将比较器边沿/脉冲从体电容器“正”电极再参考到体电容器“负”电极，所述比较器边沿/脉冲可以指示“CrCM”或“OCP”。

一种方法和装置(例如，实施为电路)，其在针对特定开关的一个AC半周期中提供过电流保护(其也称为过电流指示)，以及在图腾柱开关转换器中提供互补开关的CrCM指示，在其他AC半周期中(在该周期中电压极性与一个AC半周期中的电压极性相反)开关的角色和功能“交换”。

一种装置(例如，实施为电路或微处理器)，其对比较器触发器和开关周期进行计数，并且将计数彼此进行比较。

一种装置(例如，实施为电路、微处理器或固件算法)，其基于三角电流模式脉冲与对应于开关周期的脉冲之间的脉冲计数比较来修改同步整流器导通时间。

一种全数字化仅时间离散的控制系统，其通过基于脉冲计数并与“恒定导通时间”CrCM图腾柱开关转换器(例如PFC升压转换器)中的开关周期数目进行比较来增加或减少的电感导通时间，从而控制电感器电流相对于参考值的“锚定点”。

一种方法和装置，通过可控电流控制实现高开关频率，将电感器电流“锚定”到选定值(例如可由DAC参考值或其他参考值编程的值)，从而便于PFC电路的“CrCM”控制，例如，在“恒定导通时间”原则下操作的无桥式图腾柱升压PFC转换。

一种交织方法，其依赖于单组脉宽调制值的时序，该单组脉宽调制值被“拷贝”并相移到多个相位，以确保各相位之间所需的电流共享。

一种交织方法，其基于多个相位的输入生成单组脉宽调制值。

一种交织方法，其使用“脉冲计数”策略来确保针对所有相位的CrCM，从而在CrCM/硬开关模式下不存在相位操作。该交织方法生成与同步整流器开关信号(T_SR)的脉宽对应的“最差情况”开关时间，该时间足够长以确保用于最差情况相位的CrCM。

一种系统，其可以将来自所有相位的开关周期计数器脉冲组合(即OR)，并将来自所有相位的TCM指示脉冲组合(即OR)，然后比较这两个计数。例如，每个开关周期的3个计数可用于3个相位，相比之下，每开关周期的1个计数可用于单个相位，3个TCM指示脉冲可用于3个相位。在这种情况下，针对所有三相位的开关周期数目与针对所有三相位的TCM指示脉冲数目之间的比较表明针对所有三相位的T_SR是“足够长”的。

一种系统，其具有每相位指示的过电流状态，并且可以基于每相位截断T_CTRL，同时在截断器中一个相位时不更改其他相位上的“拷贝的”脉宽调制值。

一种系统，其由于脉冲计数器的“OR运算”作用可以以有组织的方式实施切相。

在一些实施例中，该系统将仅在AC过零期间启用/禁用相位。

如果在AC过零期间启用/禁用了相位，则该系统可以在AC过零期间调整电感器充电时间。例如，如果两相位系统启用第二相位，则电感器充电时间可减半，以在上一个AC半周期到下一个AC半周期保持相同的(即恒定的)功率。因此，可以对处理后的输入功率进行调整以代表总功率而不是每相位功率。

附图说明

图1是可用于解释本公开实施例的在临界导通模式下操作的无桥式图腾柱功率因数转换器的简化示意图。

图2示出了可用于解释本公开实施例的一组曲线图，该组曲线图示出了具有“恒定导通时间”控制的功率转换器电路(例如，CrCM升压转换器)的低开关频率操作。

图3是示出了常规CrCM控制方案的简化示意图。

图4是示出了随时间变化的模拟开关节点电压的曲线图。

图5是示出了电感器电流感测的简化示意图。

图6示出了电感器电流、比较器输出、以及由比较器上升沿触发的“恒定导通时间”的一组曲线图。

图7示出了一组曲线图，该组曲线图示出了根据本发明实施例的总开关时段的四个部分。

图8A示出了一组曲线图，该组曲线图示出了根据本发明实施例的在正AC半周期期间的电感器电流、开关时段脉冲指示器和三角电流模式脉冲指示器。

图8B示出了一组曲线图，该组曲线图示出了根据本发明实施例的在负AC半周期期间的电感器电流、开关时段脉冲和三角电流模式脉冲。

图9是示出了根据本发明实施例的设置同步整流器导通时间值的方法的简化流程图。

图10A是示出了根据本发明实施例的在正AC半周期期间的电路操作的简化示意图。

图10B是根据本发明实施例的在正AC半周期期间的高侧电流感测电阻器两端的电压的简化曲线图。

图10C是根据本发明实施例的在正AC半周期期间的高侧电流感测放大器的输出的简化曲线图。

图10D是根据本发明实施例的高侧比较器1024的输出的简化曲线图。

图10E是利用高侧到低测电平移位电路1025再引用后TCM脉冲的简化曲线图

图10F是根据本发明实施例的在正AC半周期期间的低侧电流感测电阻器两端的电压的简化曲线图。

图10G是根据本发明实施例的在正AC半周期期间的低侧电流感测放大器的输出的简化曲线图。

图10H是根据本发明实施例的低侧比较器1034的输出的简化曲线图。

图11A是示出了根据本发明实施例的在正AC半周期期间的总开关时段的第一部分期间的电路操作的简化示意图。

图11B是示出了在图11A中所示的总开关时段的第一部分期间测量的电感器电流(虚线)和用于过电流保护指示的正参考值(实线)的曲线图。

图12A是示出了根据本发明实施例的在正AC半周期期间的总开关时段的第三部分期间的电路操作的简化示意图。

图12B是示出了在图12A中所示的总开关时段的第三部分期间测量的电感器电流(虚线)和用于TCM指示的正参考值(实线)的曲线图。

图13A是示出根据本发明实施例的在负AC半周期期间的电路操作的简化示意图。

图13B是根据本发明实施例的在负AC半周期期间的高侧电流感测电阻器两端的电压的简化曲线图。

图13C是根据本发明实施例的在负AC半周期期间的高侧电流感测放大器的输出的简化曲线图。

图13D是根据本发明实施例的高侧比较器的输出的简化曲线图。

图13F是根据本发明实施例的在负AC半周期期间的低侧电流感测电阻器两端的电压的简化曲线图。

图13G是根据本发明实施例的在负AC半周期期间的低侧电流感测放大器的输出的简化曲线图。

图13H是根据本发明实施例的低侧比较器的输出的简化曲线图。

图14是示出了根据本发明实施例的在负AC半周期期间的总开关时段的第一部分期间的电路操作的简化示意图。

图15是示出了在图14中所示的总开关时段的第一部分期间测量的电感器电流(虚线)和用于OCP指示的正参考值(实线)的曲线图。

图16是示出了根据本发明实施例的在负AC半周期期间的总开关时段的第三部分期间的电路操作的简化示意图。

图17是示出了在图16中所示的总开关时段的第三部分期间测量的电感器电流(虚线)和用于TCM指示的正参考值的曲线图。

图18A至图18D是示出了根据本发明实施例的周期性中断定时器、SR导通时间校正因数、TCM脉冲指示器和电感器电流的一组曲线图。

图19A是随时间变化的AC周期的曲线图。

图19B是示出了根据本发明实施例的周期性中断定时器的示例编程的曲线图。

图20A是示出了根据本发明实施例的设置同步整流器开关导通时间的方法的简化流程图。

图20B是示出了根据本发明另一实施例的设置同步整流器开关导通时间的方法的简化流程图。

图20C是根据本发明实施例的同步整流器开关导通时间计算器的简化示意图。

图21是示出了根据本发明实施例的用于执行体电压感测的电路的简化示意图。

图22是示出了根据本发明实施例的用于执行输入电压和体电压感测的电路的简化示意图。

图23A是示出了根据本发明实施例的用于在正AC半周期期间执行输入电压感测的电路的简化示意图。

图23B是示出了根据本发明实施例的用于在负AC半周期期间执行输入电压感测的电路的简化示意图。

图24A至图24C是示出了根据本发明实施例的重构输入电压、实际体电压、实际输入电压、感测的体电压和感测的输入电压的一组曲线图。

图25是示出了根据本发明实施例的测量输入电压的方法的简化流程图。

图26是示出了当输入电压大约为体电压的一半时用于两个交错相位的电感器电流以及所得总输入电流的曲线图。

图27是示出了当输入电压低于体电压的一半时的部分电流纹波消除的曲线图。

图28是示出了当输入电压高于体电压的一半时的部分电流纹波消除的曲线图。

图29是示出了根据本发明实施例的两相交错的无桥式PFC电路的简化示意图。

图30是图29中示出的用于两相交错的PFC电路的控制电路的简化示意图。

具体实施方式

当升压转换器在临界导通模式(CrCM)下操作时，其操作为凭借输入电压(源)将电感器从0A充电至峰值电流，然后使电感器向输出电容器放电。电感器峰值电流被调整为使得平均输入功率近似等于平均输出功率。为了更高的输出功率(负载电流)，电感器被充电到更大的峰值电流。

对于功率因数接近1的转换器(即功率因数校正(power factor correcting，PFC)转换器)，忽略开关频率纹波的输入电流在形状和相位上必须与(AC)输入电压相似。因此，CrCM功率因数校正电感器被充电到大致遵循(即形状和相位)输入电压的峰值。将电感器充电至目标峰值电流所需的时间是输入电压、电感值(可假定为恒定值)和目标峰值电流的函数。由于目标峰值电流根据输入电压在整流的AC(交流)周期(称其为AC半周期)内变化，因此净结果是不变的电感器充电时间。

“外部”电压环路以低于AC频率的环路带宽来控制对应于控制开关信号的脉宽(T_CTRL)的电感器充电时间(使得T_CTRL在跨(整流的)AC(半)周期上保持基本恒定)，以调节输出电压(其大致上是DC(直流)的，但是具有一些整流的AC电压纹波)，以达到所需水平。

“内部”电流环路确保转换器的CrCM特性，其中与SR开关信号的脉宽(T_SR)对应的开关频率或关断时间被控制为，在电感器完全去磁时恰好开始下一个开关周期。

图1是可用于解释本公开实施例的在临界导通模式下操作的无桥式图腾柱功率因数功率转换器100(也称作转换器)的简化示意图。转换器100接收周期性变化的输入电压V_IN(例如从电插口或壁式插座供应的交流(AC)电力)，并且包括升压电感器L_BOOST、第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4和电容器C_OUT。在一个实施例中，第一开关S1和第二开关S2中的每一者是增强型模式结场效应晶体管(eJFET)，例如可从NexGen电力系统公司获得的eJFET NXG2EA070R170。在某些操作模式下，在周期性变化的输入电压V_IN的正AC半周期期间，针对整个正AC半周期，第四开关S4导通，第三开关S3关断。在周期性变化的输入电压V_IN的负AC半周期期间，针对整个负AC半周期，第三开关S3导通，第四开关S4关断。

为了清楚起见，将第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4被称为开关，因为它们均工作在导通状态或关断状态。可以利用各种电子器件来实现这些开关，包括各种晶体管(例如BJT、IGBT、MOSFET、JFET等)、二极管、可控硅整流器等。参考图1，第一开关S1和第二开关S1是“高频(HF)”开关，例如在从几十千赫兹到几十兆赫兹的频率范围内操作的开关。第三开关S3和第四开关S4是“低频(LF)”开关，例如在约50Hz至约60Hz的AC频率下操作的开关。

除了参考作为在高频支路中的第一开关S1和第二开关S2，以及参考作为在低频支路中的第三开关S3和第四开关S4，也可以根据其在图1所示的示意图中的位置来参考这些开关。在示意图中，第一开关S1和第三开关S3位于“高侧(HS)”，第二开关S2和第四开关S4位于“低侧”。

因此，可参考如下四个开关：

·S1：高频、高侧开关

·S2：高频、低测开关

·S3：低频、高侧开关

·S4：低频、低测开关

如本文更全面地描述的，第一开关S1和第二开关S2在操作期间提供的功能取决于AC输入信号的半周期的极性。在AC输入信号的正半周期间：S4(LF、LS开关)导通；S2(HF、LS开关)作为控制(CTRL)开关，并且通过S2的电流被监视，以用于过电流保护(over-currentprotection，OCP)；S1(HF、HS开关)用作同步整流器(synchronous rectifier，SR)开关，并且通过S1的电流被监视，以用于三角电流模式(triangular current mode，TCM)控制。在AC输入信号负半周期间：S3(LF，HS开关)导通；S1(HF、HS开关)用作CTRL开关，并且通过S1的电流被监视，以用于OCP；S2(HF、LS开关)用作SR开关，并且通过S2的电流被监视，以用于TCM控制。

图2示出了可用于解释本公开实施例的一组曲线图，该组曲线图示出了具有“恒定导通时间”控制的功率转换器电路(例如，CrCM升压转换器)的低开关频率操作。参考图2，曲线201表示具有可变关断时间间隔的恒定导通时间控制信号，该控制信号被配置成导通和关断第二开关S2。曲线203表示流过升压电感器L_BOOST的电感器电流。曲线205(虚线)表示在AC半周期期间的电流包络。曲线207(虚线)表示平均输入电流。如图2所示的，导通时间由处于其“高”电平的Vg表示，而关断时间由处于其“低”电平的Vg表示。在AC半周期期间，导通时间是恒定的，关断时间是变化的，即在AC半周期中心附近增加。

如图2所示，电感器电流(曲线203)是输入信号的函数，并且在输入信号的零交叉点附近具有小幅度峰值。当导通时间间隔结束后第二开关S2关断时，电感器中存储的能量被放电，即电感器电流倾斜地下降回零。然后再次导通第二开关S2，使电感器电流达到更高的幅度峰值，从而用于使电感器电流返回零的时间更长，因为其从更高的幅度峰值开始下降。每个导通时间控制信号都有时间段(T_ON+T_OFF)，其中T_ON是恒定导通时间间隔，T_OFF是可变关断时间间隔。导通时间控制信号的时段随着输入信号V_IN的增加而增加，因为电感器电流以等于(V_BUS-VI_N)/L的速率减小，其中V_BUS和L是恒定的，V_IN增加。换句话说，等于1/(T_ON+T_OFF)的开关频率在输入信号中心点处(即在峰值幅度处)具有最小频率值，在输入信号两端(即零交叉点附近)具有最大频率值。

所得平均电感器电流I_L在形状和相位上与输入电压(未示出)相似。由曲线205表示的电流包络由输入电压上的乘法器引导，并因此具有与输入电压相同的形状和相位，而幅度由外部环路编程。只要维持CrCM模式，电感器电流I_L将精确地达到0A，并且在Vg变为高之前不会继续存留。因此，常规的恒定导通时间可确保PFC功能，其中在每次导通时间前电感器电流达到零，并且在每次导通时间前不会变为负的。如下文更全面地描述的，本发明的实施例能够在导通时间之前使电感器电流变为负的(也称为TCM控制)，以提供使用常规技术无法获得的益处。因此，本发明的实施例能够实现利用TCM的CrCM操作。

图3是示出了常规CrCM控制方案的简化示意图。如图3所示，一旦发生去磁(I_LBOOST电流达到0A)，二极管(D_R)变为反向偏置，并且开关节点开始从等于V_BULK变为低电压。开关节点环(即正弦形状)对称地围绕输入电压，具有取决于L_BOOST和开关输出电容的频率。例如，V_IN为200V(伏)，V_BULK为400V，L_BOOST＝17.5μH(微亨)，C_OSS＝22.8pF(皮法)。如下面更全面的解释的，本发明的实施例使用具有受控时序的开关代替二极管D_R，以实现更高的效率。

图4是示出了随时间变化的模拟开关节点电压的曲线图。在图4中，时间D_R之间的模拟开关节点电压变为反向偏置(t＝0ns(纳秒))且S_ctrl(理想的)导通，以启动下一个开关周期(t＝62ns)。当V_SW＝V_IN时的时间表示为t＝31ns，该时间这是当升压电感器电压为0V时的时间并因此是图3中的比较器COMP_ZCC的触发点。

在常规的升压转换器中，在“二极管仿真”模式下操作的同步整流器(即作为“有源二极管”)与附加升压电感绕组结合使用，以实现CrCM。

当采用同步整流时，参考图3和图5，整流二极管(D_R)被开关(S_SR)代替，该开关负责同步整流，而替代二极管。该开关可以是自控式的(即，只是基于其自身的端子电压和电流)，以完全按照二极管的方式操作，在这种情况下，可以使用常规方法(即，当V_SW＝VI_N时感测)和装置(即，升压电感器上的附加绕组+比较器)。但是，与二极管相比，使S_SR导通的时段保持更长是有利的，因此允许负电感器电流流动(即TCM控制)。在这种情况下，感测何时关断S_SR而不是何时导通S_ctrl是有用的。当S_SR保持导通时，开关节点上的电压不变，并且不存在何时发生去磁或何时达到特定的负电感器电流(即，附加电感器绕组上的电流)的指示。相反，通常会基于电流达到一定阈值来执行电感器电流感测和比较器的触发。如本文所述的，本发明的实施例感测电感器电流以确定何时关断S_SR。此外，本发明的实施例不仅能够感测电感器电流，而且能够以足够的频率操作以对感测到的电感器电流达到预定阈值做出反应。

图5是示出了电感器电流感测的简化示意图。可以使用图5所示的电路来确保CrCM。如图5所示，电感器电流I_LBOOST由于其单极特性，可通过重置感测电流变压器来对其进行感测。以这种方式，可以将低频AC电流与高频开关电流分离，并且可以适当地选择/设计感测电流变压器。应注意，开关频率和占空比可能会限制感测电流变压器的设计/选择。

当采用无桥式设计时，使用感测电流变压器的电感器电流感测更具挑战性，因为AC整流发生在电感器之后。因此，电感器中的电流是双向的和双极性的，并且检测到低AC频率和开关频率。参考图5，电感器电流I_LBOOST大多是正的，但有时也是负的。可以理解，在无桥式设计中，当输入电压改变极性时，电感器升压电流改变极性。因此，在负AC半周期中，电感升压电流大多是负的，有时也是正的。通常，极性以AC频率(约50至约60Hz)变化。因此，不利用感测电流变压器的本发明实施例提供了双向的和双极性的电流感测。由本发明的实施例实现的控制系统能够以这样的方式来控制电感器电流：该方式产生在某些情况下在每个开关周期中以低传播延迟达到零或负值的电感器电流。

在某些系统中，通过电流检测变压器来感测双极性电流。在这种实现方式中，为了实现宽频率范围的感测电流变压器，使用物理上庞大且并不便宜的电路。与该设计相反，本发明的实施例提高了功率密度并降低了成本，而这两者都是所期望的。

在全数字化系统中，利用模数转换器(ADC)对模拟信号进行采样，以便对这些信号进行操作。由采样系统可以表示的最高频率为采样频率的1/2。在对特定电平(即特定比较值)做出反应的情况下，被采样的电流与改变其电平的脉宽调制信号之间的传播延迟至少为采样周期的最大值加上一些计算时间。因此，在采样系统中，采样周期是所期望/所需传播延迟最大值的函数。在以高开关频率操作的系统中，这是不切实际的。

在平均电流模式系统中，电感器电流的特定时序或滤波可以使电感器电流的采样实际化。然而，在混合系统中，使用离散比较器在模拟域中执行针对阈值的比较，因此，使用模拟比较在正确时间在每个开关周期完成一次采样。比较“立即”触发动作(CrCM)。在这种系统中，连续地对“瞬时”电流采样(即，以固定采样率进行周期性中断时序触发的采样)是不实际的，因此不存在电感器电流的模数转换。相反，比较器输出(即上升沿)向数字化系统生成异步中断，以终止当前的开关周期并开始新的开关周期。当然，完全模拟系统的操作方式大致相同。

为了应对这些挑战，使用感测的电感器电流值的常规系统可以实施多类控制，包括：1)平均电流模式控制；2)恒定导通时间CrCM控制(或三角电流模式控制)。

对于连续导通模式(CCM)操作，通过改变占空比(也称为占空周期)将平均电感器电流控制为参考电平。必须感测平均电感器电流，但由于不需要表示高频内容(对于平均电流模式)，因此电流感测不与开关频率关联，频率缩放在某种程度上是可行的。由于不一定存在逐周期采样和处理要求，因此可以在不增加采样频率和/或电流检测要求的情况下来缩放开关频率。

对于CrCM(具有TCM)，“瞬时”电感器电流被采样，并基于每周期立即发生动作。

图6示出了电感器电流、比较器输出、以及由比较器上升沿触发的“恒定导通时间”的一组曲线图。在图6中，在曲线图610中所示的电感器电流由感测电路感测，并将其与阈值(例如，0A)进行比较。比较器的输出在曲线图620中示出，并且用于启动下一个恒定导通时间，如曲线图630中所示。

虽然这种方法确保CrCM操作，并且可以将比较值设置为负的(即，不是0A)以确保TCM操作，但匹配的比较值和实际触发沿之间的任何延迟(例如，由传播延迟导致的延迟)都将导致时序误差。发明人已确定，对于由数字微处理器控制的数字系统，数字微处理器具有保持准确时间的优势，然而与其时钟频率相比，会受到异步中断的影响。使用如图6所示的模拟比较器，当边沿被感测到并且使用该边沿来生成中断时，数字控制器并不会快速响应这种中断。

发明人还确定，在达到比较器上的阈值和比较器输出的改变之间的时间周期导致时间延迟。在此时间延迟期间，系统将过冲(overshoot)阈值。随着开关频率增加来管理这些延迟是有问题的。此外，必须检查传播延迟相对于去磁时间的百分比时序误差。否则，电感器电流将变为非实际的负值。此外，升压电感器和开关输出电容之间的谐振周期通常必须至少比传播延迟大四倍，以保持软切换，这是CrCM操作的重要特性。

必须根据系统开关频率来选择负责比较的模拟比较器以及该模拟比较器相关传播延迟，并且存在一些固有限制，其中传播延迟与实际实现的去磁时间(即比较器速度)相比太大。因此，常规方法不能轻易地将开关频率缩放到更高的频率。

例如，对于低、中和高输入电压，针对电感器电流的过冲相差很大。当输入电压低时，即使各种电压的峰值电流相同，过冲也特别高。因此，负峰值电流与电压的函数相差很大。

本发明的实施例解决了常规系统中的这些缺点，并且应对这些挑战，以便显著提高开关频率。具体而言，本发明的实施例在无桥式图腾柱设计中利用高带宽、双极和双向电感器电流的电流感测。此外，本发明的实施例在数字化控制的系统(不同于“混合”系统)的背景下减少或消除异步中断。此外，本发明的实施例将与传播延迟限制(包括比较器传播延迟限制)常规地相关联的控制环路速度与开关频率解耦，使得系统能够提供对采样值的反应，而这些采样值并不是每周期所必需的。

如本文中更全面地描述的，本发明的一些实施例通过将生成的单组脉宽调制值复制到多个相位(即，进行移相以进行适当的交织)并利用滤波器电感器和预定时序要求以确保适当的电流共享，来实现多个交织相位而无单独的控制环路/控制路径。基本原则确保由其他系统提供的额外优势得以维持，这些额外优势包括输入差模(differential mode，DM)电流消除、体电容器开关相关的纹波电流消除等。

在使用“恒定导通时间”控制原理的CrCM升压PFC转换器中，脉宽调制信号(PWM)-其可以称为脉宽调制信号值或脉宽调制序列的集合-包括与控制开关信号(T_CTRL)的脉宽对应的预编程的“导通时间”(其在整个交流周期中保持相对恒定)、以及与同步整流器开关信号(T_SR)的脉宽对应的“关断时间”(其是变化的)。图7中展示了同步整流的无桥式图腾柱CrCM升压PFC转换器中的总开关周期。

图7示出了一组曲线图，该组曲线图示出了根据本发明实施例的总开关时段的四个部分或间隔。在由T_CTRL所示的时间段内，当电流流过S2时，在正AC半周期期间电感器L_BOOST被充电，其中在正AC半周期期间S2用作控制开关。图11A和图11B更全面地描述了流过S2的电流。在此期间，S2和S4导通，输入电压施加在电感器两端。在由T_CTRL所示的时间段内对电感器充电由增加的电流I_LBOOST例示。在T_DT1期间，S1和S2均关断，并发生共振跃迁。在由T_SR所示的时间段内，S1导通并导电，这导致电感器L_BOOST将其能量放电到输出电容器V_BULK中，这由电感器电流降至零并且稍微变成负所例示。在T_DT2期间，发生相反的共振跃迁。

外部控制环路根据实际体电压与参考电压的反馈来生成“恒定”导通时间。理想情况下，在T_DT1间隔开始时T_DT1随I_LBOOST变化(即电流越高，时间越短)，但T_DT1可以是固定的恒定时间。在T_DT1期间，第一开关S1两端的电压(由C_OSS表示)共振地下降到0V。在一些实现方式中，T_DT1被选择为使得第一开关S1(操作为并且由同步整流器(SR)开关S_SR表示)在开关两端的电压达到0V的时刻导通，T_SR被选择为使得电感器电流在T_SR结束时恰好达到0A(或在某些情况下是稍微负的阈值电流)。T_DT2可以是固定的时间，或者可以是变化的。在一些实施例中，T_DT2被选择为使得第二开关S2(操作为并且由ConTRoL开关S_CTRL表示)在其两端的电压达到0V的时刻导通。

如果T_DT1和T_DT2都是预定常数，以及T_CTRL是已知的并且相对于AC周期而缓慢变化(这与恒定导通时间控制系统相应)，则T_SR是在整个交流周期中变化并导致开关频率变化的唯一时间间隔。因此，T_SR用于确保电感器在SR开关关断之前完全去磁，但在完全去磁后SR开关未完全关断。因此，对于正/负AC半周期，针对I_LBOOST的阈值可设置为零或I_NEG/I_POS。因此，针对该特定相位基于实际电感器电流生成针对一个相位的PWM信号。

因此，每个相位都可以确保CrCM操作(即，在每个周期期间电感器电流恰好达到0A或是稍微负的/正的)，并且确保过电流保护，该过电流保护在该相位的电感器超过最大电流时提供指示。

参照图7，在操作期间，如下生成单独的PWM信号：

T_DT1和T_DT2是变量并且变化成反映各自间隔开始时的预期电感器电流(例如，任意/所有相位相同)或者是固定的(例如，所有相位相同)。

T_CTRL被编程为基于反馈信号针对所有相位是相同的，使得所有相位共享的输出电压保持在调节中。

T_SR被编程为足够长，以针对最坏情况下的相位保持在CrCM中，使得没有一个相位进入CCM，如果T_SR过短并且在再次开始T_CTRL之前不允许电感器电流达到0A，则会发生CCM。

如果任何相位经历了过电流事件，则针对该脉冲截断该特定相位的T_CTRL。如果这种情况持续存在，则该相位将被关闭，而其他相位将保持活动状态。

然后，单个脉宽调制信号被“复制”并移相到各个相位(例如，针对2个相位计数的180度的移位；针对3个相位计数的120度的移位等)。

虽然图7关于正AC半周期进行了描述，但是当在负AC半周期期间输入电压为负时，操作是镜像的，其中S2和S4的操作被S1和S3的操作替代，以及S1和S3的操作被S2和S4的操作替代。在负AC半周期期间，S3导通，S4关断，在由T_CTRL所示的时间期间，S1导通，在由T_SR所示的时间期间，S2导通。因此，根据输入电压极性，S1可用作同步整流器开关(正AC半周期)或控制开关(负AC半周期)。类似地，根据输入电压极性，S2可用作同步整流器开关(负AC半周期)或控制开关(正AC半周期)。

为了测量电感器电流，本发明的实施例利用新颖的装置来实现如本文所述的脉冲计数的新颖方法，从而感测电流是否超过参考阈值并且基于该脉冲计数技术来应用控制改变。

图8A示出了一组曲线图，该组曲线图示出了根据本发明实施例的在正AC半周期期间的电感器电流、开关时段脉冲指示器和TCM脉冲指示器。曲线图810示出了电感器电流，曲线图820示出了由图7中的T_SW指示的开关周期的时序，曲线图830示出了TCM脉冲，该TCM脉冲与对应于CrCM操作的电感器电流对应，并且与开关时段脉冲进行了比较。开关周期脉冲被称为开关时段(switching period，SP)脉冲。如本文所讨论的，在预定间隔(其可以使用时段中断定时器(period interrupt timer，PIT)设置)处，比较所计数的脉冲，提供SP脉冲和TCM脉冲(也称为TCM指示、CrCM脉冲或CrCM指示，并对“负”峰值达到阈值I_NEG的次数进行计数)之间的差，由此指示CrCM操作。

如果通过比较所提供的值(即SP脉冲和TCM脉冲之间的差)为正，如图8A所示，则重要的是并非所有开关周期具有负的电感器电流。这意味着由T_SR所示的同步整流器导通时间过短，并在上次比较后的时间间隔期间测量为平均值。响应于比较结果为正，由T_SR所示的预编程同步整流器导通时间增加。

另一方面，如果比较结果为零，表示在预定间隔期间SP脉冲数等于TCM脉冲数，则电感器电流(测量为自上次比较以来间隔期间的平均值)太负。响应于比较为零，由T_SR所示的预编程SR导通时间减少，这将导致电感器电流变得更正。以这种方式，负电感器电流被“锚定”到参考值(例如使用DAC测量的参考值)，并且将围绕该锚定上下循环。如对于本领域技术人员将明了的，对于本文描述的方法和系统的改变将是可能的。然而，可以将用修正量(modifier)(即，接近“1”的值)乘以理论计算的最佳时间来增加或减少SR导通时间的方法和系统视为控制环路补偿器级，并且因此可以实施多种或多或少是最优的和/或复杂的不同补偿方案，以确保适当的响应、稳定性、环路增益和带宽等，如本文所讨论的，尽管在本示例性实施例中使用了零的阈值，但是本发明的实施例也可以使用包括小于零或大于零的阈值的其他阈值。

参考图8A，其示出了三个完整的开关周期。在时刻t₀，ConTRoL开关(例如，第二开关S2)转换为导通，并且产生由上升沿表征的脉冲，以指示开关时段脉冲。该脉冲在寄存器位置计数(例如“SP脉冲计数”)。如图8A所示，由于时刻t₀的电流不超出I_NEG(其是阈值电流)，因此比较器输出不被触发，并且没有TCM脉冲生成。在时刻t₁，电流降至阈值I_NEG以下，结果比较器输出被触发，并且生成TCM脉冲。该脉冲在寄存器位置计数(例如“TCM脉冲计数”)。在电感器电流的谷值处(即t₁之后不久)，开关再次转换为导通，并且生成开关时段脉冲，来指示该点。SP脉冲计数相应地递增。类似地，在时刻t₂，电流降至I_NEG以下，结果比较器输出被触发，并且生成TCM脉冲并对其计数(即，TCM脉冲计数递增)。以类似于时刻t₀的方式，在时刻t₃，电感器电流不会超出I_NEG以下。因此，比较器输出不会被触发，也不会生成TCM脉冲。但是，由于ConTRoL开关仍转换为导通，SP脉冲计数递增。因此，对于对应于预时序间间隔(例如，使用PIT定义)的这组四个周期，SP脉冲计数为4，而TCM脉冲计数为2。因此，由脉冲计数器和比较器生成的脉冲之间的差为2，这表明并非所有开关周期的电感器电流都为负。因此，可以利用修正量来修改由T_SR所示的预编程SR导通时间，所述修正量通过与预编程SR导通时间的先前设置相比是增加的。

与使用TCM脉冲的边沿来启动下一个开关周期的常规系统相比，本发明的实施例对将在多个开关周期(即，在特定PIT时间间隔的示例中为四个)期间使用的SR导通时间进行预编程。然后，在以PIT时间间隔呈现的多个开关周期期间利用该SR导通时间。在完成PIT时间间隔内的开关周期(即本示例中的四个开关周期)后，执行分析以确定SR导通时间是否过短或过长。如上所述，如果SR导通时间过短，产生少于四个TCM脉冲，则SR导通时间修正量将增加并且乘以预编程的SR导通时间值，以用于下一个预定PIT时间间隔。一旦TCM脉冲计数等于SP脉冲计数，则假设SR导通时间过长，并将其减少，直到开关周期数(即SP脉冲数)与比较器脉冲数(即TCM脉冲数)之间的差再次为正。通过利用SP脉冲计数和TCM脉冲计数之间的比较，可减少或消除达到比较器上输入阈值与启动下一个开关周期之间的传播延迟的影响。

应理解，尽管在图8A所示的示例中用于比较器的阈值被设置为I_NEG，但这不是本发明所要求的，也可以利用其它阈值来与电感器电流进行比较。此外，尽管在图8A所示的示例性实施例中在预定时间段中使用SP脉冲数和TCM脉冲数之间的零差值，但本发明的实施例并不限于使用零差值，也可以使用大于零的其他值，例如，可以使用1。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

同样应理解的是，本文所讨论的“增加到正，减少到0”的控制/补偿方案是只是多种控制/补偿方法中的一种，只是该控制/补偿方案易于实现并且非常适合于例示本发明的实施例。随着修正值(校正因数)和脉冲计数以及对该值“正”的反应的更长的演变，而不是仅仅对大于0进行布尔检验，可以实现更优化的控制环路响应时间、环路增益和带宽以及稳定性。本领域普通技术人员将认识到，基于对TCM脉冲进行计数以及与SP脉冲计数进行比较的基本概念的任何优化都是的微小的变化，但这些优化维持本文描述的本发明实施例的精神和核心。

图8B示出了一组曲线图，该组曲线图示出了根据本发明实施例的在负AC半周期期间的电感器电流、SP脉冲和TCM脉冲。在图8B所示的实施例中，与图8A相比，电感器电流是相反的，并且范围介于峰值电流-I_pk与略大于阈值电流I_POS的值之间。除了在负AC半周期期间电感器电流的双极性方面，该操作与图8A所例示的类似。以与关于图8A所讨论类似的方式，因为在预定时段T_PIT中SP-TCM＝2，TSR将在下一个预定时段期间增加，以便使电感器电流在时刻t0和时刻t3中的任一者或二者处增加到高于I_POS。

图9是示出了根据本发明实施例的设置同步整流器导通时间值的方法的简化流程图。方法900包括：确定已产生时间间隔(910)以及接收在所述时间间隔期间测量的三角电流模式脉冲的数目(912)。所述时间间隔可以与周期性中断定时器关联。

所述方法还包括：确定脉冲比较值，所述脉冲比较值等于所述时间间隔期间的开关时段脉冲数目减去所述时间间隔期间的TCM脉冲数目(914)。如果所述脉冲比较值大于或等于阈值(在916为“是”)，则该方法包括：增加同步整流器开关信号的同步整流器导通时间(918)。另一方面，如果所述脉冲比较值小于所述阈值(在916为“否”)，则该方法包括：减少同步整流器开关信号的同步整流器导通时间(920)。

在实施例中，增加所述同步整流器导通时间包括：增加校正因数并且将初始同步整流器导通时间乘以已增加的校正因数。增加所述校正因数可以包括：向初始校正因数添加修正量。在其他实施例中，减少所述同步整流器导通时间包括：减小校正因数并且将初始同步整流器导通时间乘以所减小的校正因数。减小所述校正因数可以包括：从初始校正因数中减去修正量。

在正AC半周期期间，所述TCM脉冲的数目可对应于电感器电流小于或等于负电流阈值的次数。在负AC半周期期间，所述TCM脉冲数可对应于电感器电流大于或等于正电流阈值的次数。

应当理解，图9所示的具体步骤提供了根据本发明实施例的设置同步整流器导通时间值的具体方法。还可以根据替代实施例来执行其他步骤序列。例如，本发明的替代实施例可以以不同的顺序执行上述步骤。此外，图9所示的各个步骤可以包括多个子步骤，这些子步骤可以以适合于该各个步骤的各种顺序来执行。此外，可根据具体应用来添加或删除其他步骤。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

图10A是示出了根据本发明实施例的在正AC半周期期间的电路操作的简化示意图。如图10A所示，当AC输入电压V_IN为正时，利用低测开关来实现T_CTRL的设置，该低测开关提供OCP，利用高侧开关来实现T_SR的设置，该高侧开关提供TCM脉冲生成。流过高侧电流感测电阻器1022的电流被提供为高侧电流感测放大器1023的输入，流过低侧电流感测电阻器1032的电流被提供为低侧电流感测放大器1033的输入。在正AC半周期期间，S3操作为SR开关，S4操作为控制开关。

高侧电流感测放大器1023的输出被提供为高侧比较器1024的输入，高侧比较器1024生成TCM脉冲(标记为TCM_PULSE)。利用高侧到低测电平移位电路1025再引用(re-reference)TCM脉冲。然后在控制器1040的输入端TCM_PULSE_DETECT提供再引用的信号。

参考电路的低测，低测电流感测放大器1033的输出被提供为低侧比较器1034的输入，该低侧比较器1034生成OCP脉冲(标记为OCP_EVENT)。然后在控制器1040的输入端OCP_DETECT提供OCP脉冲。

图10B是根据本发明实施例的在正AC半周期期间的高侧电流感测电阻器两端的电压的简化曲线图。如图10B所示，电压在对应于T_CTRL的控制周期期间为零，电压在第一死区时间T_DT1期间增加，电压在对应于T_SR的SR周期期间减小，减小到零以下。电压在第二死区时间T_DT2期间增加，并开始另一控制周期。

图10C是根据本发明实施例的在正AC半周期期间的高侧电流感测放大器的输出的简化曲线图。在对应于T_CTRL的控制周期期间，高侧电流感测放大器输出端的电压等于V_OFFSET，在第一死区时间T_DT1期间电压增加，在对应于T_SR的SR周期期间电压减小，在本示例中电压减小到低于V_OFFSET和TCM阈值电压。在第二死区时间T_DT2期间电压回增至V_OFFSET，并开始另一控制周期。

图10D是高侧比较器1024输出的简化曲线图，当由高侧电流感测放大器1023输出的电压超过TCM阈值电压时高侧比较器1024生成TCM脉冲。图10E是在利用高侧到低测电平移位电路1025再引用TCM脉冲后的该TCM脉冲的简化曲线图。

图10F是根据本发明实施例的在正AC半周期期间的低侧电流感测电阻器两端的电压的简化曲线图。如图10F所示，电压在对应于T_CTRL的控制周期期间增加，电压在第一死区时间T_DT1期间减小，并且该电压在对应于T_SR的SR周期期间等于零。电压在第二死区时间T_DT2期间减小，并开始另一控制周期。

图10G是根据本发明实施例的在正AC半周期期间的低侧电流感测放大器的输出的简化曲线图。在与T_CTRL对应的控制周期期间低测电流感测放大器输出端的电压增加，在本示例中，该电压在接近控制周期末端处超过OCP阈值。在第一死区时间T_DT1和对应于T_SR的SR周期期间，电压等于V_OFFSET。在第二死区时间T_DT2期间电压减小，并开始另一控制周期。

图10H是低侧比较器1034的输出的简化曲线图，当由低测电流感测放大器1033输出的电压超过OCP阈值电压时，低侧比较器1034生成OCP脉冲。

图11A和图12A提供了图10A至图10H中所示的电路和器件的具体实现方式。因此，关于图10A至图10H提供的描述也适用于图11A和图12A(视情况而定)。

图11A是示出了根据本发明实施例的在正AC半周期期间的总开关时段的第一部分期间的电路操作的简化示意图。为清楚起见，未示出在死区时间T_DT1和T_DT2期间的电流和感测，因此可以示出由T_CTRL和T_SR所示时间段期间的电流。参考图11A，在正AC半周期期间输入电压为正，且ConTRoL开关(即，第二开关S2)导通。电流感测电阻器CSR2与第二开关S2串联，并且在正AC半周期期间感测电感器L_BOOST的磁化电流。开关S17是关断的，因此差分放大器级的增益能够使全比例(full-scale)磁化电流(例如9A)流动，这对应于比较器上的全比例DAC基准(例如3.3V)。如果磁化电流(其在S2导通时增加)达到阈值(DAC参考“IBST_S2.REF”)，则比较器IBST_S2将产生边沿。该比较器输出用于过电流的保护(即过电流保护)，在正常运行期间并不期望触发过电流。

本发明的实施例，并不是在检测到比较器边沿时触发立即动作，而是简单地对边沿计数，这不需要采取任何立即动作。在与开关间隔(即，开关周期或开关频率)解耦(即，异步的)的时间间隔，将计数的TCM脉冲数目与计数的开关周期数目进行比较。

图11B是示出了在图11A中所示的总开关时段的第一部分期间测量的电感器电流(虚线)和用于过电流保护指示的正参考值(实线)的曲线图。在图11B中，示出了在磁化期间由S2传导并呈现在比较器IBST_S2的输入端的电感器电流。将CSR2两端的(缓冲/放大的)电压与参考值进行比较，以检测过电流状况。差分放大器为单端的，不会再产生负输出，因此，如果指示的电流为负，则到具有DAC参考IBST_S2.REF的比较器的输入为0V。在图11B中，示出了非典型条件，其中比较器处的电压超过阈值并且产生过电流条件。在本例中，3.3V的DAC全比例输出等效于9A，其是过电流条件阈值。因此，将正测量值与正阈值进行比较。如本领域技术人员将明了的，可以将对应于过电流条件阈值的DAC全比例输出设置成适合特定应用，并且对应于9A的3.3V输出仅是示例性的，而并不旨在限制本发明的实施例。

在控制开关(例如第二开关S2)的恒定导通时间间隔和第一死区时间T_DT1之后，第一开关S1导通，并导通L_BOOST的去磁电流。该部分操作在图12A和图12B中示出。

图12A是示出了根据本发明实施例的在正AC半周期期间的总开关时段的第三部分期间的电路操作的简化示意图。如图12A所示，在正AC半周期期间的输入电压为正，电感器去磁电流由S1承载，直到电感器完全去磁。然后，附加电流在“负”方向上(即，由指示图12A中的电流流动的箭头指示的交叉0A之后的电流方向)产生轻微磁化。

电流通过电流感测电阻器CSR1承载，该电流感测电阻器CSR1的电压由“HSOpa”差分放大。放大器增益和CSR1的值被选择成使得最高预期电流(例如，9A)对应于比较器导轨(例如，针对+0V/-5V导轨的3.3V)。DAC参考电压用于偏置电流源(Q13)，使得全比例DAC输出(例如3.3V)通过电流源对应于最高预期“负”电感器电流(例如-1A)，该电流源使得在R_CS1_HS两端产生压降。运算放大器(即HS Opa)是单端的，每当产生“负”电压时该运算放大器将产生0V电压。利用比较器COMP将HS Opa的输出与正电压阈值进行比较。因此，图12A所示的电路操作能够实现快速环路(即高频)CrCM检查。

图12B是示出了在图12A中所示的总开关时段的第三部分期间测量的电感器电流(虚线)和用于TCM指示的正参考值(实线)的曲线图。在图12B中，示出了CSR1电压(其表示在S1导通间隔期间由S1承载的升压电感器电流)的极性翻转版本。以这种方式，使用超过正阈值来指示电感器电流是负的。如本文所讨论的，正阈值的值将相对于电感器电流减小到的值(例如-1A)来使用。如图12B所示，在本示例中，S1电流(在例示的极性翻转版本中)下降超过0A，直到达到-1A水平。将图12A和图12B与图7比较，在对应于T_SR的时间段的结束时的I_LBOOST电流达到零并且变得略微负的。

因此，对于正输入电压极性(即正AC半周期)，感测和比较参考系统能够基于磁化电流的最大值进行过电流检测和保护，以及基于最大负“”去磁电流值进行CrCM(即TCM)模式检测。这两种功能均可以通过使用相应DAC参考的适当全比例范围来实现。如果发生过电流(即“正”电感器电流高于某个阈值)，则会触发比较器；如果发生CrCM电流(即“正”电感器电流低于某个阈值)，则会触发其他比较器。

参考图13A至图13H和图14至图17例来讨论在负AC半周期期间的操作。

图13A是示出了根据本发明实施例的负AC半周期期间的电路操作的简化示意图。如图13A所示，当AC输入电压V_IN为负时，利用低测开关实现T_SR，该低测开关提供TCM脉冲的生成；利用高侧开关实现T_CTRL，该高侧开关提供OCP。流过高侧电流感测电阻器1322的电流被提供为高侧电流感测放大器1323的输入，流过低侧电流感测电阻器1332的电流被提供为低侧电流感测放大器1333的输入。在负AC半周期期间，S3操作为控制开关，S4操作为SR开关。

高侧电流感测放大器1323的输出被提供为高侧比较器1324的输入，该高侧比较器1324生成OCP脉冲(标记为OCP_EVENT)。利用高侧到低测电平移位电路1325再引用OCP脉冲。然后在控制器1340的输入端OCP_DETECT提供再引用的信号。

参考电路的低测，低测电流感测放大器1333的输出被提供为低侧比较器1334的输入，低侧比较器1334生成TCM脉冲(标记为TCM_PULSE)。然后在控制器1340的输入端TCM_PULSE_DETECT提供TCM脉冲。

图13B是根据本发明实施例的在负AC半周期期间的高侧电流感测电阻器两端的电压的简化曲线图。如图13B所示，电压在由T_CTRL例示的控制周期期间减小，电压在第一死区时间T_DT1期间增加，并且该电压在由T_SR例示的SR周期期间等于零。电压在第二死区时间T_DT2期间增加，并开始另一控制周期。

图13C是根据本发明实施例的在负AC半周期期间的高侧电流感测放大器的输出的简化曲线图。在由T_CTRL例示的控制周期内，高侧电流感测放大器输出端的电压减小，在本例中该电压减小到低于OCP阈值电压。电压在第一死区时间T_DT1期间增加，并且该电压在由T_SR例示的SR周期期间等于V_OFFSET。电压在第二死区时间T_DT2期间增加到V_OFFSET以上，并开始另一控制周期。

图13D是高侧比较器1324的输出的简化曲线图，当高侧电流感测放大器1323输出的电压超过OCP阈值电压时高侧比较器1324生成OCP脉冲。图13E是在利用高侧到低测电平移位电路1325再引用OCP脉冲后的该OCP脉冲的简化曲线。

图13F是根据本发明实施例的在负AC半周期期间的低侧电流感测电阻器两端的电压的简化曲线图。如图13F所示，电压在由T_CTRL例示的控制周期期间等于零，电压在第一死区时间T_DT1期间减小，电压在由T_SR例示的SR周期期间增加。电压在第二死区时间T_DT2期间减小，并开始另一控制周期。

图13G是根据本发明实施例的在负AC半周期期间的低侧电流感测放大器的输出的简化曲线图。低测电流感测放大器的输出端的电压在由T_CTRL例示的C_TRL周期期间等于V_OFFSET，在第一死区时间T_DT1期间减小，并且在由T_SR例示的SR周期期间增加，在本示例中，该电压在SR周期结束附近处超过TCM阈值电压。电压在第二死区时间T_DT2期间减小，并开始另一控制周期。

图13H是低侧比较器1334的输出的简化曲线图，当由低测电流检测放大器1333输出的电压超过TCM阈值电压时，低侧比较器1334生成TCM脉冲。

图14和图16提供了图13A至图13H中所示的电路和器件的具体实现方式。因此，提供关于图13A至13H提供的描述也适用于图14和图16(视情况而定)。

图14是示出了根据本发明实施例的在负AC半周期期间的总开关时段的第一部分期间的电路操作的简化示意图。在整个开关周期的第一部分，发生升压电感器的磁化。如图14所示，所指示的电流示出了S1在负输入电压极性半周期期间传导电感器磁化电流。尽管在图14和图16中所示的两个部分期间S1是导通的，但操作是不同的。在图14中，流过S1的电流对电感器充电，S1起控制开关的作用，而在图14中，流过S1的电流对电感器放电，S1起同步整流器开关的作用。因此，图14示出了在负AC半周期期间负输入电压的操作，以能够实现OCP检查。

图15是示出了在图14中所示的总开关时段的第一部分期间测量的电感器电流(虚线)和用于OCP指示的正参考值(实线)的曲线图。示出了当输入电压为负时，在电感器磁化期间流过S1的电感器电流。在图15中，比较器在比较器输入端接收的电流方向是极性翻转的，因为尽管电感器电流是负的，但它在比较器处表现为正电压。因此，差分放大器HSOpa仍按CSR1缩放，以全比例峰值电流(例如，9A)提供全比例输出电压(例如，3.3V)。但是，S15是导通的，导致全比例DAC参考电压(例如3.3V)转换为流过R_CS1_HS的电流，该电流远高于正输入电压AC半周期期间的电流。因此，全比例DAC参考电压(例如3.3V)对应于正常操作期间的最高预期电流(例如9A)的磁化峰值电流，从而提供过电流条件和过电流保护的指示。因此，图15示出了在负AC半周期期间负输入电压的操作，以能够实现快速环路(即高频)OCP检查。

图16是示出了根据本发明实施例的负AC半周期期间的总开关时段的第三部分期间的电路操作的简化示意图。在负输入电压极性去磁间隔期间，作为同步整流器开关的第二开关S2传导电感器电流。第三部分结束时，电感器电流I_LBOOST为负。

图17是示出了在图16中所示的总开关时段的第三部分期间测量的电感器电流(虚线)和用于TCM指示的正参考值的曲线图。在该图中，电感去磁电流的表示被示出为与“负”DAC参考值进行比较，该“负”DAC参考值的全比例电压与正AC半周期期间的值不同。以增益放大最高“负”电流，以对应于全比例DAC参考IBST_S2.REF。由于S17是导通的，差分放大器的增益与负输入电压半周期间相比在正输入电压半周期间是不同的，可通过这种方式独立于全比例“正”电压来选择全比例FS“负”值。结果，全比例“负”值可以是1A，而全比例“正”值是9A

因此，使用本文所示的电路，TCM指示器(即“负”电感器电流)由比较器输出边沿指示，OCP(过电流保护)由相同的感测/放大/DAC参考部件(其能够多次使用单个部件)提供。在一些实施例中，并联电阻器开关允许最佳的DAC全比例缩放，以根据所实现的功能(TCM或OCP)来提供最佳分辨率。

参考图16，比较器1610用于生成一系列脉冲IBST_S2.INCR，所述一系列脉冲表示在负AC半周期期间在由T_SR示例的时间周期结束时电感器电流减小到阈值以下的次数。如关于图8B所描绘的，被计数的脉冲(由图8b中的TCM脉冲例示)随后可以与周期数目(由图8B中的SP脉冲例示)进行比较。为了进行比较，在正AC半周期期间，比较器补偿用于使用电平转换器生成一系列脉冲IBST_S1.INCR，该一系列脉冲表示在正AC半周期期间在由T_SR例示的时间段结束时电感器电流减小到阈值以下的次数。如关于图8A所描述的，被计数的脉冲(由图8A中的TCM脉冲例示)随后可以与开关周期数目(由图8A中的SP脉冲例示)进行比较。

图18A至图18D是示出了根据本发明实施例的周期性中断定时器、SR导通时间校正因数、TCM脉冲指示器和电感器电流的一组曲线图。具体地，图18A是图示周期性中断定时器的操作的曲线图，图18B是示出了SR导通时间校正因数的曲线图，图18C是示出了TCM脉冲指示器的曲线图，图18D是示出了电感器电流的曲线图。图18A至图18D对应于闭环系统，该闭环系统对脉冲进行计数，并且基于计数的脉冲数目与周期数目的比较来修改SR导通时间。如图所示，本文所描述的系统在图18A中所示的每个PIT时间间隔将开关周期的数目(即SP脉冲的数目)与CrCM指示的脉冲的数目(即TCM脉冲的数目)进行比较。可以将PIT时间间隔与图8A所示的在此期间产生四个开关周期的时间t_PIT进行比较。在图18A中，每个PIT时间间隔期间产生三个开关周期。在图18A中，“长线”表示PIT的触发，并且两个相邻的“长线”之间的“距离”对应图8A中的t_PIT。

将预测的SR导通时间乘以图18B中所示的校正因数(例如，如果预测正确，则为1)。校正因数从约0.9785开始，并在第一PIT时间间隔处增加至约0.9795。这将与两个具有比TCM脉冲更多SP脉冲的PIT时间间隔脉冲之间的先前间隔一致。ERROR信号在任一方向上变化以常数(例如0.001、0.002、0.003等)变化，但在每个PIT中断处可以是不对称的或可变的。根据需要，图18D中示出的电感器电流被“锚定”到适当的(例如，编程的)负值。

当TCM脉冲的数目等于SP脉冲的数目时，其指示电感器电流在每个开关周期期间减小到至少预定阈值，则减小校正因数，从而减少SR导通时间。校正因数的减小在时刻t_a至时刻t_b期间以及以下三个时间段期间例示。一旦SR导通时间减少到TCM脉冲数目小于SP脉冲数目的点(由时刻t_c表示)，校正因数再次增加以增加SR导通时间。时刻t_c和时刻t_d之间的时间段以及以下三个时间段由TCM脉冲数目少于SP脉冲数目表征。SR导通时间增加，直到TCM脉冲数目等于SP脉冲数目，其对应时刻t_e。

由于将一组TCM脉冲与PIT时间间隔中的SP脉冲数目进行比较时的时序无需与开关周期相关联，且PIT持续时间取决于所需的环路带宽，因此系统成功地实现了电流感测采样率和应用所述采样的解耦，并且消除了比较器传播延迟的开关频率限制以及传播延迟补偿的需求。在一些实施例中，以低廉的成本和较小的物理尺寸实现电流感测，同时保持低频(LF)内容(例如，120Hz(赫兹)的经整流的AC频率)和高频(HF)内容(例如，大约1MHz的开关频率)。此外，本文描述的实施例允许使用单个(每个开关)电流感测放大器、比较器和DAC参考值，以实现两个不同的特征：过电流保护和CrCM控制(即，恒定的导通时间控制)。

由于本发明的实施例以与开关频率解耦的频率(例如，与AC频率相关的频率)来更新SR导通时间，因此控制系统并不依赖于该开关频率。与其中控制系统耦合开关频率的系统(其导致控制系统的缩放(scaling)和开关频率的缩放)相比，本发明的实施例提供了由于不使用常规系统而产生解耦的益处。如果针对本发明实施例增加开关频率，则SP脉冲数目和TCM脉冲数目之间的比较将利用增加的脉冲数目，但不需要以不同的速率执行。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

图19A是AC周期随时间变化的曲线图。图19B是示出了根据本发明实施例的周期性中断定时器的示例性编程的曲线图。周期中断定时器(PIT)可独立于其他系统元件来实现。在某些实现方式中，“内部”TCM控制环路的带宽可以取决于间隔持续时间，该持续时间可以用频率表示。在一些实施例中，可以通过使间隔与AC频率同步来实现益处，如图19B所示的。在图19B中，PIT被编程为使用“二进制”间隔数目来同步AC半周期持续时间，其中PIT时间间隔的数目等于2^M，其中M为正整数。因此，每个PIT时间间隔的持续时间等于交流半周期的持续时间(例如1/120Hz)除以2^M。

可以基于各种因素来选择AC半周期中的PIT时间间隔的数目(即AC相位角索引)。特定的选择将确保每个PIT时间间隔在单个PIT周期内不具有过量的SP脉冲。对于约1MHz的标称开关频率，AC半周期可以被合理地划分为约1024个或约2048个PIT时间间隔(即M＝10或M＝11)，这将导致一个预时序间间隔内的可能脉冲数目小于约15。由于AC周期具有相对稳定的频率，因此过零预测将是准确的，从而使AC半周期被划分为多个与AC半周期同步的PIT时间间隔。为了清楚起见，尽管在图19B中示出了32个PIT时间间隔，但可以理解，间隔的数目通常比该示例多几个数量级。应注意，可以根据PIT时间间隔总数目中的特定PIT时间间隔来确定AC相位角。例如，在图19B中，对于32个PIT时间间隔中的PIT时间间隔16，AC相位角为与输入电压的最大值(峰值)对应的约90度，对于32个PIT时间间隔中的PIT时间间隔32，AC相位角大致为180°(度)。

在本文描述的实施例中，基于相关量的最新样本，在每(整数)个PIT时间间隔重新计算编程的SR导通时间，并且基于脉冲计数和基于先前PIT时间间隔执行的比较来确定近似等于1的校正因数。因此，当前PIT时间间隔中的脉冲比较是从上一个PIT时间间隔“继承”的。由于在某些实施方案中，假设SR导通时间的变化不会从一个PIT时间间隔到另一个PIT时间间隔变化，因此校正因数是从先前PIT时间间隔“继承”的，并且只是差异性变化，而不是绝对地变化。应注意，由于PIT时间间隔独立于开关频率，并且可以被定义为AC频率的函数，因此控制系统可在与PIT时间间隔对应的频率下操作并且独立于开关频率。因此，PIT定时器间隔可以比开关周期更长，使得控制器能够以与开关频率解耦的方式在比开关周期更低的频率下操作。因此，可以增加开关频率，同时控制器和控制系统以相同的PIT频率继续操作，从而仅使每个PIT时间间隔中的SP脉冲数目增加。此外，比较器传播延迟几乎对控制系统没有影响，因为由比较器生成的脉冲可以被计数，尽管它们可能是延迟的。

图20A是示出了根据本发明实施例的设置同步整流器开关导通时间的方法的简化流程图。该同步整流器开关导通时间可称为恒定导通时间，尽管本领域技术人员将理解在操作期间该导通时间可以被修改。方法2000包括：确定已产生周期性中断定时器时间间隔或其他合适的时间间隔(2010)，并且在周期性中断定时器时间间隔或其他合适的时间间隔期间接收SP脉冲的数目以及在周期性中断定时器时间间隔或其他合适的时间间隔期间测量的TCM脉冲的数目(2012)。该方法还包括：确定脉冲比较值PLSCOMP，该脉冲比较值PLSCOMP等于周期性中断定时器时间间隔或其他适当时间间隔期间的SP脉冲的数目减去TCM脉冲的数目(2012)。在框2014处，将PLSCOMP与阈值进行比较。

如果脉冲比较值大于阈值(例如，阈值零)，则增加同步整流器开关导通时间，而如果脉冲比较值小于或等于阈值(例如，零或负)，则减少同步整流器开关导通时间。参考图20A，如果在框2014处脉冲比较值大于阈值(例如，大于零)，则通过将校正因数(CF)添加到初始修正量来增加修正量(2016)，并且将增加的修正量乘以初始同步整流器开关导通时间，以提供新的同步整流器开关导通时间(2020)。另一方面，如果在框2014处，脉冲比较值小于或等于阈值，则通过从初始修正量中减去校正因数来减小修正量(2018)，并且将减小的修正量乘以初始同步整流器开关导通时间，以提供新的同步整流器开关导通时间(2020)。校正因数可以是作为修正量的一小部分的恒定值，例如，对应于约为1的修正量的0.003的校正因数等。在一些实施例中，校正因数是脉冲比较值的函数，使得同步整流器导通时间的增加或减少是脉冲比较值的函数。例如，同步整流器导通时间的增加或减少可以随着脉冲比较值而增加，因为校正因数是脉冲比较值的增加函数。例如，对于高脉冲比较值(例如脉冲比较值为4)，可以使用更大的校正因数，例如0.01的校正因数。对于较小的脉冲比较值(例如脉冲比较值为1至2)，可以使用较小的校正因数，例如上述0.003的校正因数。在其他实施例中，同步整流器导通时间的增加或减少可以是阈值的函数。

然后，操作返回到确定已产生周期性中断定时器时间间隔或其他适当的时间间隔(2010)，并且对每个PIT时间间隔或其他适当的时间间隔重复该过程，其中第2次迭代的T_{SR_CALC}和MOD_OLD值为第1次迭代的TS_{R_NEW}和MOD_NEW值等。

在一些实施例中，阈值小于零。如本领域技术人员明了的，PIT相对于开关频率可以是异步的。在这种情况下，可以在没有相应SP脉冲的情况下对TCM脉冲进行计数，产生小于零的差值。在接下来的周期，可能存在“缺失”WP脉冲，产生增加2的差值。此外，在某些情况下，根据SP脉冲和TCM脉冲之间的时序，SP脉冲和TCM脉冲之间的差可能大于零。因此，可以根据合适的应用将阈值设置为不同的值。

在另一实施例中，如果PLSCOMP<1则将减少T_SR，如果PLSCOMP≥1则将增加T_SR，从而使用不是零的阈值，如决策框2014所示的。也可以使用针对大于1的阈值的其他值。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

应当理解，图20A中所示的具体步骤提供根据本发明实施例设置同步整流器开关导通时间的特定方法。也可以根据替代实施例执行其他步骤序列。例如，本发明的替代实施例可以以不同的顺序执行上述步骤。此外，图20A可包括多个子步骤，所述多个子步骤可根据各个步骤的具体情况以各种顺序来执行。此外，可根据具体应用添加或删除其他步骤。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

图20B是示出了根据本发明另一实施例的设置同步整流器开关导通时间的方法的简化流程图。图20B分享与图20A的类似处并且于关于图20A提供的描述也适用于图20B(视情况而定)。在图20B中，可采用以下算法：

·如果PLSCOMP<1，则减少T_SR

·否则，如果PLSCOMP＝1，则保持当前T_SR

·否则，如果PLSCOMP>1，则增加T_SR

参考图20B，方法2025包括：确定已产生时间间隔，例如周期性中断定时器时间间隔(2030)，并且在时间间隔期间接收SP脉冲的数目以及在时间间隔期间测量的TCM脉冲的数目。该方法还包括：确定脉冲比较值PLSCOMP，该脉冲比较值PLSCOMP等于周期性中断定时器时间间隔或其他适当间隔期间的SP脉的冲数目减去TCM脉冲的数目(2032)。

在框2034，将脉冲比较值与阈值进行比较。在图20B所示的实施例中，阈值为1。如果脉冲比较值等于1(PLSCOMP＝1)，则不对T_SR进行调整。如果脉冲比较值PLSCOMP大于1(PLSCOMP>1)，则增加同步整流器开关导通时间，如果脉冲比较值小于1(PLSCOMP<1)，则减少同步整流器开关导通时间。参考图20B，如果脉冲比较值大于1，则通过向初始修正量添加校正因数(CF)来增加修正量(2036)，并且将增加的修正量乘以初始同步整流器开关导通时间，以提供新的同步整流器开关导通时间(2040)。另一方面，如果脉冲比较值小于1，则通过从初始修正量中减去校正因数来减小修正量(2038)，并且将减小的修正量乘以初始同步整流器开关导通时间，以提供新的同步整流器开关导通时间(2040)。如上所述，如果脉冲比较值等于1，则不采取任何措施(2037)。

然后，操作返回到确定已产生时间间隔(2030)，并且针对每个时间间隔(例如每个PIT时间间隔)重复该过程，其中第2次迭代的T_{SR_CALC}和MOD_OLD值为第1次迭代的T_{SR_NEW}和MOD_NEW值等。

应当理解，图20B中所示的具体步骤提供根据本发明另一实施例的设置同步整流器开关导通时间的特定方法。还可以根据替代实施例执行其他步骤序列。例如，本发明的替代实施例可以以不同的顺序来执行上述步骤。此外，图20B可以包括多个子步骤，这些子步骤可以在各种序列中执行，以适合各个步骤。此外，可根据具体应用添加或删除其他步骤。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

图20C是根据本发明实施例的同步整流器开关导通时间计算器的简化示意图。图20C所示的计算器可用于实现关于图20A讨论的框2012、框2014、框2016、框2018和框2020。

参考图20C，在脉冲计数减法器2070处接收SP脉冲计数和TCM脉冲计数，脉冲计数减法器2070计算这些脉冲计数的差值。在一些实施例中，脉冲计数减法器2070总是向上计数，并不响应PIT而复位。因此，该将差值提供至加法器2072，该加法器2072产生PIT时间间隔期间的SP脉冲与TCM脉冲之间的插值，该插值被提供至采样和保持电路2074。因此，参考图20A，在2012处确定的脉冲计数对应于被提供至采样和保持电路2074的差值。使用比较器2076将PIT时间间隔期间的SP脉冲和TCM脉冲之间的差值与零进行比较。在其他实施例中，不使用零作为比较器2076的一个输入，而是可以针对PIT时间间隔期间的SP脉冲和TCM脉冲之间的差值采用其他阈值。

在采用零阈值的该实施例中，如果差值大于零，则将校正因数加到修正量，而如果差值等于零，则从修正量中减去校正因数。在图20C所示的实现方式中，比较器2076的输出为零或大于零的值由(0v>0)表示。因此，具有NAND输出2077的与(AND)门输出0和1或1和0的互补对。在加法器2090处将新的修正量加1，并用作乘法器2092的输入。初始或先前计算的T_SR用作乘法器2092的其他输入。因此，如图20A的2020框所示，将计算出的T_SR乘以新的修正量，以产生新的T_SR，其用于递增或递减T_SR，如在乘法器2092的输出端处的SR_INC_DEC所例示的。如图20C所示，增益2080(即，k)用于设置被提供至加法器2082的校正因子值。

可通过选择适当的控制器参考值来执行电流感测。在常规的系统中，由于只有单一的二极管承载电流，其中之一的电流传感器不承载电流。但是，如果采用TCM控制，电流是双向的。当表示“磁化”电感器电流(即期望的正电感器电流)时，表示感测电流的电压与“接地”参考相比是负的，但对于负电流变为正的。为了将电流与负阈值进行比较(即，用于TCM控制)，必须生成负的阈值，这不能直接使用DAC，因此需要反相运算放大器(op amp)。

本发明的一些实施例能够利用标准控制器接地实现AC电压感测、AC过零检测和/或体电压感测，而无需AC整流器。如本文所述，本发明的实施例能够实现AC压感测、AC过零检测和体电压感测，同时实现双向电流感测，该双向电流感测具有以用于正的(即，峰值电流或过电流保护)以及负的(即，TcM或CrCM控制)的双向电感器电流的全比例的单极DAC参考。此外，虽然本文描述是关于ADC采样和保持配置来提供的，但是可以理解，这些实施例也完全适用于模拟电路。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

在常规的整流桥式升压电路中，“接地(GND)”参考位于体电容器(bulkcapacitor)的“底部”。AC输入电压感测电路被单独地整流。该整流电路具有通过AC电桥中的一个二极管的返回路径，因此在感测的电压中具有二极管压降误差。

与常规方法相比，本发明的实施例将控制器以无桥式转换器中的体电容器“底部”处的“接地”为基准，并且实现基于该参考点的新颖的AC输入电压感测(以及过零检测系统和方法)。因此，当控制器以相同参考点为基准时，可以实现体电压感测。根据本发明的实施例，提供了数字系统，其中该数字系统凭借ADC对体电压进行采样，并且缩放电路(即，分压器)可以例如凭借开关在采样期间耦合入，并且以其它方式耦合出，以节省功率耗散。本领域技术人员可以理解，输入电压感测路径中的串联整流二极管，即，与电阻器分压器串联的整流二极管(和用于对称的体电压感测路径)可以针对ADC上的(错误性)负输入电压提供额外的保证保护，然而，这不是基本的要求/必要的(对于负电压的标准“整流”而言)。

图21是示出了根据本发明实施例的用于执行体电压感测的电路的简化示意图。在该示例性体电压感测系统中，通过数字系统中的ADC执行采样。在(例如，立即)对VBULK进行采样之前，将体电压感测和接口(IF)电路2110的采样和保持(S&H)栅极切换为HI，以导通S&H开关。在建立并采样后，S&H栅极信号切换为LO，直到下一个采样事件。

由于与基准相比体电压总是正的，因此本发明的实施例不需要整流二极管。此外，也不需要放大器，因为R3/R4可以被尺寸化为适合于ADC范围的全比例应用。

本文讨论的AC输入电压感测可以利用ADC采样方法进行数字化控制。然而，本文描述的方法和系统也适用于其他感测领域。本文所述的输入电压感测系统和过零感测系统和方法利用了已知的体电压以及应用到模拟或数字领域中的一个或多个适当算术函数的能力。

如图21所示，使用S&H电路和包括ADC的控制器来感测体电压。除了图21所示的电路外，还可以移除S&H开关，并使用分压器测量体电压。由于DC总线电压(即体电压)始终为正，因此可以使用ADC来测量由分压器产生的电压。

图22是示出了根据本发明实施例的用于执行输入电压和体电压感测的电路的简化示意图。在该电路中，可以为以体电容器“底部”为基准的无桥式转换器感测输入电压。如下面更全面描述的，系统和方法根据输入电压是正还是负而有所不同。

图23A是示出了根据本发明实施例的用于在正AC半周期期间执行输入电压感测的电路的简化示意图。在正输入电压半周期期间，用于感测V_IN的电流环路如图23A示出，其使用不包括二极管的电压感测电路。在正V_IN期间，电流环路从BT1“+”经由R3、S&H开关、R4、S4、然后返回BT1“‘-”从而闭合。如果S4也关断，D14将关闭环路(在环路中具有“不利的(penalty)”二极管压降误差电压，例如，没有解析0V至二极管正向电压之间的电压)。在正AC半周期期间，S3保持关断。

假设当S&H栅极信号为“高”时，S&H开关的导通电阻接近0Ω(欧姆)，并且当栅极信号为“低”时，S&H开关可阻断足够高的电压(即高于最高电位正输入电压)。当S&H栅极信号为“高”时，电阻分压器就位，其能够实现(缩小的)输入电压的感测。S4可以是导通的，在这种情况下，D14被(低欧姆)触点旁路，如图23A中所示的电流所例示的。在这种情况下，R3和R4基本上是路径中唯一的非零阻抗，其不具有任何受迫压降，例如正向偏置的二极管。假设适当选择R3和R4，最高预期输入电压可被缩放，以呈现具有全比例电压的ADC，以用于最佳的使用范围。可以通过与R4并联的电容器来实现模拟滤波(或者可以在图23A中的“BUF”之前实现RC LP滤波器)。S1和S2可以在测量期间开关，因为L_BOOST将开关节点与感测电路“解耦”。但是，S3和S4不能操作为同时导通。应注意，如果在正输入电压期间“意外”导通S3而不是S4，则输入电压将添加到分压器两端的体电压。因此，R4两端的绝对最大电压可由TVS或类似器件进行钳位，以确保在正输入电压期间S3导通的情况下不损坏控制器。

应注意，如果S4和S3都关断，也可以测量正输入电压。如图23A所示，二极管D14(其是开关的一部分)提供从地(即分压器的底部)到BT1“-”的电流路径，即使S4是关断的。

图23B是示出了根据本发明实施例的用于在负AC半周期期间执行输入电压感测的电路的简化示意图。在负输入电压半周期期间，S3导通，S4关断。当S&H开关导通时，R3/R4电阻分压器两端的电压等于体电压(DC总线电压)加上输入电压(负值)。由于转换器的“升压”特性，体电压(DC总线电压)必须高于(或等于)绝对输入电压。由于体电压的绝对值高于输入电压的绝对值，即使输入电压为负，两个电压的串联组合也为正。因此，感测系统测量(a)体电压以及(b)体电压加上负输入电压。使用体电压(可以使用图21所示的系统对其进行测量)，可以计算实际输入电压。

电流环路从体电容器(即DC总线电容器)的“顶部”，经由S3(其是导通的)、BT2“+”和BT2“-”、经由R3/S&H开关/R4，再返回到体电容器(即DC总线电容器)的“底部”。如23B图所示，该电路不包括任何二极管，在该路径中不存在二极管压降或其他受迫电压误差。如果S&H开关和S3是非常低的导通电阻开关，则R3和R4是环路中的唯一非零阻抗元件。因此，本发明的实施例提供了具有接近0V良好解析度的高精度感测电路(其不受二极管正向压降的抑制)。

根据本发明的实施例，通过S&H开关执行以下功耗优化。S&H开关可以被完全省略，并且以短路替代。但是，当系统未采样时，通过耦合出R3和R4，可选开关可以实现功率节约。因此，采样顺序为：

1)导通S&H开关

2)等待建立

3)采样

4)关断S&H开关

5)等待下一个采样实例

通过减小R3和R4的阻抗，可以对R3和R4进行尺寸化以提高信噪比(SNR)。随着R3和R4两端的输入电压升高，这会导致更高的静态功率耗散。可以通过使用S&H开关以与上述体电压感测电路中的S&H开关相同或相似的方式对功率耗散进行调制。此外，如果在检测到“AC损耗”(安全要求)时S&H开关“永久地”保持导通-或者至少足够长以使感测到的X-Cap电压(在这种情况下)低于安全要求(SELV，约42V(安全低电压))，则R3和R4可用作X-Cap放电路径。

在负输入电压半周期期间确定V_IN的算法可计算如下。在正输入极性期间，感测电压是输入电压的直接表达式。但是，在负输入电压极性期间，检测到的电压为体电压加上负输入电压。图24A至图24C是根据示出了波形的模拟的曲线图，该模拟包括用于确定整个AC周期中的从感测的电压感测到的实际输入电压的算法。

图24A至图24C是示出了根据本发明实施例的重构输入电压(2410)、实际输入电压(2420)、感测的体电压(2432)和感测的输入电压(2430)的一组曲线图。图24A示出了算数上确定/重建的输入电压2410(即缩放到3.3V全比例)。图24B是400伏全比例实际体电压2422和实际输入电压2420的曲线图。图24C是通过R4两端的电压测量的缩放到3.3V全比例的感测的体电压2432和感测的输入电压2430的曲线图。

如图24B所示，在该示例中实际体电压2422是400伏，并且在正AC半周期期间，从0ms到10ms的实际输入电压2420是正的，从0V增加到几乎400伏，然后返回到0V。在从0ms到10ms的周期期间，感测的输入电压2430也增加到约3V并返回到0V。在10ms处，当V_IN＝0V时，S4关断，S3导通。结果，感测的电压从0V增加到约3.1V，与缩放的体电压2432一致，因为感测的电压是体电压和输入电压的串联组合，其在10ms时为0V。

从10ms到20ms，实际输入电压2420在负AC半周期间为负，从0V减小到几乎-400V，然后返回到0V。在10ms到20ms期间，感测的输入电压2430是实际输入电压，其为负值，并与体电压相加。结果，随着在该时段期间实际输入电压减小然后增加，感测的输入电压也减小然后增加，如图24B所示。在20ms处，当V_IN＝0V时，S3关断，S4导通。结果，感测的电压从约3.1V减小到0V，因为感测的量现在又是实际输入电压的“直接”(即缩放的)表示。

因此，ADC测量感测的输入电压2430(其始终为正)，并且系统能够计算与实际输入电压2420对应的重构输入电压2410，从而证明本文所讨论的方法和系统的有效性。

图25是示出了根据本发明实施例的测量输入电压的方法的简化流程图。可用于测量功率转换器输入端处的AC输入电压的方法2500包括：测量与功率转换器对应的DC总线电压(2510)。在AC输入电压的正半周期期间，该方法包括：测量功率转换器输入端处的第一电压(2512)。在AC输入电压的正半周期期间测量功率转换器输入端处的电压可以包括：测量分压器中的电阻器两端的压降。分该压器可包括开关。在这种情况下，所述压降是在对应于开关导通时间的AC输入电压的半周期的一部分期间测量的。在正半周期期间，第一电压可以是正的。

在AC输入电压的负半周期期间，该方法包括：导通高侧开关，测量功率转换器输入端处的第二电压，并且计算第三电压(2514)，该第三电压等于第二电压减去DC总线电压。在负半周期间，第二电压可以是正的。该方法还包括：将AC输入电压提供为在正AC半周期期间的第一电压以及在负AC半周期期间的第三电压(2516)。

在一些实施例中，所述功率转换器包括第一控制/同步整流器开关、第二控制/同步整流器开关、低侧开关和高侧开关。如图7所示，第一开关S1可以是第一控制/同步整流器开关，第二开关S2可以是第二控制/同步整流器开关，第四开关S4可以是低侧开关，第三开关S3可以是高侧开关。在AC输入电压的正半周期期间，电流流过低测开关(例如，第四开关S4)。在AC输入电压的正半周期期间，低侧开关可以是导通的。

应当理解，图25所示的具体步骤提供了根据本发明实施例的测量输入电压的特定方法。还可以根据替代实施例执行其他步骤序列。例如，本发明的替代实施例可以以不同的顺序执行上述步骤。此外，图25中所示的各个步骤可包括多个子步骤，所述多个子步骤可根据各个步骤的具体情况以各种顺序来执行。此外，可根据具体应用添加或删除其他步骤。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

本发明的一些实施例利用过零检测作为本文描述的方法和系统的组成部分。对于某些实现方式，过零信息用于导通S3。如图24所示，当输入电压为负时，如果S3未导通，则不存在流过R3/R4的电流路径。如上面讨论的，即使S4(或S3)未导通，仍可在正AC半周期期间感测输入电压，因为D14提供了必要的电流路径。因此，如果存在正输入电压，则可以测量正输入电压。如果存在负输入电压且S3和S4关断，则测量的电压将为0V。在过零期间，当输入电压从正转换为负时，可以将输入电压直接感测为0V，同时S4保持导通。S4关断时，S3可以导通，S3和S4操作为互斥开关。在过零期间，当输入电压从负转换为正时，可以使用上述运算过程将输入电压间接地感测为0V，同时保持S3导通。

本发明的实施例能够实现在AC过零附近使用保护频带。该转换可以操作如下：

正到负转换：

1)S4导通。

2)电压减小到“低”电平(例如，3V)，同时电压被“准确地”检测到。

3)S4关断。

4)仍可通过D14感测输入电压，尽管存在二极管正向压降误差，直至产生小于二极管正向压降(约0.7V)的输入电压。当输入电压低于二极管压降(约0.7V)时，通常不会在S4关断时感测到输入电压，并且该输入电压约为0V。

5)在输入电压“假定”低于0V之后系统等待一段时间。这可以通过凭借D14进行感测并采用缓冲时间来实现。

6)当系统假定已经发生过零时，S3被“暂时性地”导通，即以足够对V_IN采样的时长导通S3。

7)如果感测到/计算出的负电压超过阈值，则可以“永久性地”导通S3，即以在AC半周期的剩余时间导通S3。否则，系统将等待并重复步骤6)和步骤7)。

负到正转换：

1)电压从负值增加到大于阈值的低值，并且S3被关断。

2)系统等待直到正电压被感测到，可以使用导通的D14来测量该正电压，因此输入电压将是正的并且大于二极管压降。

3)S4导通，可开始“正常的”V_IN感测。

在另一实施例中，可以实现启动相位，在此期间S4和S3都可以是关断的，并且可以测量输入电压以确定几个正AC半周期的时序，因为由于S3处于关断状态，测量的电压将在正AC半周期期间为正，而在负AC半周期期间为零。这有助于确定AC输入电压频率和幅度，从而可以预测未来过零的时序，并且可以确定并利用(包括优化)在关断/导通状态下交替操作S3和S4的时序。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

本发明的实施例利用输入与如下所述的体电压感测电路之间的对称性。控制器可以利用针对算法的体电压检测。与输入电压感测相比，体电压感测中的任何误差在负半周期间在感测输入电压中产生更大的误差，对比由于正半周期间的非对称性“直接”感测的正AC半周期间的感测，对比负半周期间的算术推导(即基于体电压)的感测。控制器额外地使用输入电压和体电压来推导用于控制开关的PWM信号，这对于减少或最小化每个信号的误差以及两者之间的不匹配是有益的。因此，对称/相同的感测电路可以分别用于输入电压感测和IF电路2110以及体电压感测和IF电路2210的V_IN感测和V_BULK感测。如图21和图22所示，针对用于V_IN感测的输入电压感测和IF电路2110和用于V_BULK感测的体电压感测和IF电路2210，可以使用相同的值/相同的部件数量来实现R3/R4和S&H开关，以减少电压测量中的误差。

本领域普通技术人员将认识到，不仅可以使用本发明的实施例对输入电压(例如，输入电压感测和IF电路2110)和体电压(例如，体电压感测和IF电路2210)进行电路中校准，而且可以使用标准的电路中校准技术(例如，对于ADC，使用增益和偏移校正因数/加法器)进行相对简单的电路中校准。校准有助于进一步减少单独和组合使电压感测中的误差。

本领域技术人员应明了的是，使用S&H开关将使电压测量在未使用时关闭，以实现功率节约。因此，在操作期间消耗功率的电阻分压器仅在发生电压采样时存在于电路中。因此，当未发生采样时，S&H开关可用于防止电流流过电阻分压器并降低操作功率。

确定过零时间的能力是有用的，其不仅可以对在导通/关断模式下操作S3和S4的时序进行设置，还可以确定如上所述的PIT时间间隔，该时间间隔与操作开关S1/S2时测量的输入电压结合使用，所述开关S1/S2作为在正负AC半周期期间的控制开关或同步整流器开关。因此，在设置用于同步整流器开关信号T_SR的脉宽时，这种不仅可以测量过零时序还可以测量正负AC半周期的输入电压幅度的能力是有用的。此外，(恒定的)导通时间(控制开关导通时间)是PFC电路中的输入电压的函数，如本文之前所讨论/确定的。

制造时的电路中校准可以利用以下事实：也可以对具有负输入电压的算术推导的输入电压进行校准。

为了在多个开关器件和电感器之间分配/共享电流，升压转换器可以具有几个相位，从而降低每个电感器和开关中的电流幅度和功率损耗。多个交错相位具有更多优点，例如，由于输入DM电流更少，EMI滤波更简单/更小，并且体电容器上的开关频率纹波电流更低。当电流足够小使导通损耗不占主导地位时，在轻负载条件下可以通过“切相(phaseshedding)”来降低更多开关的额外开关相关损耗。切相是在负载足够轻时禁用(停止操作)其中一个相位并且在负载重时重新启用该相位的方法。

在常规的两相位交错升压PFC转换器中，相位A和相位B是单独控制的，每一个相位都有自己的PWM信号，该PWM信号由控制器内部的PWM发生器生成。转换器以固定频率在CCM模式下工作，两个相位以相距180°操作，导致两个控制开关之间的固定频率周期的一半存在固定的时间延迟。

在常规的功率因数校正控制器中，每个相位具有单独的电流感测输入(CSA和CSB)、补偿/电流放大器输出(CAOA、CAOB)和PWM比较器(PWM1和PWM2)，从而具有两个单独的栅极驱动器输出(GDA和GDB)。用于每个相位的单独闭合电流环路能够使电流在两个相位之间适当地共享。

根据本发明的一些实施例，利用单个通道生成单个PWM信号，并且该单个PWM信号被复制并分配给多相位系统中的其他通道。由于各通道中的电感器将具有给定公差范围内的电感值，因此发明人已确定在复制和分配过程中引入的时序误差将足够低，以能够实现具有在相位分支之间足够的均流能力的可接受系统操作。通过对与PWM信号相关联的相位使用一个控制系统，由于在这些实施例中不需要用于每个相位的单独控制系统，因此降低了系统复杂度和成本。

图26是示出了当输入电压大约为体电压的一半时用于两个交错相位的电感器电流以及所得总输入电流(3330-1)的曲线图。示出了当输入电压大约为体电压的1/2时用于两个交错相位的电感器电流。相位A电感器电流为3310-1，相位B电感器电流为3320-1。电感器电流之和为3330-1(即输入和体电容器电流)。利用两个相位和相位间的180°移位来实现完美的纹波消除。

图27是示出了当输入电压低于体电压的一半时的部分电流纹波消除的曲线图。如图27所示，所例示的相位A 3310-2和相位B 3320-2具有与和3330-2相关联的纹波，该和3330-2是开关频率的两倍。

图28是示出了当输入电压高于体电压的一半时的部分电流纹波消除的曲线图。在这种情况下，所例示的相位A 3310-3和相位B 3320-3具有与和3330-3相关联的纹波，该和3330-3相对于图27中所示的值减小。

本发明的实施例利用了不同相位的PWM信号之间的精确时序。如果两个相位之间的PWM信号时序相同(除了根据相位数目故意进行移相外)，则相位之间的均流“误差”将是电感值容差的函数，这对于应用而言总体上是令人满意的。如果相位之间存在某些时序误差，则结果将是电流不等性，该不等性可基于电感值容差和PWM信号副本之间的最大时序误差予以控制。本发明人已经确定，对于某些应用，小于生成PWM信号的数字电路的主时钟的时钟周期时间的相位之间的时序误差适合于实现期望的系统性能。例如，对于100MHz主时钟，小于10ns的时序误差也可以表示为PWM信号开关周期的百分比，例如1MHz时的10ns为1％。在其他应用中，小于主时钟的时钟周期时间的相位之间的时序误差适合于实现所需的系统性能，例如，针对100MHz主时钟为20ns，3MHz开关周期的10ns对应3％。

如果磁化环路和去磁环路之间存在轻微的压降差异(例如，由于开关的Rds(ON)容差)，一个相位中的电感器电流将开始“漂移(wander)”得越来越负。可通过设计将此类误差限制为不超过一定水平，以使最大“漂移”保持在理想最大值以下。在每次AC过零时这种电感器电流“漂移”将复位(例如，有组织地复位)。

如果施加到每个相位的PWM信号不同，则T_SR可以在一个相位比在其它相位更短或更长。SR开关导通时间过短的后果是硬开关，从而显著增加功率消耗。另一方面，SR开关导通时间过长的后果是时电流循环(即输入到输出又回到输入)，这会导致额外的导通损耗。然而，这些导通损耗远不及硬开关事件严重。因此，在本发明的一些实施例中，某些“负”电感器电流但不是“正”电感器电流是允许的。因此，如果一个或多个相位存在误差，该误差将导致其中一个相位中的电感器电流过于负，但不是过于正。在使用中，这导致电感器电流达到0A，并且对于所有相位在图7中的T_DT2期间变为负的。因此，生成的“主”PWM信号具有足够长的T_SR来确保所有相位的CrCM。换句话说，使用本文描述的本发明的实施例，具有“最高”最小电感器电流的相位仍然不进入“CCM”模式(即，其中在每个周期电感器不完全去磁的硬开关)。如果与本文描述的完全数字化控制方法和系统结合，在两相位实施方案中，可以针对两相位对脉冲计数进行或(OR)运算，从而将两相位之间的总SP脉冲计数与两相位之间的总TCM脉冲计数进行比较。类似的操作原理可以扩展到三相位(或更多相位)系统。因此，控制将适应于所驱动的相位数目，即使是动态或在故障条件下也是如此。

本发明的实施例使用单个PWM信号发生器来生成包括所有四个开关间隔(如图7所示(T_CTRL、T_DT1、t_SR和T_DT2))的单个PWM信号，然后利用适当的相移(即360°/相位数目)将PWM信号复制或拷贝到每个附加相位。由于本文描述的功率转换器基本上是频率可变的，因此相移不一定仅仅是基于固定开关频率的固定(即，预编程的)时移。相反，该时移可以是且通常是逐周期执行的，以匹配该周期的开关周期T_SW。本发明也适用于固定频率系统(即完全DCM或完全CCM或多模式系统)。本发明人已经确定，尽管纹波消除可能不是最佳的，但是相移或时移中的误差是允许的。

图29是示出了根据本发明实施例的两相交错的无桥式PFC电路的简化示意图。在该电路中，两个电感L_BOOSTA和L_BOOSTB分别连接到相位A和相位B，这两个相位可以相差180°的相位。在将输入提供至两相交错的无桥式PFC电路之前，利用EMI滤波器对AC输入信号进行滤波。

图30是图29中示出的用于两相交错的PFC电路的控制电路的简化示意图。在图30中，示出了第一相位，其与图10A、图11A、图12A、图14和图16中所示的电路共享公共部件。在操作期间，如本文更全面讨论的，可以称作TCM比较计数器脉冲的TCM脉冲由比较器3010和3020生成为IBST_S1_PLS(在图12A中标记为IBST_S1.INCR)和IBST_S2_PLS。根据S1还是S2用作CrCM开关，开关3005用于将TCM脉冲引导至内环TCM脉冲计数器3030，该计数器3030使用TCM脉冲计数和TCM脉冲计数TCM_CNT来确定TCM脉冲计数和TCM脉冲计数之间的差值，如本文所讨论的。在图30示的示例中，S1被用作CrCM开关，来自比较器3010的TCM脉冲被用于相应地提供TCM_CNT。

由于两个相位都处于操作状态，因此从第二相位(指示为第二输入(相位B))接收相应的一组TCM脉冲和SP脉冲，并且该组脉冲被提供至内环TCM脉冲计数器3030中的比较CNT。作为对图20A和图20B中T_SR的脉冲计数和调整的讨论延伸，对于两个相位，将来自两个相位的TCM脉冲数目与来自每个相位的SP脉冲数目的两倍进行比较，以确定对T_SR的调整。如图30所示，与单相位系统相比，两相位系统的Cycle_CNT将增加两个因数。在其他实施例中，可以通过将从每一相位接收的SP脉冲数目求和来确定Cycle-CNT。在图30中，对于两个相位，并且继续图8A中所示的四个SP脉冲，如果从相位A接收四个TCM脉冲，从相位B仅接收两个TCM脉冲，则两个相位的SP脉冲数目与TCM脉冲总数目之间的差为2。该大于零的值将导致施加到每个相位的T_SR增加，直到完成完全去磁。因此，利用关于图20A描述的方法，在比较CNT中对来自每个相位的SP脉冲和TCM脉冲求和，以提供在图20A的块2012处计算的值。比较CNT的输出作为SR_INC_DEC提供至T_SR CALC，然后T_SR CALC计算更新的T_SR。然后将更新的T_SR提供至两个相位的控制器。因此，最小负相位将被驱动得更负，直到求和SP脉冲和求和TCM脉冲的差值为零。

对于三相位系统，还将提供来自相位C的TCM脉冲，并且与相位A和相位B的TCM脉冲相加，然后从SP脉冲的三倍值中减去该值。因此，使用本发明的实施例，可以利用单个脉宽调制信号发生器来向两个或更多相位提供CrCM时序信号，其中CrCM时序信号通过适当的相移被适当地移位。与将对每个相位使用单独控制系统的常规系统相比，本发明的实施例可以使用单独控制系统，该单独控制系统从多个相位接收TCM脉冲，将所接收的TCM脉冲与乘以相位的数目的SP脉冲的数目进行比较，然后使用单独控制系统来修改T_CTRL值和T_SR值，然后将这些值提供至各个相位。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。

在相位关断的情况下，例如由于轻负载或故障条件导致的切相，由于纹波消除丢失系统可能会受到干扰，并且处理功率减半，假设保持相同的T_CTRL。对于包括一个环路和每相单个PWM信号或包括单独环路和针对所有相位的单个PWM信号的两种系统，该情况类似。在纯数字化系统中，通过允许在AC过零期间但不能在AC半周期内启用/禁用相位，可以最大限度地减少或消除这种干扰。如果需要，在该AC过零期间，即在启用/禁用两相位交错系统中的第二相位时，可以在进行AC周期时对新T_CTRL经行加倍/减半。

根据本发明的实施例，当相位被禁用时，T_SR是简单地基于SP脉冲的减少总数目(其随相位数目的减少而减少)与TCM脉冲的数目之间的差的。如果仅有一个相位处于活动状态，无论哪一相位处于活动状态，对于该相位T_SR自然是最佳的。

如果控制方案(例如CrCM操作)是基于对开关周期数相比“负”电感器电流的脉冲计数的，则所有相位的开关周期计数简单地相加，TCM脉冲也是如此。如上所述，SP脉冲可以是在对脉冲进行计数之前指示T_CTRL上升沿的一起进行或运算的脉冲，而TCM脉冲可以是指示所有相位的“负”电感器电流的一起进行或运算的“CrCM”脉冲计数。以这种方式，本文所述的控制系统自然会找到一种平衡，在该平衡中最差情况相位正移入/移出达到电流阈值(其是负阈值，或可能为零)，具有针对每个周期或周期分支的最小电感器电流。因此，本文描述的控制系统独立于相位数目，并且将始终确定T_SR脉冲模式，以确保针对最差情况相位的CrCM。虽然针对一个相位的电感器电流可能比其他相位的电感器电流更负，但发明人已经确定系统容差足以提供期望的系统操作。

虽然上面已描述了本发明的各个实施例，但是应当理解，它们仅是通过示例的方式来呈现的，而不是通过限制的方式来呈现的。同样地，各个附图可描绘用于本公开的示例性架构或其他配置，其用以帮助理解可以包括在本公开中的特征和功能。本公开并不限于所示的示例性架构或配置，而是可以使用各种替代性架构和配置来实施。另外，尽管上面根据各个示例性实施例和实现方式描述了本公开，但是应当理解，在一个或多个单独实施例中描述的各种特征和功能并不受限于其描述的特定实施例的适用性。取而代之的是，它们可以单独或以某种组合应用于本公开的一个或多个其他实施例，而无论是否描述了这些实施例，以及是否将这些特征呈现为所描述的实施例的一部分。因此，本公开的广度和范围不应受上述任何示例性实施例的限制。

应当理解，为了清楚起见，上述描述已参照不同的功能单元和处理装置描述了本发明的各个实施例。然而，清楚的是，在不影响本发明的情况下，也可以使用不同功能单元、处理装置或域之间的任何合适的功能分布。例如，例示为由单独的处理器或控制装置执行的功能可以由相同的处理装置或控制器执行。因此，对特定功能单元的引用仅被视为对用于提供所述功能的适当装置的引用，而不是指示为严格的逻辑或物理结构或组织。

除非另有明确的说明，本文中使用的术语和短语及其各种变体应理解为开放式的，而不是限制性的。作为前述示例：术语“包括”应解释为含义“包括但不限于”等；术语“示例”用于提供所讨论项的示例性实例，而不是其穷尽的或限制性序列；形容词，例如“常规的”、“常规的”、“正常的”、“标准的”、“已知的”和具有类似含义的术语，不应被解释为将所描述的项限制在给时序间段内，或限制在给时序间的可用项内。但是，这些术语应解释为包括常规的、常规的、正常的或标准的技术，这些技术可以是可用的、现在已知的或将来任何时候可用的。同样，与连词“和”相联系的项目组不应被理解为要求这些项目中的每一者都存在于该组中，而应被解释为“和/或”，除非另有明确说明。类似的，与连词“或”相关的项目组不应被理解为要求该组中的项目是相互排斥的，而应被解释为“和/或”，除非另有明确说明。此外，虽然可以以单数形式来描述或要求本发明的项目、元素或部件，但是除非明确说明限制为单数形式，否则复数形式也在本发明的范围内。在某些情况下出现的“一个或多个”、“至少”、“但不限于”等宽泛性术语和短语或其他类似的短语，不应被解释为在可以不存在此类宽泛短语的情况下旨在或需要更窄的情况。

还应当理解，本文描述的示例和实施例仅用于说明性目的，并且将向本领域技术人员建议对这些示例和实施例的各种修改或改变，这些修改或改变也将包括在本申请的精神和范畴以及所附权利要求的范围之内。

Claims (19)

1.一种功率转换器，包括：

耦合到电感器的输入端；

耦合到第一比较器的第一开关；

耦合到第二比较器的第二开关；

耦合到所述第一比较器和所述第二比较器的脉冲比较计数器；和

耦合到所述脉冲比较计数器的同步整流器(SR)计算器；

其中，所述SR计算器可操作成：

在第一AC半周期期间修改所述第一开关的导通时间；以及

在第二AC半周期期间修改所述第二开关的导通时间。

2.根据权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，还包括：

电耦合到所述第一开关的第一电流感测电阻器；和

电耦合到所述第二开关的第二电流感测电阻器。

3.根据权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，所述功率转换器包括无桥式图腾柱升压功率因数校正功率转换器。

4.根据权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，所述功率转换器支持双向电感器电流。

5.根据权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，还包括电流感测放大器，所述电流感测放大器电耦合到所述第一开关和所述第一比较器。

6.根据权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，还包括电流感测放大器，所述电流感测放大器电耦合到所述第二开关和所述第二比较器。

7.根据权利要求6所述的功率转换器，其特征在于，还包括电平移位器，所述电平移位器电耦合到所述第二比较器。

8.一种操作多个相位的方法，所述方法包括：

生成脉宽调制(PWM)信号；

将所述PWM信号提供至所述多个相位的第一相位；

使PWM信号相移；以及

将相移的PWM信号提供至所述多个相位的第二相位。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述PWM信号包括：

控制开关信号的脉宽(T_CTRL)；

第一死区时间(T_DT1)；

同步整流器开关信号的脉宽(T_SR)；和

第二死区时间(T_DT2)。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，生成所述PWM信号包括：

从所述多个相位中的每一者接收一组三角电流模式(TCM)脉冲；

接收开关周期脉冲的数目；

计算所述开关周期脉冲的数目乘以所述多个相位的数目的乘积；以及

从所述乘积中减去多组TCM脉冲之和。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，还包括：如果所述多组TCM脉冲之和小于所述乘积，则增加所述T_SR。

12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，还包括：如果所述多组TCM脉冲之和等于所述乘积，则减少所述TSR。

13.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述多个相位包括两个相位。

14.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，对于每个开关周期，每个相位实现负电感电流。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，不存在操作在连续导通模式(CCM)中的相位。

16.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，为所述多个相位中的每个相位指示过电流状况，并且基于每个相位来截断控制开关信号的脉宽(T_CTRL)。

17.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，在AC过零期间启用或禁用所述多个相位中的每个相位。

18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括：在所述AC过零期间缩放T_CTRL。

19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述多个相位包括两个相位，并且T_CTRL被减半，以从所述AC过零之前的AC半周期到所述AC过零之后的后续AC半周期保持恒定功率。

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