CN114448761A - 调制指数自适应的多符号检测解调装置及其解调方法 - Google Patents

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CN114448761A CN202210371497.2A CN202210371497A CN114448761A CN 114448761 A CN114448761 A CN 114448761A CN 202210371497 A CN202210371497 A CN 202210371497A CN 114448761 A CN114448761 A CN 114448761A
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Abstract

本发明提供了一种调制指数自适应的多符号检测解调装置及其解调方法，包括模数转换、正交下变频、自动频率控制、调制指数识别、采样率调整、多符号检测和位同步控制。本发明所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置及其解调方法通过增加频率自动控制模块使多符号检测解调算法能够适应遥测发射机和接收机之间存在较大多普勒频移的情况，该自动控制算法硬件资源消耗少，易于实现；本发明的多符号检测算法具有调制指数自动识别功能，能够在遥测发射机调制指数未知的情况下在接收端实现高性能解调，且该调制指数自动识别算法复杂度低、硬件资源消耗少、识别精度较高。

Description

调制指数自适应的多符号检测解调装置及其解调方法
技术领域
本发明属于航空航天遥测领域的CPFSK遥测通信领域，尤其是涉及一种调制指数自适应的多符号检测解调装置及其解调方法。
背景技术
众所周知，在航空航天遥测领域PCM-CPFSK是目前使用最广泛的调制体制，这与其本身的诸多优点有关，比如信号包络恒定、相位连续、频带利用率高、受飞行器尾焰影响小、抗相位噪声能力强等。但航空航天遥测领域通信目标距离远，遥测接收机收到的遥测信号信噪比较低，CPFSK此类调频信号相对传统的调相信号解调能力差，解调门限高，采用有效手段降低CPFSK的解调门限，提高遥测接收机的接收灵敏度，在深空遥测领域具有重要的实用意义。采用信道编码和利用调制信号相位连续信息的多符号检测技术能有效的降低解调门限，提高解调能力。增加信道编码需要遥测发射机配合增加编码模块，且会增加信号的带宽。而多符号检测技术具有无需变更遥测发射机状态，只需增加遥测接收机的复杂度能降低解调门限约3db，使其达到与调相体制相近的解调门限。
根据技术分析和试验结果，当遥测发射机的调制指数与本地匹配波形的调制指数相差较大时会产生明显的解调损失，比如遥测发射机的调制指数为0.7，本地匹配波形的调制指数为0.8时，多符号检测的解调门限有约4dB的损失，同样的，如果遥测发射机和遥测接收机存在较大的频率偏差同样会造成多符号检测的解调损失，可见多符号检测能实现最佳算法功能的前提是，发射机的调制指数与本地匹配波形的调制指数相同，发射机和接收机之间的频差控制在合理的范围。针对当前多符号检测技术采用已知CPFSK调制指数生成本地匹配波形存储到遥测接收机内部，这种方法简单易操作。当遥测接收机适配不同遥测发射机时，如果遥测发射机的调制指数不同时，遥测接收机需要重新生成本地匹配的调制波形。另外，由于某种原因遥测发射机的调制指数无法告知遥测接收机时遥测接收机无法实现多符号检测解调。
限制多符号检测技术广泛应用的另外一个因素就是多符号检测算法复杂，需要消耗的硬件资源巨大，很多硬件设备难以支撑。在保证性能的前提，降低多符号检测技术的算法复杂度是该技术能否或得广泛应用的关键所在。多符号检测和解调的关键环节是位同步功能的实现，采用“迟早门”位同步方法的多符号检测需要至少两路复杂多符号检测计算支路，计算量巨大。
发明内容
本发明旨在提出一种调制指数自适应的多符号检测解调装置，以在多符号检测算法中增加自动频率控制模块和调制指数识别模块，改善后的多符号检测算法适用于遥测发射机调制指数未知和存在较大多普勒频移的应用场景。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一种调制指数自适应的多符号检测解调装置，包括模数转换、正交下变频、自动频率控制、调制指数识别、采样率调整、多符号检测和位同步控制，所述正交下变频两侧分别信号连接至模数转换输出端、自动频率控制输入端，自动频率控制输出端分别信号连接至调制指数识别输入端、采样率调整输入端，采样率调整输出端、调制指数识别输出端均信号连接至多符号检测输入端，多符号检测输出端信号连接至位同步控制输入端，位同步控制输出端信号连接至采样率调整输入端，且采样率调整、多符号检测和位同步控制依次连接形成闭合环路。
进一步的，所述正交下变频包括一号乘法器、一号数控振荡器、二号乘法器、一号低通滤波器和二号低通滤波器，所述一号数控振荡器两侧分别信号连接至一号乘法器输入端、二号乘法器输入端，一号乘法器输入端、二号乘法器输入端还均与模数转换输出端信号连接，一号乘法器输出端信号连接至一号低通滤波器输入端，二号乘法器输出端信号连接至二号低通滤波器输入端，一号低通滤波器输出端、二号低通滤波器输出端均信号连接至自动频率控制输入端。
进一步的，所述自动频率控制包括一号复数乘法器、一号CORDIC鉴相、误差估计单元、PI控制器和二号数控振荡器，所述一号复数乘法器输入端分别信号连接至一号低通滤波器输出端、二号低通滤波器输出端、二号数控振荡器输出端，一号复数乘法器输出端依次通过一号CORDIC鉴相、误差估计单元、PI控制器信号连接至二号数控振荡器输入端，所述一号复数乘法器、一号CORDIC鉴相、误差估计单元、PI控制器和二号数控振荡器形成闭合环路，所述一号复数乘法器输出端还信号连接至调制指数识别输入端、采样率调整输入端。
进一步的，所述调制指数识别包括依次信号连接的二号CORDIC鉴相、一阶差分和指数估计单元，二号CORDIC鉴相输入端信号连接至一号复数乘法器，指数估计单元输出端信号连接至多符号检测输入端。
进一步的，所述多符号检测包括相位计算单元、最大似然值计算单元和多个波形匹配度计算单元，每个所述波形匹配度计算单元输入端分别信号连接至采样率调整输出端、相位计算单元输出端，每个所述波形匹配度计算单元输出端均信号连接至最大似然值计算单元输入端，最大似然值计算单元输出端分别信号连接至相位计算单元输入端、位同步控制输入端。
进一步的，所述波形匹配度计算单元包括依次信号连接的CORDIC三角函数计算单元、二号复数乘法器和复数累加器，所述CORDIC三角函数计算单元输入端分别信号连接至采样率调整输出端、相位计算单元输出端，所述复数累加器输出端信号连接至最大似然值计算单元输入端。
相对于现有技术，本发明所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置及其解调方法具有以下优势：
（1）本发明所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置结构简单，设计合理，通过增加频率自动控制模块使多符号检测解调算法能够适应遥测发射机和接收机之间存在较大多普勒频移的情况，该自动控制算法硬件资源消耗少，易于实现。
本发明的另一目的在于提出一种调制指数自适应的多符号检测解调方法，以通过将本地匹配波形改为连续相位波形，利用两次多符号检测最大估值的复数辐角主值差值作为定时误差估计单元量，极大降低了计算复杂度，且位同步精度高。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一种调制指数自适应的多符号检测解调方法，包括以下步骤：
S1、将调制指数自适应的多符号检测解调装置启动，将一号输入信号传送至模数转换输入端，模数转换输入端接收到一号输入信号经转换后输出数字信号，并将数字信号传送给正交下变频；
S2、正交下变频对数字信号处理后得到一号复数信号的实部和虚部，并将一号复数信号的实部和虚部传送给自动频率控制；
S3、自动频率控制对一号复数信号处理后得到二号复数信号，并将二号复数信号分别传送给调制指数识别、采样率调整；
S4、调制指数识别对二号复数信号处理后，计算出遥测发射机调制指数传送给多符号检测；
S5、多符号检测接收到遥测发射机调制指数、步骤S7中的二号输入信号，得到所有波形匹配度计算单元输出模值中最大的复数信号对应的本地波形作为检测解调装置输出信号，将所有波形匹配度计算单元输出模值中最大的复数信号辐角主值信号传送给位同步控制；
S6、位同步控制对所有波形匹配度计算单元输出模值中最大的复数信号辐角主值信号处理后，得到位同步误差信号，并将位同步误差信号发送给采样率调整；
S7、采样率调整对二号复数信号、位同步误差信号处理后，得到二号输入信号，并将二号输入信号传送给步骤S5中的多符号检测；
S8、多符号检测经过步骤S5-步骤S7形成的控制环路迭代后得到输出信号。
相对于现有技术，本发明所述的调制指数自适应的多符号检测解调方法具有以下优势：
（1）本发明所述的调制指数自适应的多符号检测解调方法，本发明的多符号检测算法具有调制指数自动识别功能，能够在遥测发射机调制指数未知的情况下在接收端实现高性能解调，且该指数自动识别算法，复杂度低、硬件资源消耗少、识别精度较高；本发明采用了独特的多符号检测的同步跟踪技术，该跟踪技术与传统的迟早门跟踪技术相比，能有效的降低约50%的乘法器开销。
附图说明
构成本发明的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1为本发明实施例所述的整体装置及方法原理框图；
图2为本发明实施例所述的数字下变频原理框图；
图3为本发明实施例所述的自动频率控制原理框图；
图4为本发明实施例所述的调制指数识别原理框图；
图5为本发明实施例所述的多符号检测原理框图；
图6为本发明实施例所述的波形匹配度计算原理框图；
图7为本发明实施例所述的实施例1的解调流程图；
图8为图7中A的放大图；
图9为图7中B的放大图。
附图标记说明：
1、模数转换；2、正交下变频；21、一号乘法器；22、一号数控振荡器；23、二号乘法器；24、一号低通滤波器；25、二号低通滤波器；3、自动频率控制；31、一号复数乘法器；32、一号CORDIC鉴相；33、误差估计单元；34、PI控制器；35、二号数控振荡器；4、调制指数识别；41、二号CORDIC鉴相；42、一阶差分；43、指数估计单元；5、采样率调整；6、多符号检测；61、相位计算单元；62、波形匹配度计算单元；621、CORDIC三角函数计算单元；622、二号复数乘法器；623、复数累加器；63、最大似然值计算单元；7、位同步控制。
具体实施方式
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以通过具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。
如图1至图9所示，调制指数自适应的多符号检测解调装置，包括模数转换1、正交下变频2、自动频率控制3、调制指数识别4、采样率调整5、多符号检测6和位同步控制7，所述正交下变频2两侧分别信号连接至模数转换1输出端、自动频率控制3输入端，自动频率控制3输出端分别信号连接至调制指数识别4输入端、采样率调整5输出端，采样率调整5输入端、调制指数识别4输出端均信号连接至多符号检测6输入端，多符号检测6输出端信号连接至位同步控制7输入端，位同步控制7输出端信号连接至采样率调整5输入端，且采样率调整5、多符号检测6和位同步控制7依次连接形成闭合环路。所述模数转换1即图7中的模数转换器，所述正交下变频2、自动频率控制3、调制指数识别4、采样率调整5、多符号检测6和位同步控制7即为图7中FPGA芯片内部的功能模块，模数转换1、采样率调整5、位同步控制7均为现有技术，本调制指数自适应的多符号检测解调装置，结构简单，设计合理，通过增加频率自动控制模块使多符号检测解调算法能够适应遥测发射机和接收机之间存在较大多普勒频移的情况，该自动控制算法硬件资源消耗少，易于实现。
在本实施例里，本方法的输入信号是CPFSK调制信号，采用软件无线电的思路，为了让数模转换器尽可能靠近天线，CPFSK调制信号首先经过模数转换1完成模拟信号到数字信号的转换，然后经过正交下变频2将信号变换为零频复数信号，由于通信双方不可避免的存在多普勒频偏，所以方法增加了自动频率控制3模块消除通信双方的多普勒频偏，自动频率控制3输出信号分别送入到调制指数识别4和采样率调整5，调制指数识别4能够计算出遥测发射机的调制指数送给多符号检测6，采样率调整5根据位同步控制7计算输出的位同步误差信号完成采样率调整消除码多普勒偏差，采样率调整5输出信号送到多符号检测6根据最大似然值检测完成符号检测解调输出，同时将具有最大似然值的复数信号信息送到位同步控制7进行位同步误差计算，并将结果送到采样率调整5完成采样率调整，算法通过采样率调整5、多符号检测6和位同步控制7形成的控制环路反复迭代完成动态消除码多普勒偏差的效果。
一号输入信号即CPFSK调制信号是数学表达式为：
Figure 164684DEST_PATH_IMAGE001
其中
Figure 612983DEST_PATH_IMAGE002
表示CPFSK调制信号的时域表达式，
Figure 189458DEST_PATH_IMAGE003
表示调制频率，
Figure 381405DEST_PATH_IMAGE004
表示遥测发射机和遥测接收机的频率偏差，
Figure 258094DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相，
Figure 163381DEST_PATH_IMAGE006
表示CPFSK调制信号相位，其数学表达式为：
Figure 961573DEST_PATH_IMAGE007
其中
Figure 957211DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 422827DEST_PATH_IMAGE009
表示一个调制符号周期，
Figure 212929DEST_PATH_IMAGE010
表示符合
Figure 498417DEST_PATH_IMAGE011
条件正整数。
Figure 297745DEST_PATH_IMAGE012
表示遥测信息。
一号输入信号
Figure 617868DEST_PATH_IMAGE013
经过模数转换1根据奈奎斯特带通采样定理完成输入信号的模数转换功能，一号输入信号
Figure 844450DEST_PATH_IMAGE013
即可为模拟信号，将输入信号
Figure 882814DEST_PATH_IMAGE013
转换输出为数字信号
Figure 689095DEST_PATH_IMAGE014
，数字信号
Figure 132234DEST_PATH_IMAGE014
的数学表达式为：
Figure 264138DEST_PATH_IMAGE015
其中
Figure 524218DEST_PATH_IMAGE016
表示模数转换1输出的数字信号，
Figure 930928DEST_PATH_IMAGE003
表示调制频率，
Figure 491223DEST_PATH_IMAGE004
表示遥测发射机和遥测接收机的频率偏差，
Figure 59607DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 72563DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 751806DEST_PATH_IMAGE018
表示遥测信息的采样序列，
Figure 635448DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相。
所述正交下变频2包括一号乘法器21、一号数控振荡器22、二号乘法器23、一号低通滤波器24和二号低通滤波器25，所述一号数控振荡器22两侧分别信号连接至一号乘法器8输入端、二号乘法器9输入端，一号乘法器8输入端、二号乘法器9输入端还均与模数转换1输出端信号连接，一号乘法器21输出端信号连接至一号低通滤波器24输入端，二号乘法器23输出端信号连接至二号低通滤波器25输入端，一号低通滤波器24输出端、二号低通滤波器25输出端均信号连接至自动频率控制3输入端，所述一号乘法器21、一号数控振荡器22、二号乘法器23、一号低通滤波器24和二号低通滤波器25均为现有技术。
在本实施例里，与模拟域内完成下变频相比，本发明采用的数字下变频2能更有效的保证IQ两路信号的正交性以及避免IQ失调。数字下变频2的结构包括一个一号数控振荡器22、一号乘法器21、二号乘法器23、一号低通滤波器24和二号低通滤波器25。数字信号
Figure 109155DEST_PATH_IMAGE014
分别与一号数控振荡器22输出的正弦信号和相移90°之后的正弦信号进行相乘，后经过一号低通滤波器24和二号低通滤波器25滤除高频分量，分别作为输出一号复数信号的实部
Figure 340897DEST_PATH_IMAGE019
和虚部
Figure 558252DEST_PATH_IMAGE020
，进入自动频率控制3。实现原理如图2所示。图2为数字下变频原理框图。
一号数控振荡器22产生频率
Figure 827559DEST_PATH_IMAGE021
的正弦信号
Figure 737747DEST_PATH_IMAGE022
和
Figure 459715DEST_PATH_IMAGE023
经过相移90°后的正弦信号
Figure 480761DEST_PATH_IMAGE024
，其中
Figure 604574DEST_PATH_IMAGE021
表示调制频率，
Figure 685663DEST_PATH_IMAGE025
为采样频率，
Figure 629348DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号。
一号乘法器21完成信号
Figure 250822DEST_PATH_IMAGE027
和信号
Figure 497652DEST_PATH_IMAGE028
相乘，一号乘法器21的输出表达式为：
Figure 608696DEST_PATH_IMAGE029
其中
Figure 305256DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 402525DEST_PATH_IMAGE021
表示调制频率，
Figure 766511DEST_PATH_IMAGE025
为采样频率，
Figure 923823DEST_PATH_IMAGE004
表示遥测发射机和遥测接收机的频率偏差，
Figure 842100DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 8639DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 693043DEST_PATH_IMAGE018
遥测信息的采样序列，
Figure 286835DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相。
二号乘法器23完成信号
Figure 692409DEST_PATH_IMAGE027
和信号
Figure 397059DEST_PATH_IMAGE030
相乘，其输出表达式为：
Figure 938899DEST_PATH_IMAGE031
其中
Figure 438014DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 330883DEST_PATH_IMAGE021
表示调制频率，
Figure 839225DEST_PATH_IMAGE025
为采样频率，
Figure 501151DEST_PATH_IMAGE004
表示遥测发射机和遥测接收机的频率偏差，
Figure 702325DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 82491DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 863365DEST_PATH_IMAGE018
表示遥测信息的采样序列，
Figure 648306DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相。
一号低通滤波器24用来滤除一号乘法器21输出结果中的高频分量，输出结果的数学表达式为：
Figure 489223DEST_PATH_IMAGE032
其中
Figure 91105DEST_PATH_IMAGE033
表示输出一号复数信号的实部，
Figure 941250DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 312188DEST_PATH_IMAGE021
表示调制频率，
Figure 589586DEST_PATH_IMAGE034
为采样频率，
Figure 944344DEST_PATH_IMAGE004
表示遥测发射机和遥测接收机的频率偏差，
Figure 598179DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 89203DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 537502DEST_PATH_IMAGE018
表示遥测信息的采样序列，
Figure 113977DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相。
二号低通滤波器25用来滤除二号乘法器23输出结果中的高频分量，输出结果的数学表达式为：
Figure 302994DEST_PATH_IMAGE035
其中
Figure 382945DEST_PATH_IMAGE036
表示输出一号复数信号的虚部，
Figure 2146DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 800337DEST_PATH_IMAGE021
表示调制频率，
Figure 61554DEST_PATH_IMAGE034
为采样频率，
Figure 261592DEST_PATH_IMAGE004
表示遥测发射机和遥测接收机的频率偏差，
Figure 317272DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 868339DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 402089DEST_PATH_IMAGE018
表示遥测信息的采样序列，
Figure 456633DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相。
所述自动频率控制3包括一号复数乘法器31、一号CORDIC鉴相32、误差估计单元33、PI控制器34和二号数控振荡器35，所述一号复数乘法器31输入端分别信号连接至一号低通滤波器24输出端、二号低通滤波器25输出端、二号数控振荡器35输出端，一号复数乘法器31输出端依次通过一号CORDIC鉴相32、误差估计单元33、PI控制器34信号连接至二号数控振荡器35输入端，所述一号复数乘法器31、一号CORDIC鉴相32、误差估计单元33、PI控制器34和二号数控振荡器35形成闭合环路，所述一号复数乘法器31输出端还信号连接至调制指数识别4输入端、采样率调整5输入端，所述一号复数乘法器31、一号CORDIC鉴相32、PI控制器34和二号数控振荡器35均为现有技术。
在本实施例里，自动频率控制3采用二阶滤波控制环路，能快速跟踪锁定动态多普勒频差变化，从而消除残余的多普勒频差，实现频率补偿。当遥测发射机和遥测接收机的频率偏差以及频率偏差变化率较小时候可以算法不采用自动频率控制3从而降低算法的硬件开销，此时的算法数字下变频2的输出直接输出到调制指数识别4和采样率调整5，自动频率控制3实现原理如图3所示。图3为自动频率控制3原理框图。
输入信号是一号复数信号
Figure 417635DEST_PATH_IMAGE037
，输出为不存在多普勒频差的二号复数信号
Figure 924840DEST_PATH_IMAGE038
，该模块是一个环路控制算法，反复迭代不断消除频差，实现自动频率控制功能。
一号复数乘法器31完成二号数控振荡器35输出与一号复数信号
Figure 996701DEST_PATH_IMAGE039
相乘，输出值为二号复数信号
Figure 439840DEST_PATH_IMAGE040
，该信号的数学表达式为：
Figure 306164DEST_PATH_IMAGE041
其中
Figure 566244DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 441797DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 470932DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 773738DEST_PATH_IMAGE018
表示遥测信息的采样序列，
Figure 521114DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相。
一号CORDIC鉴相32通过反正切函数计算输入二号复数信号
Figure 934778DEST_PATH_IMAGE038
的辐角主值，其数学表达式为：
Figure 818420DEST_PATH_IMAGE042
其中
Figure 557706DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 526799DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 478575DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 747882DEST_PATH_IMAGE018
表示遥测信息的采样序列，
Figure 126911DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相。
误差估计单元33根据一号CORDIC鉴相32输出
Figure 869387DEST_PATH_IMAGE038
的辐角主值
Figure 624853DEST_PATH_IMAGE043
计算输出残留频差
Figure 748667DEST_PATH_IMAGE004
，其具体过程为：
（1）首先对收入信号进行差分运算，计算出信号的频率
Figure 564176DEST_PATH_IMAGE044
；
（2）当
Figure 507861DEST_PATH_IMAGE045
时候，该信号组成的序列
Figure 801440DEST_PATH_IMAGE046
；
（3）当
Figure 779760DEST_PATH_IMAGE047
时候，该信号组成的序列
Figure 766170DEST_PATH_IMAGE048
；
（4）在一定时长长度内累积后计算出
Figure 197152DEST_PATH_IMAGE004
，其表达式为：
Figure 560000DEST_PATH_IMAGE049
。
PI控制器34采用二阶PI控制方法，能够实现快速无滞后误差控制，控制精度高、入锁速度快，其根据误差信号
Figure 127248DEST_PATH_IMAGE004
采用PI控制原理生成二号数控振荡器35的控制信号，其数学表达式为：
Figure 284559DEST_PATH_IMAGE050
其中
Figure 468416DEST_PATH_IMAGE051
为二号数控振荡器35的频率控制参数，
Figure 106726DEST_PATH_IMAGE004
为收发残留频差，
Figure 59639DEST_PATH_IMAGE052
为PI控制器的积分项系数，
Figure 387852DEST_PATH_IMAGE053
为PI控制器的比例项系数。
二号数控振荡器35根据PI控制器34输出的频率控制参数
Figure 527846DEST_PATH_IMAGE051
产生正交余弦信号。
所述调制指数识别4包括依次信号连接的二号CORDIC鉴相41、一阶差分42和指数估计单元43，二号CORDIC鉴相41输入端信号连接至一号复数乘法器31，指数估计单元43输出端信号连接至多符号检测6输入端，所述二号CORDIC鉴相41、一阶差分42和指数估计单元43均为现有技术。
在本实施例里，调制指数识别4根据CPFSK调制信号的特点识别计算出调制指数，本方法充分利用了CPFSK调制信号的特点，算法结构简单、识别精度高。依次经过二号CORDIC鉴相41和一阶差分42以及指数估计单元43，计算出遥测发射机调制指数的调制指数
Figure 498076DEST_PATH_IMAGE054
，该信号作为重要参数送往多符号检测6。调制指数识别4的原理框图如下所示，图4为调制指数识别原理框图。
二号CORDIC鉴相41通过计算反正切三角函数的方法计算出复数信号
Figure 39916DEST_PATH_IMAGE038
辐角主值
Figure 539031DEST_PATH_IMAGE055
，该值的数学表达式为：
Figure 431900DEST_PATH_IMAGE056
其中
Figure 409084DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 336588DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 6604DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 121191DEST_PATH_IMAGE018
表示遥测信息的采样序列，
Figure 902065DEST_PATH_IMAGE005
表示CPFSK调制信号初相。
一阶差分42完成对
Figure 418497DEST_PATH_IMAGE057
的差分运算，从而消除调制初相的影响，输出结果为
Figure 522063DEST_PATH_IMAGE058
，其表达式为：
Figure 123946DEST_PATH_IMAGE059
其中
Figure 708511DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 79450DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 356847DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 180447DEST_PATH_IMAGE018
表示遥测信息的采样序列。
指数估计单元43的输入信号为
Figure 568703DEST_PATH_IMAGE058
，输出为遥测发射机的调制指数
Figure 794148DEST_PATH_IMAGE060
，其数学表达式为：
Figure 976867DEST_PATH_IMAGE061
其中
Figure 818921DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 745289DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 825241DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，M表示积分点数，
Figure 444441DEST_PATH_IMAGE062
表示
Figure 508212DEST_PATH_IMAGE063
的差分计算结果。
采样率调整5的目的是根据位同步控制7输出的位同步误差信号控制采样时钟达到对复数信号
Figure 975621DEST_PATH_IMAGE040
完成采样率调整，消除码多普勒频偏，得到二号输入信号
Figure 175658DEST_PATH_IMAGE064
。该部分采用特定的计数器结构，通过位同步误差信号调整计数器的步进值，在计数器溢出时产生采样时钟，实现采样率调整目的。计数器的数学表达式为：
Figure 231339DEST_PATH_IMAGE065
其中，W为计数器的位宽，N为符号的过采样倍数，
Figure 516826DEST_PATH_IMAGE066
为位同步误差信号，
Figure 316155DEST_PATH_IMAGE067
表示当前计数器的值，
Figure 636278DEST_PATH_IMAGE068
为下次计数器的值。即当
Figure 331702DEST_PATH_IMAGE069
完成
Figure 104486DEST_PATH_IMAGE064
对
Figure 441926DEST_PATH_IMAGE038
的采样。
所述多符号检测6包括相位计算单元61、最大似然值计算单元63和多个波形匹配度计算单元62，每个所述波形匹配度计算单元62输入端分别信号连接至采样率调整5输出端、相位计算单元61输出端，每个所述波形匹配度计算单元62输出端均信号连接至最大似然值计算单元63输入端，最大似然值计算单元63输出端分别信号连接至相位计算单元61输入端、位同步控制7输入端，所述相位计算单元61、最大似然值计算单元63和波形匹配度计算单元62均为现有技术。
所述波形匹配度计算单元62包括依次信号连接的CORDIC三角函数计算单元621、二号复数乘法器622和复数累加器623，所述CORDIC三角函数计算单元621输入端分别信号连接至采样率调整5输出端、相位计算单元61输出端，所述复数累加器623输出端信号连接至最大似然值计算单元63输入端，所述CORDIC三角函数计算单元621、二号复数乘法器622和复数累加器623均为现有技术。
本解调装置在多符号检测算法中增加自动频率控制模块和调制指数识别模块，改善后的多符号检测算法适用于遥测发射机调制指数未知和存在较大多普勒频移的应用场景。
在本实施例里，多符号检测6，通过将二号输入信号
Figure 616555DEST_PATH_IMAGE064
与本地根据符号检测长度L生成的2L个本地符号波形进行最大似然概率值计算，选取似然概率最大值对应的本地符号波形作为符号检测解调输出，同时输出最大似然概率值最大的值的辐角主值作为位同步控制7的误差计算输入来源。该部分的原理如图5所示，图5为多符号检测6原理框图。
相位计算单元61首先根据调制指数
Figure 748459DEST_PATH_IMAGE054
以及最大似然值计算单元63输出的最大似然值最大本地波形，生成2L个本地符号波形的初始相位和实时相位。算法的主要硬件开销是第一个波形匹配度计算单元63（即图中的波形匹配度计算1）至第2L个波形匹配度计算单元63,（即图中的波形匹配度计算2L）本发明的优势在于减少了约50%的波形匹配度计算的开销。2L个波形匹配度计算单元63,计算出2L个复数结果，复数的模表示相关度。最大似然值计算单元63计算出模最大的复数，将其辐角主值输出给位同步控制7，并将模最大的复数对应的本地符号波形作为多符号检测6的检测解调结果输出，同时将结果反馈给相位计算单元61，进行后续的相位计算单元。
相位计算单元61根据调制指数
Figure 8539DEST_PATH_IMAGE054
和多符号检测长度L，并结合上次的最大似然值计算单元63输出的结果计算2L个本地符号对应的当前相位值，例如当L=5时，需要计算32路相位值。输出表达式为：
Figure 884092DEST_PATH_IMAGE070
其中
Figure 175877DEST_PATH_IMAGE026
表示数字序列标号，
Figure 478682DEST_PATH_IMAGE071
表示波形匹配度计算
Figure 226059DEST_PATH_IMAGE072
的相位输入。
Figure 905302DEST_PATH_IMAGE008
表示调制指数，
Figure 788944DEST_PATH_IMAGE017
表示过采样倍数，
Figure 262651DEST_PATH_IMAGE073
表示第i路本地符号波形的采样序列。
所有波形匹配度计算单元62内部实现过程是一样的，完成二号输入信号
Figure 559640DEST_PATH_IMAGE064
与一路本地波形相位的匹配度计算。根据相位计算单元61输出的本路本地波形相位
Figure 42574DEST_PATH_IMAGE071
经过CORDIC三角函数计算单元621产生模为1，辐角主值为
Figure 46302DEST_PATH_IMAGE074
的复数信号，此复数信号与二号输入信号
Figure 690910DEST_PATH_IMAGE064
进行复数乘法运算，之后在复数累加器623中进行结果累加，累加NL次输出复数结果
Figure 415808DEST_PATH_IMAGE075
。结构示意图如图6所示，图6为波形匹配度计算原理框图。
CORDIC三角函数计算单元621根据本路本地波形相位
Figure 436853DEST_PATH_IMAGE076
生成复数信号
Figure 295088DEST_PATH_IMAGE077
。该信号与
Figure 376176DEST_PATH_IMAGE064
同时送进二号复数乘法器622，完成复数相乘运算后输出计算结果
Figure 54282DEST_PATH_IMAGE078
，特别的，当此路本地波形与发射机调制码型相同时
Figure 613440DEST_PATH_IMAGE079
，此时复数乘法器输出的值始终为
Figure 591760DEST_PATH_IMAGE080
。
二号复数乘法器622的输出结果进入到复数累加器623，进行符号长度为L的NL个点数累加运算，其输出结果为
Figure 578171DEST_PATH_IMAGE081
，特别的，当此路本地波形与发射机调制码型相同时
Figure 9152DEST_PATH_IMAGE082
，此时复数累加器623的输出结果
Figure 372000DEST_PATH_IMAGE083
。
最大似然值计算单元63根据匹配计算结果，计算出其模值最大的匹配计算结果对应的辐角主值和对应码元波型。其输出表达式为：
Figure 939248DEST_PATH_IMAGE084
辐角主值为：
Figure 96560DEST_PATH_IMAGE085
，对应的码型为
Figure 749258DEST_PATH_IMAGE086
，显然，
Figure 912867DEST_PATH_IMAGE087
此时的相位为
Figure 600201DEST_PATH_IMAGE088
。
位同步控制7根据最大似然计算21输出的最大似然概率的结果的辐角主值
Figure 928414DEST_PATH_IMAGE089
，当不存在码多普勒偏差的时候，多次计算的
Figure 333987DEST_PATH_IMAGE090
始终相同，故可以将
Figure 773059DEST_PATH_IMAGE089
的差分结果作为位同步控制7误差的信息来源，其误差运算包括两步：
（1）计算
Figure 314899DEST_PATH_IMAGE090
的差分值作为误差输入，即：
Figure 814013DEST_PATH_IMAGE091
（2）对
Figure 706883DEST_PATH_IMAGE092
进行二阶滤波，二阶滤波能有较快的入锁速度和跟踪精度，滤波运算过程数学表达式为：
Figure 949645DEST_PATH_IMAGE093
采样率调整5、多符号检测6和位同步控制7形成的控制环路一直处于动态调制过程。
调制指数自适应的多符号检测解调方法，包括以下步骤：
S1、将调制指数自适应的多符号检测解调装置启动，将一号输入信号传送至模数转换1输入端，模数转换1输入端接收到一号输入信号经转换后输出数字信号，并将数字信号传送给正交下变频2；
S2、正交下变频2对数字信号处理后得到一号复数信号的实部
Figure 611571DEST_PATH_IMAGE094
和虚部
Figure 281587DEST_PATH_IMAGE095
，并将一号复数信号的实部
Figure 130594DEST_PATH_IMAGE096
和虚部
Figure 442626DEST_PATH_IMAGE097
传送给自动频率控制3；
S3、自动频率控制3对一号复数信号处理后得到二号复数信号，并将二号复数信号分别传送给调制指数识别4、采样率调整5；
S4、调制指数识别4对二号复数信号处理后，计算出遥测发射机调制指数传送给多符号检测6；
S5、多符号检测6接收到遥测发射机调制指数、步骤S7中的二号输入信号，得到所有波形匹配度计算单元62输出模值中最大的复数信号对应的本地波形作为检测解调装置输出信号，将所有波形匹配度计算单元62输出模值中最大的复数信号辐角主值信号传送给位同步控制7；
S6、位同步控制7对所有波形匹配度计算单元62输出模值中最大的复数信号辐角主值信号处理后，得到位同步误差信号，并将位同步误差信号发送给采样率调整5；
S7、采样率调整5对二号复数信号、位同步误差信号处理后，得到二号输入信号，并将二号输入信号传送给步骤S5中的多符号检测6；
S8、多符号检测6经过步骤S5-步骤S7形成的控制环路迭代后得到输出信号。本发明的多符号检测算法具有调制指数自动识别功能，能够在遥测发射机调制指数未知的情况下在接收端实现高性能解调，且该指数自动识别算法，复杂度低、硬件资源消耗少，精度较高；本发明采用了独特的多符号检测的同步跟踪技术，该跟踪技术与传统的迟早门跟踪技术相比，能有效的降低约50%的乘法器开销。
在本实施例里，算法通过采样率调整5、多符号检测6和位同步控制7形成的控制环路达到动态消除码多普勒偏差的效果，具体的，多符号检测6输出能表征采样率时钟偏差的误差信息到位同步控制7，位同步控制7将误差信息变换采样率调整5需要的采样时钟调整控制信息，在该控制信息的作用下，采样率调整5生成新采样率所需的时钟，在新的采样时钟作用下输出再采样之后的数据，由于码多普勒偏差会一直存在甚至随时间变化，多符号检测6会根据前面若干次采样率调整5的输出结果计算出新的表征采样率时钟偏差的误差信息而再次送到位同步控制7，这个动态调整的控制环路会一直存在于整个算法持续过程中。当位同步控制7输出的控制信号小于某个阈值时即表示系统已经处于稳定工作状态，当然位同步控制7输出的控制信号也会一直出于动态变化过程。
实施例1
本实施例是针对C波段深空CPFSK遥测解调，采用了超外差结构的硬件结构，能够有效的抵抗带外干扰，软件算法部分采用了自动频率控制技术，如图7-图9所示，图7为实施例1的组成示意图。
信号首先经过低噪声放大器，低噪声放大器位于一号带通滤波器前面的好处在于系统的噪声系数更低，深空遥测信号强度较弱，更低的系统噪声系数代表着更好的解调性能，低噪声放大器型号为HMC717A，该放大器具有低至1.1db的噪声系数，频率响应范围能够覆盖4.8-6.0GHz的低C频段，一号带通滤波器主要实现带通滤波功能，抑制带外噪声，腔体滤波器采用公司自研的XL-BLP5450-100-QT模组，该滤波器具有带外抑制能力强，噪声系数小的特点。混频器型号为HMC129ALC4，其频率响应范围是4.0-8.0GHz能够覆盖所有高C和低C频段。时钟LTC6948是一款集成型VCO的低噪声分数锁相环时钟芯片，其具有超低的噪声和较宽的频率覆盖范围0.37-6.39GHz，中频滤波器的型号为BBP-140+，该滤波器带通范围是130Mhz~150Mhz,能够很好的覆盖本实施例选用的140Mhz中频信号，增益可控放大器选用ADL5206，该放大器具有30dB的动态范围，对深空遥测通信足够使用。二号带通滤波器依然选用BBP-140+，能够有效的降低数模转换时的频谱混叠。之后信号进入数模转换芯片，其选用的型号为AD9683-250，该AD芯片支持的最高采样率达250MSPS之高，并且具有高信噪比和较宽的无杂散动态范围。之后的信号进入FPGA芯片，采用Xilinx公司的XC7K325T-2FFG900I芯片进行其余信号处理过程。信号处理完成输出解调信号。软件中采样速率为
Figure 959058DEST_PATH_IMAGE098
，
Figure 799976DEST_PATH_IMAGE099
，信息的符号速率为6.875Msa/s，过采样倍数N=16，多符号检测长度L=5，波形匹配度计算模块需要32个。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.调制指数自适应的多符号检测解调装置，其特征在于：包括模数转换(1)、正交下变频(2)、自动频率控制(3)、调制指数识别(4)、采样率调整(5)、多符号检测(6)和位同步控制(7)，所述正交下变频(2)两侧分别信号连接至模数转换(1)输出端、自动频率控制(3)输入端，自动频率控制(3)输出端分别信号连接至调制指数识别(4)输入端、采样率调整(5)输入端，采样率调整(5)输出端、调制指数识别(4)输出端均信号连接至多符号检测(6)输入端，多符号检测(6)输出端信号连接至位同步控制(7)输入端，位同步控制(7)输出端信号连接至采样率调整(5)输入端，且采样率调整(5)、多符号检测(6)和位同步控制(7)依次连接形成闭合环路。
2.根据权利要求1所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置，其特征在于：所述正交下变频(2)包括一号乘法器(21)、一号数控振荡器(22)、二号乘法器(23)、一号低通滤波器(24)和二号低通滤波器(25)，所述一号数控振荡器(22)两侧分别信号连接至一号乘法器(21)输入端、二号乘法器(23)输入端，一号乘法器(21)输入端、二号乘法器(23)输入端还均与模数转换(1)输出端信号连接，一号乘法器(21)输出端信号连接至一号低通滤波器(24)输入端，二号乘法器(23)输出端信号连接至二号低通滤波器(25)输入端，一号低通滤波器(24)输出端、二号低通滤波器(25)输出端均信号连接至自动频率控制(3)输入端。
3.根据权利要求2所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置，其特征在于：所述自动频率控制(3)包括一号复数乘法器(31)、一号CORDIC鉴相(32)、误差估计单元(33)、PI控制器(34)和二号数控振荡器(35)，所述一号复数乘法器(31)输入端分别信号连接至一号低通滤波器(24)输出端、二号低通滤波器(25)输出端、二号数控振荡器(35)输出端，一号复数乘法器(31)输出端依次通过一号CORDIC鉴相(32)、误差估计单元(33)、PI控制器(34)信号连接至二号数控振荡器(35)输入端，所述一号复数乘法器(31)、一号CORDIC鉴相(32)、误差估计单元(33)、PI控制器(34)和二号数控振荡器(35)形成闭合环路，所述一号复数乘法器(31)输出端还信号连接至调制指数识别(4)输入端、采样率调整(5)输入端。
4.根据权利要求3所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置，其特征在于：所述调制指数识别(4)包括依次信号连接的二号CORDIC鉴相(41)、一阶差分(42)和指数估计单元(43)，二号CORDIC鉴相(41)输入端信号连接至一号复数乘法器(31)，指数估计单元(43)输出端信号连接至多符号检测(6)输入端。
5.根据权利要求1所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置，其特征在于：所述多符号检测(6)包括相位计算单元(61)、最大似然值计算单元(63)和多个波形匹配度计算单元(62)，每个所述波形匹配度计算单元(62)输入端分别信号连接至采样率调整(5)输出端、相位计算单元(61)输出端，每个所述波形匹配度计算单元(62)输出端均信号连接至最大似然值计算单元(63)输入端，最大似然值计算单元(63)输出端分别信号连接至相位计算单元(61)输入端、位同步控制(7)输入端。
6.根据权利要求5所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置，其特征在于：所述波形匹配度计算单元(62)包括依次信号连接的CORDIC三角函数计算单元(621)、二号复数乘法器(622)和复数累加器(623)，所述CORDIC三角函数计算单元(621)输入端分别信号连接至采样率调整(5)输出端、相位计算单元(61)输出端，所述复数累加器(623)输出端信号连接至最大似然值计算单元(63)输入端。
7.根据权利要求1至6任一所述的调制指数自适应的多符号检测解调装置的解调方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1、将调制指数自适应的多符号检测(6)解调装置启动，将一号输入信号传送至模数转换(1)输入端，模数转换(1)输入端接收到一号输入信号经转换后输出数字信号，并将数字信号传送给正交下变频(2)；
S2、正交下变频(2)对数字信号处理后得到一号复数信号的实部和虚部，并将一号复数信号的实部和虚部传送给自动频率控制(3)；
S3、自动频率控制(3)对一号复数信号处理后得到二号复数信号，并将二号复数信号分别传送给调制指数识别(4)、采样率调整(5)；
S4、调制指数识别(4)对二号复数信号处理后，计算出遥测发射机调制指数传送给多符号检测(6)；
S5、多符号检测(6)接收到遥测发射机调制指数、步骤S7中的二号输入信号，得到所有波形匹配度计算单元(62)输出模值中最大的复数信号对应的本地波形作为检测解调装置输出信号，将所有波形匹配度计算单元(62)输出模值中最大的复数信号辐角主值信号传送给位同步控制(7)；
S6、位同步控制(7)对所有波形匹配度计算单元(62)输出模值中最大的复数信号辐角主值信号处理后，得到位同步误差信号，并将位同步误差信号发送给采样率调整(5)；
S7、采样率调整(5)对二号复数信号、位同步误差信号处理后，得到二号输入信号，并将二号输入信号传送给步骤S5中的多符号检测(6)；
S8、多符号检测(6)经过步骤S5-步骤S7形成的控制环路迭代后得到输出信号。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114785652A (zh) * 2022-06-20 2022-07-22 北京融为科技有限公司 一种基于多符号检测的解调方法和设备
CN115834311A (zh) * 2023-02-21 2023-03-21 天津讯联科技有限公司 通用cpfsk预滤波直接调制装置及其调制方法
CN116470935A (zh) * 2023-02-17 2023-07-21 北方工业大学 一种基于国产器件的冗余备份高可靠遥测发射机

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11355373A (ja) * 1998-06-05 1999-12-24 Fujitsu Ltd 適応変調方式
US20020071503A1 (en) * 2000-12-07 2002-06-13 Myers Michael H. Differential phase demodulator incorporating 4th order coherent phase tracking
US6597247B1 (en) * 1998-11-25 2003-07-22 Siemens Mobile Communications S.P.A. Circuit for the frequency multiplication of an angle modulated signal using a PLL and method
CN102291346A (zh) * 2011-04-29 2011-12-21 重庆金美通信有限责任公司 Cpm调制多符号检测频偏检测
CN106508104B (zh) * 2010-03-26 2014-04-23 清华大学 一种扩展遥测相干接收机频偏估计范围的方法
US10079699B1 (en) * 2017-10-02 2018-09-18 Cypress Semiconductor Corporation Stable modulation index calibration and dynamic control
CN109039573A (zh) * 2018-08-14 2018-12-18 成都烨软科技有限公司 一种基于cpm信号多符号检测的方法
CN113098808A (zh) * 2021-06-09 2021-07-09 天津讯联科技有限公司 一种具有快速自动频率补偿的cpfsk解调装置及方法
CN215344552U (zh) * 2021-06-04 2021-12-28 天津讯联科技有限公司 一种便携式弹箭遥测地面站

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11355373A (ja) * 1998-06-05 1999-12-24 Fujitsu Ltd 適応変調方式
US6597247B1 (en) * 1998-11-25 2003-07-22 Siemens Mobile Communications S.P.A. Circuit for the frequency multiplication of an angle modulated signal using a PLL and method
US20020071503A1 (en) * 2000-12-07 2002-06-13 Myers Michael H. Differential phase demodulator incorporating 4th order coherent phase tracking
CN106508104B (zh) * 2010-03-26 2014-04-23 清华大学 一种扩展遥测相干接收机频偏估计范围的方法
CN102291346A (zh) * 2011-04-29 2011-12-21 重庆金美通信有限责任公司 Cpm调制多符号检测频偏检测
US10079699B1 (en) * 2017-10-02 2018-09-18 Cypress Semiconductor Corporation Stable modulation index calibration and dynamic control
CN109039573A (zh) * 2018-08-14 2018-12-18 成都烨软科技有限公司 一种基于cpm信号多符号检测的方法
CN215344552U (zh) * 2021-06-04 2021-12-28 天津讯联科技有限公司 一种便携式弹箭遥测地面站
CN113098808A (zh) * 2021-06-09 2021-07-09 天津讯联科技有限公司 一种具有快速自动频率补偿的cpfsk解调装置及方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
王莉等: "遥测PCM/FM信号的低复杂度多符号检测算法", 《计算机应用研究》 *
谢顺钦等: "大动态PCM/FM遥测信号的非相干解调", 《电讯技术》 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114785652A (zh) * 2022-06-20 2022-07-22 北京融为科技有限公司 一种基于多符号检测的解调方法和设备
CN114785652B (zh) * 2022-06-20 2022-08-23 北京融为科技有限公司 一种基于多符号检测的解调方法和设备
CN116470935A (zh) * 2023-02-17 2023-07-21 北方工业大学 一种基于国产器件的冗余备份高可靠遥测发射机
CN116470935B (zh) * 2023-02-17 2024-04-19 北方工业大学 一种基于国产器件的冗余备份高可靠遥测发射机
CN115834311A (zh) * 2023-02-21 2023-03-21 天津讯联科技有限公司 通用cpfsk预滤波直接调制装置及其调制方法
CN115834311B (zh) * 2023-02-21 2023-04-28 天津讯联科技有限公司 通用cpfsk预滤波直接调制装置及其调制方法

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