CN114400942A - 一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，通过电流矢量控制方法，结合旋转坐标系下的数学模型计算d轴电流、q轴电流和励磁电流的参考值；基于电压预测模型、参考电流及实际电流反馈值，最终实现五相混合励磁同步电机铜耗最小分区协调控制方法。本发明提出的控制方法通过定子电枢电流交直轴解耦与励磁电流的协调控制，能够实现电机在全速度范围内保持铜耗最小的高效运行策略，包括三次谐波电流的注入对损耗的影响有更全面的研究；能进行全速度区范围的的平稳切换，综合利用电枢电流和励磁电流对转矩与磁场的调节作用，提升了电机的综合性能。

Description

一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法

技术领域

本发明属于永磁励磁同步电机控制技术领域，具体涉及一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法。

背景技术

混合励磁同步电机是由20世纪八十年代末美国学者提出的一种新型电机结构，它结合了电励磁同步电机调磁方便和永磁同步电机效率高等优点，又克服了永磁同步电机气隙磁场难以调节的缺点，具有很好的应用价值。多相电机相比于传统的三相电机，多相结构的输出转矩脉动更小，容错能力更强，稳定持续运行等特点，更加适合电动汽车的应用场合。

五相双励磁同步电机内部有永磁和电励磁两种励磁源，其气隙磁场一般以永磁源产生的磁场为主，电励磁产生的磁场为辅，该类电机结合了混合励磁同步电机与多相电机的优点。近些年，我国电动汽车迎来了新一轮的高速发展，由于电动汽车工作环境较为苛刻，对整个系统的安全可靠性也有着较高的要求。五相双励磁同步电机内部有永磁和电励磁两种励磁源，其气隙磁场一般以永磁源产生的磁场为主，电励磁产生的磁场为辅，该类电机结合了混合励磁同步电机与多相电机的优点。因此，五相双励磁同步电机能更好的满足电动汽车驱动系统起动转矩大、过载能力强、可靠性高、调速范围宽、效率高等要求。为实现五相双励磁同步电机的可靠运行，提出一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，提高双励磁同步电机驱动系统的稳定性、鲁棒性、可靠性、快速响应能力，推进该类电机在电动汽车领域的应用。

发明内容

本发明的目的是提供一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，实现了五相双励磁同步电机在全区范围内的稳定、可靠、快速、高效运行。

本发明所采用的技术方案是，一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、从五相双励磁同步电机主电路采集五相电流i_A、i_B、i_C、i_D、i_E和励磁电流i_f，逆变器母线电压U_dc和励磁电压U_f，，对电机位置进行初始位置检测，将编码器采集到的信号送入控制器进行处理后得到电机转子位置角θ和转速n；

步骤2：将步骤1采集得到的相电流i_A、i_B、i_C、i_D、i_E经A/D转换后，然后进行坐标变换分别得到两相旋转坐标系下关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流i_d1与i_d3、q轴电流i_q1与i_q3；

步骤3：判断电机运行区域，当电机运行于低速区时，利用拉格朗日乘数法寻找铜耗的最小值，计算得到低速区关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值；

当电机运行于中速区时，采用励磁电流为零的简单控制，根据拉格朗日方程求得铜耗的最小值，计算得到中速区关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值；

当电机运行于高速区时，建立拉格朗日方程，求得铜耗的最小值，计算得到高速区关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值；

步骤4：通过步骤3，将最大转矩铜耗比协调控制策略产生的d轴参考电流，q轴参考电流分别送入PI调节模块后进行比例积分运算，分别获得在基波平面与三次谐波平面的d轴电压与q轴电压，然后将d轴电压与q轴电压进行旋转正交-静止两相变换后，获得静止两相坐标系下α轴电压和β轴电压，再通过空间矢量脉冲宽度调制模块后输出10路脉冲宽度调制信号，从而驱动主功率变换器工作；同时步骤1得到的励磁电流i_f，经跟随、滤波、偏置与A/D转换后和励磁电流参考值一起送入直流励磁脉宽调制模块，然后输出4路脉冲宽度信号来驱动励磁功率变换器。

本发明的特点还在于，

步骤1中，

五相双励磁同步电机在两相旋转坐标系下的数学模型为：

磁链方程：

电压方程：

电磁转矩方程：

其中，脚标“1”和“3”分别代表基波平面和三次谐波平面成分，ψ_d1、ψ_d3为定子d轴磁链，ψ_q1、ψ_q3为定子q轴磁链，ψ_m1、ψ_m3为永磁磁链幅值，ψ_mf1、ψ_mf3为励磁绕组磁链幅值；L_d1、L_d3为d轴电感，L_q1、L_q3为q轴电感，L_f1、L_f3为励磁绕组电感，M_f1、M_f3为电枢与励磁绕组之间的互感；i_d1、i_d3为d轴电流，i_q1、i_q3为q轴电流，i_f1、i_f3为励磁绕组电流，ω_e为电角速度；u_d1、u_d3为d轴电压，u_q1、u_q3为q轴电压，u_f1、u_f3为励磁绕组电压，R_s为电枢绕组电阻，R_f为励磁绕组电阻；T_e1、T_e3为电磁转矩，p为电机极对数。

步骤3中，

计算低速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

将电机的铜耗p_cu表示为d轴电流、q轴电流和励磁电流的函数，如下所示：

电机运行转速小于额定转速时，将总转矩方程(3)改写为

同时，将铜耗方程(4)改写为：

电机运行在低速区时，基于式(5)的电磁转矩方程约束条件，建立如下所示拉格朗日函数：

将式(7)分别对i_q1、i_q3、i_f1、i_f3、λ₁和λ₃求导，可得：

令上式

得到如下所示的低速区参考电流：

其中，

k₅＝k₁M_f1 ²，k₆＝2k₁ψ_m1M_f1+k₂M_f1 ²，

k₉＝k₅M_f3 ²，k₁₀＝2k₃ψ_m3M_f3+k₄M_f3 ²，

T₀₁＝(2T_e1/5p)²，T₀₃＝(2T_e3/15p)²

式(9)中的最后两个方程为一元四次方程，通过求解方程中的i_fref1与i_fref3，带入函数表达式可解除d、q轴参考电流。

步骤3中，计算中速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

利用转矩电流最大比控制，中速区铜耗方程为

将总转矩方程(3)改写为

电机运行在中速区时，基于电磁转矩方程约束条件，建立如下所示拉格朗日函数：

将式(12)分别对i_d1、i_d3、i_q1、i_q3、λ₁和λ₃求导，可得：

令上式

得到如下所示的中速区参考电流：

步骤3中，计算高速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

电机的电压极限与电流极限方程如下所示：

式中，u_sN1、u_sN3分别为基波平面与三次谐波平面的电机额定电压，i_sN1、i_sN3分别为基波平面与三次谐波平面的电机额定电压，U_dc为直流母线电压；u_d1、u_d3分别为基波平面与三次谐波平面的d轴电压，u_q1、u_q3分别为基波平面与三次谐波平面的q轴电压，

高速稳态运行时，忽略电枢绕组上的压降，式(2)重写为：

由式(15)和(16)，可得电压极限方程为：

电机运行在高速区时，在此范围内，dq轴电感之间的差值产生的磁阻力矩不容忽视，所以根据转矩方程(3)和电压方程约束条件(17)，建立如下拉格朗日函数：

将式(18)分别对i_d1、i_d3、i_q1、i_q3、i_f1、i_f3、λ₁、λ₂、λ₃和λ₄求导

令上式

电机运行在高速区时，式(19)中第8、10个方程中(L_q1i_q1)²、(L_q3i_q3)²较小，可以忽略，得到如下所示的高速区参考电流：

其中，

k₇＝(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)[(k₁L_d1+M_f1)(k₁(L_d1-L_q1)+M_f1)]

k₈＝{(k₁(L_d1-L_q1)+M_f1)[5k₂R_sM_f1+(k₂L_d1+ψ_m1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)]

+(k₁L_d1+M_f1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]}

k₉＝{5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₁(L_d1-L_q1)+M_f1]

+(k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1)[5k₂R_sM_f1+(k₂L_d1+ψ_m1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)]}

k₁₀＝5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]

k₁₃＝(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)[(k₃L_d3+M_f3)(k₃(L_d3-L_q3)+M_f3)]

k₁₄＝{(k₃(L_d3-L_q3)+M_f3)[5k₄R_sM_f3+(k₄L_d3+ψ_m3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)]

+(k₃L_d3+M_f3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)[k₄(L_d3-L_q3)+ψ_m3]}

k₁₅＝{5k₄R_sM_f3(k₄L_d3+ψ_m3)[k₃(L_d3-L_q3)+M_f3]

+(k₄(L_d3-L_q3)+ψ_m3)[5k₄R_sM_f3+(k₄L_d3+ψ_m3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)]}

k₁₆＝5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]

通过下式求出参考励磁电流i_fref1、i_fref3：

本发明的有益效果是，一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，通过定子电枢电流交直轴解耦与励磁电流的协调控制，能够实现电机在全速度范围内保持铜耗最小的高效运行策略，包括三次谐波电流的注入对损耗的影响有更全面的研究；能进行全速度区范围的的平稳切换，综合利用电枢电流和励磁电流对转矩与磁场的调节作用，提升了电机的综合性能。多相系统具有更高的自由度，应用于电动汽车易实现输出转矩大，效率高以及调速范围宽。在整个运行区域，驱动系统都具有更强的鲁棒性、较快的动态响应。具体优点如下：

(1)转矩与转速脉动小，驱动系统运行稳定可靠，系统动态响应快，抗扰动能力与鲁棒性强；

(2)多相系统具有更高的自由度，应用于电动汽车易实现输出转矩大，效率高以及调速范围宽；

(3)综合利用电枢电流和励磁电流对转矩与磁场的调节作用，提升了电机的综合性能；

(4)充分发挥了电机与逆变器的输出能力，实现了全速度区运行的平稳切换；

(5)在全速度运行范围，相同转速条件下，注入三次谐波电流可以提高输出转矩，提高了电机带负载能力；

(6)控制方法简单，容易实现，有利于实时环境应用；

该发明提出的控制方法使五相双励磁同步电机更适合工作在低速大转矩、高效宽调速、操作灵活的变速驱动系统领域。

附图说明

图1是本发明一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法的流程图；

图2是本发明最大转矩铜耗比协调控制策略框图；

图3是本发明一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法所用模型的系统框图；

图4是本发明一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法的结构框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法的系统框图如图3所示，该控制系统由交流电源、调压器、整流电路、稳压电容、电枢与励磁驱动电路、主功率变换器、励磁功率变换器、电流和电压传感器、五相双励磁同步电机、光电编码器、DSP控制器等组成。

交流电源给整个系统供电，经过整流电路整流后，然后进行滤波、稳压送到主、励磁功率变换器，由霍尔电压传感器采集母线电压，调理后送入控制器。主、励磁功率变换器的输出端接五相双励磁同步电机，霍尔电流互感器采集相电流和励磁电流，调理后送入DSP控制器；光电编码器采集转子位置信号，处理后送入控制器计算转子位置角与角速度。控制器输出10路开关信号驱动主功率变换器，经过励磁脉宽调制模块输出4路脉冲宽度信号驱动励磁功率变换器。

一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，结合图1、图2、图4所示，具体按照以下步骤实施：

步骤1：从电机主电路采集五相电流i_A、i_B、i_C、i_D、i_E和励磁电流i_f，逆变器母线电压U_dc和励磁电压U_f，，对电机位置进行初始位置检测，将编码器采集到的信号送入控制器进行处理后得到电机转子位置角θ和转速n；

步骤2：将步骤1采集得到的相电流i_A、i_B、i_C、i_D、i_E经A/D转换后，然后进行坐标变换得到两相旋转坐标系下关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流i_d1与i_d3、q轴电流i_q1与i_q3；

步骤3：判断电机运行区域，当电机运行于低速区时，根据电磁转矩方程约束条件，利用拉格朗日乘数法寻找铜耗的最小值，计算得到关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值。

当电机运行于中速区时，由于没有弱磁或增磁的需要，采用励磁电流为零的简单控制，根据拉格朗日方程求得铜耗的最小值，计算得到中速区关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值。

当电机运行于高速区时，电机反电势接近母线电压，为了同时满足负载转矩与逆变器输出电压的限制，即满足转矩方程和电压方程的约束条件下，建立拉格朗日方程，求得铜耗的最小值，计算得到关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值。

步骤3计算低速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

五相双励磁同步电机在dq参考坐标系下的数学模型为：

磁链方程：

电压方程：

电磁转矩方程：

其中，脚标“1”和“3”分别代表基波平面和三次谐波平面成分，ψ_d1、ψ_d3为定子d轴磁链，ψ_q1、ψ_q3为定子q轴磁链，ψ_m1、ψ_m3为永磁磁链幅值，ψ_mf1、ψ_mf3为励磁绕组磁链幅值；L_d1、L_d3为d轴电感，L_q1、L_q3为q轴电感，L_f1、L_f3为励磁绕组电感，M_f1、M_f3为电枢与励磁绕组之间的互感；i_d1、i_d3为d轴电流，i_q1、i_q3为q轴电流，i_f1、i_f3为励磁绕组电流，ω_e为电角速度；u_d1、u_d3为d轴电压，u_q1、u_q3为q轴电压，u_f1、u_f3为励磁绕组电压，R_s为电枢绕组电阻，R_f为励磁绕组电阻；T_e1、T_e3为电磁转矩，p为电机极对数。

步骤3计算低速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

将电机的铜耗p_cu表示为d轴电流、q轴电流和励磁电流的函数，如下所示：

电机运行转速小于额定转速时，由于dq轴电感不同产生的磁阻力矩相比于总转矩很小，所以在此速度范围内采用d轴电流为零的控制方法来实现简单有效的运行，将总转矩方程(3)改写为

同时，将铜耗方程(4)改写为：

电机运行在低速区时，基于式(5)的电磁转矩方程约束条件，建立如下所示拉格朗日函数：

将式(7)分别对i_q1、i_q3、i_f1、i_f3、λ₁和λ₃求导，可得：

令上式

得到如下所示的低速区参考电流：

其中，

k₅＝k₁M_f1 ²，k₆＝2k₁ψ_m1M_f1+k₂M_f1 ²，

k₉＝k₅M_f3 ²，k₁₀＝2k₃ψ_m3M_f3+k₄M_f3 ²，

T₀₁＝(2T_e1/5p)²，T₀₃＝(2T_e3/15p)²

式(9)中的最后两个方程为一元四次方程，通过求解方程中的i_fref1与i_fref3，带入函数表达式可解除d、q轴参考电流。

步骤3计算中速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

电机的运行转速超过额定转速而又低于弱磁基速时，若继续使用低速区的控制方式，q轴电流明显上升，铜耗无法达到最小。这时候需要充分考虑磁阻转矩，又此阶段没有增弱磁的需求，因此为简化控制采用励磁电流为零，利用转矩电流最大比控制，中速区铜耗方程为

将总转矩方程(3)改写为

电机运行在中速区时，基于电磁转矩方程约束条件，建立如下所示拉格朗日函数：

将式(12)分别对i_d1、i_d3、i_q1、i_q3、λ₁和λ₃求导，可得：

令上式

得到如下所示的中速区参考电流：

步骤3计算高速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

电机运行转速达到弱磁基速时，电机反电势接近母线电压，受电机输入电压和电流的限制，通过弱磁控制削弱电机的气隙磁场，电机的电压极限与电流极限方程如下所示：

式中，u_sN1、u_sN3分别为基波平面与三次谐波平面的电机额定电压，i_sN1、i_sN3分别为基波平面与三次谐波平面的电机额定电压，U_dc为直流母线电压；u_d1、u_d3分别为基波平面与三次谐波平面的d轴电压，u_q1、u_q3分别为基波平面与三次谐波平面的q轴电压，

高速稳态运行时，忽略电枢绕组上的压降，式(2)重写为：

由式(15)和(16)，可得电压极限方程为：

电机运行在高速区时，在此范围内，dq轴电感之间的差值产生的磁阻力矩不容忽视，所以根据转矩方程(3)和电压方程约束条件(17)，建立如下拉格朗日函数：

将式(18)分别对i_d1、i_d3、i_q1、i_q3、i_f1、i_f3、λ₁、λ₂、λ₃和λ₄求导

令上式

电机运行在高速区时，式(19)中第8、10个方程中(L_q1i_q1)²、(L_q3i_q3)²较小，可以忽略，得到如下所示的高速区参考电流：

其中，

k₇＝(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)[(k₁L_d1+M_f1)(k₁(L_d1-L_q1)+M_f1)]

k₈＝{(k₁(L_d1-L_q1)+M_f1)[5k₂R_sM_f1+(k₂L_d1+ψ_m1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)]

+(k₁L_d1+M_f1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]}

k₉＝{5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₁(L_d1-L_q1)+M_f1]

+(k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1)[5k₂R_sM_f1+(k₂L_d1+ψ_m1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)]}

k₁₀＝5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]

k₁₃＝(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)[(k₃L_d3+M_f3)(k₃(L_d3-L_q3)+M_f3)]

k₁₄＝{(k₃(L_d3-L_q3)+M_f3)[5k₄R_sM_f3+(k₄L_d3+ψ_m3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)]

+(k₃L_d3+M_f3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)[k₄(L_d3-L_q3)+ψ_m3]}

k₁₅＝{5k₄R_sM_f3(k₄L_d3+ψ_m3)[k₃(L_d3-L_q3)+M_f3]

+(k₄(L_d3-L_q3)+ψ_m3)[5k₄R_sM_f3+(k₄L_d3+ψ_m3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)]}

k₁₆＝5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]

通过下式求出参考励磁电流i_fref1、i_fref3：

步骤4：通过步骤3，将最大转矩铜耗比协调控制策略产生的d轴参考电流，q轴参考电流分别送入PI调节模块后进行比例积分运算，分别获得在基波平面与三次谐波平面的d轴电压与q轴电压，然后将d轴电压与q轴电压进行旋转正交-静止两相变换后，获得静止两相坐标系下α轴电压和β轴电压，再通过空间矢量脉冲宽度调制模块后输出10路脉冲宽度调制信号，从而驱动主功率变换器工作；同时步骤1得到的励磁电流i_f，经跟随、滤波、偏置与A/D转换后和励磁电流参考值一起送入直流励磁脉宽调制模块，然后输出4路脉冲宽度信号来驱动励磁功率变换器。

现有混合励磁同步电机与多相电机矢量控制与直接转矩控制方法中，由于要兼顾谐波平面的影响，相电流要注入谐波电流电机的铜耗会增加，因此控制策略有必要考虑谐波电流对于损耗的影响，又存在电机与逆变器输出能力低、高速区损耗大，等问题。本发明的有益效果是，一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，通过定子电枢电流交直轴解耦与励磁电流的协调控制，能够实现电机在全速度范围内保持铜耗最小的高效运行策略，包括三次谐波电流的注入对损耗的影响有更全面的研究；能进行全速度区范围的的平稳切换，综合利用电枢电流和励磁电流对转矩与磁场的调节作用，提升了电机的综合性能。多相系统具有更高的自由度，应用于电动汽车易实现输出转矩大，效率高以及调速范围宽。在整个运行区域，驱动系统都具有更强的鲁棒性、较快的动态响应。

该发明提出的控制方法使五相双励磁同步电机更适合工作在低速大转矩、高效宽调速、操作灵活的变速驱动系统领域。

Claims (5)

1.一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1、从五相双励磁同步电机主电路采集五相电流i_A、i_B、i_C、i_D、i_E和励磁电流i_f，逆变器母线电压U_dc和励磁电压U_f，，对电机位置进行初始位置检测，将编码器采集到的信号送入控制器进行处理后得到电机转子位置角θ和转速n；

步骤2：将步骤1采集得到的相电流i_A、i_B、i_C、i_D、i_E经A/D转换后，然后进行坐标变换分别得到两相旋转坐标系下关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流i_d1与i_d3、q轴电流i_q1与i_q3；

步骤3：判断电机运行区域，当电机运行于低速区时，利用拉格朗日乘数法寻找铜耗的最小值，计算得到低速区关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值；

当电机运行于中速区时，采用励磁电流为零的简单控制，根据拉格朗日方程求得铜耗的最小值，计算得到中速区关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值；

当电机运行于高速区时，建立拉格朗日方程，求得铜耗的最小值，计算得到高速区关于基波平面与三次谐波平面对应的定子d轴电流、q轴电流和励磁电流参考值；

步骤4：通过步骤3，将最大转矩铜耗比协调控制策略产生的d轴参考电流，q轴参考电流分别送入PI调节模块后进行比例积分运算，分别获得在基波平面与三次谐波平面的d轴电压与q轴电压，然后将d轴电压与q轴电压进行旋转正交-静止两相变换后，获得静止两相坐标系下α轴电压和β轴电压，再通过空间矢量脉冲宽度调制模块后输出10路脉冲宽度调制信号，从而驱动主功率变换器工作；同时步骤1得到的励磁电流i_f，经跟随、滤波、偏置与A/D转换后和励磁电流参考值一起送入直流励磁脉宽调制模块，然后输出4路脉冲宽度信号来驱动励磁功率变换器。

2.根据权利要求1所述的一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，其特征在于，所述步骤1中，

五相双励磁同步电机在两相旋转坐标系下的数学模型为：

磁链方程：

电压方程：

电磁转矩方程：

其中，脚标“1”和“3”分别代表基波平面和三次谐波平面成分，ψ_d1、ψ_d3为定子d轴磁链，ψ_q1、ψ_q3为定子q轴磁链，ψ_m1、ψ_m3为永磁磁链幅值，ψ_mf1、ψ_mf3为励磁绕组磁链幅值；L_d1、L_d3为d轴电感，L_q1、L_q3为q轴电感，L_f1、L_f3为励磁绕组电感，M_f1、M_f3为电枢与励磁绕组之间的互感；i_d1、i_d3为d轴电流，i_q1、i_q3为q轴电流，i_f1、i_f3为励磁绕组电流，ω_e为电角速度；u_d1、u_d3为d轴电压，u_q1、u_q3为q轴电压，u_f1、u_f3为励磁绕组电压，R_s为电枢绕组电阻，R_f为励磁绕组电阻；T_e1、T_e3为电磁转矩，p为电机极对数。

3.根据权利要求2所述的一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，其特征在于，所述步骤3中，

计算低速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

将电机的铜耗p_cu表示为d轴电流、q轴电流和励磁电流的函数，如下所示：

电机运行转速小于额定转速时，将总转矩方程(3)改写为

同时，将铜耗方程(4)改写为：

电机运行在低速区时，基于式(5)的电磁转矩方程约束条件，建立如下所示拉格朗日函数：

将式(7)分别对i_q1、i_q3、i_f1、i_f3、λ₁和λ₃求导，可得：

令上式

得到如下所示的低速区参考电流：

其中，

k₅＝k₁M_f1 ²，k₆＝2k₁ψ_m1M_f1+k₂M_f1 ²，

k₉＝k₅M_f3 ²，k₁₀＝2k₃ψ_m3M_f3+k₄M_f3 ²，

T₀₁＝(2T_e1/5p)²，T₀₃＝(2T_e3/15p)²

式(9)中的最后两个方程为一元四次方程，通过求解方程中的i_fref1与i_fref3，带入函数表达式可解除d、q轴参考电流。

4.根据权利要求3所述的一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，其特征在于，所述步骤3中，计算中速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

利用转矩电流最大比控制，中速区铜耗方程为

将总转矩方程(3)改写为

电机运行在中速区时，基于电磁转矩方程约束条件，建立如下所示拉格朗日函数：

将式(12)分别对i_d1、i_d3、i_q1、i_q3、λ₁和λ₃求导，可得：

令上式

得到如下所示的中速区参考电流：

5.根据权利要求4所述的一种五相双励磁同步电机最大转矩铜耗比协调控制方法，其特征在于，所述步骤3中，计算高速区d轴参考电流、q轴参考电流和励磁电流参考值的方法如下：

电机的电压极限与电流极限方程如下所示：

式中，u_sN1、u_sN3分别为基波平面与三次谐波平面的电机额定电压，i_sN1、i_sN3分别为基波平面与三次谐波平面的电机额定电压，U_dc为直流母线电压；u_d1、u_d3分别为基波平面与三次谐波平面的d轴电压，u_q1、u_q3分别为基波平面与三次谐波平面的q轴电压，

高速稳态运行时，忽略电枢绕组上的压降，式(2)重写为：

由式(15)和(16)，可得电压极限方程为：

电机运行在高速区时，在此范围内，dq轴电感之间的差值产生的磁阻力矩不容忽视，所以根据转矩方程(3)和电压方程约束条件(17)，建立如下拉格朗日函数：

将式(18)分别对i_d1、i_d3、i_q1、i_q3、i_f1、i_f3、λ₁、λ₂、λ₃和λ₄求导

令上式

电机运行在高速区时，式(19)中第8、10个方程中(L_q1i_q1)²、(L_q3i_q3)²较小，可以忽略，得到如下所示的高速区参考电流：

其中，

k₇＝(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)[(k₁L_d1+M_f1)(k₁(L_d1-L_q1)+M_f1)]

k₈＝{(k₁(L_d1-L_q1)+M_f1)[5k₂R_sM_f1+(k₂L_d1+ψ_m1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)]+(k₁L_d1+M_f1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]}

k₉＝{5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₁(L_d1-L_q1)+M_f1]+(k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1)[5k₂R_sM_f1+(k₂L_d1+ψ_m1)(5k₁R_sM_f1-2R_fL_d1)]}

k₁₀＝5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]

k₁₃＝(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)[(k₃L_d3+M_f3)(k₃(L_d3-L_q3)+M_f3)]

k₁₄＝{(k₃(L_d3-L_q3)+M_f3)[5k₄R_sM_f3+(k₄L_d3+ψ_m3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)]+(k₃L_d3+M_f3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)[k₄(L_d3-L_q3)+ψ_m3]}

k₁₅＝{5k₄R_sM_f3(k₄L_d3+ψ_m3)[k₃(L_d3-L_q3)+M_f3]+(k₄(L_d3-L_q3)+ψ_m3)[5k₄R_sM_f3+(k₄L_d3+ψ_m3)(5k₃R_sM_f3-2R_fL_d3)]}

k₁₆＝5k₂R_sM_f1(k₂L_d1+ψ_m1)[k₂(L_d1-L_q1)+ψ_m1]

通过下式求出参考励磁电流i_fref1、i_fref3：

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