CN114326400B - 一种一阶线性自抗扰控制系统及其参数整定方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种一阶线性自抗扰控制系统及其参数整定方法，本发明的一阶线性自抗扰控制系统，相比于现有的一阶线性自抗扰控制系统，需要整定的参数由4个减少为2个，简化了参数整定过程，缩短了参数整定时间。本发明的一阶线性自抗扰控制系统的参数整定方法，分别针对一阶惯性系统、一阶惯性延迟系统以及无超调的高阶惯性系统提出了参数整定最优公式，采用本发明参数整定方法进行控制的控制效果与传统PI控制方法相比，对于无延迟对象，本发明的控制效果全方位优于传统PI控制方法，对于一阶惯性延迟系统以及无超调的高阶惯性系统，本发明的控制效果与传统PI控制方法基本相同。

Description

一种一阶线性自抗扰控制系统及其参数整定方法

技术领域：

本发明属于自动化技术领域，具体涉及一种一阶线性自抗扰控制系统及其参数整定方法。

背景技术：

在自抗扰控制技术领域中，目前广泛使用的低阶线性自抗扰控制器通常是一阶线性自抗 扰控制系统和二阶线性自抗扰控制系统。由于一阶线性自抗扰控制系统比二阶线性自抗扰控 制系统使用更简单，调节参数更少，使用一阶线性自抗扰控制系统又比二阶线性自抗扰控制 系统更广泛。

在一阶线性自抗扰控制系统的实际应用中，最大问题在于参数整定，目前对于一阶线性 自抗扰控制系统的参数整定方法较为繁琐，需要整定的参数较多，并且缺少一阶线性自抗扰 控制系统对于延迟对象，以及一阶线性自抗扰控制系统控制高阶对象的参数整定方法的研究。

发明内容：

为解决现有技术中存在的问题，本发明提供一种一阶线性自抗扰控制系统的参数整定方 法，本发明的另一目的在于提供一种一阶线性自抗扰控制系统。

本发明的技术方案如下：

一阶线性自抗扰控制系统的参数整定方法，包括以下步骤：

1)基于所述线性一阶自抗扰控制器在被控对象的控制系统上进行控制逻辑组态；包括定 义线性误差反馈律的带宽ω_c与扩张状态观测器的带宽ω₀之比为λ和一阶线性自抗扰控制器 的带宽为ω_A，其中，

则ω_c＝(1+2λ)ω_A，

2)获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T和延迟时间τ，并进一步获取λ的取值、扩张状态观测器的控制量增益b₀的取值和一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A的取值；

3)计算出扩张状态观测器的参数β₁，β₂和线性误差反馈控制律的参数k₁，最后将β₁，β₂， b₀，k₁设置到控制逻辑组态中，并投入运行；

其中，k₁＝ω_c＝(1+2λ)ω_A，

优选地，步骤2中，对于被控对象为一阶惯性无延迟系统，其传递函数为

先获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T，该被控对象的延迟时间τ＝0；再设置该被控对象对应的λ值，λ的取值范围为λ＞0；

进而计算出一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A和扩张状态观测器的控制量增益b₀；其中，

和

优选地，λ＝0.1。

优选地，所述获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T的具体步骤如下：

现场采用飞升曲线法获取多工况下被控对象的稳态增益K的变化范围[K_min，K_max]以及惯 性时间T的变化范围[T_min，T_max]；

多工况下被控对象的稳态增益K以及惯性时间T按如下方法获取：

T在0.5T_max和T_min取较大值，

优选地，步骤2中，对于被控对象为一阶惯性延迟系统，其传递函数为：

则现场采用飞升曲线法获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T和延迟时间τ；

再计算出一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A，

设置λ的初值；λ的初值取值范围为λ＞0；

令b₀的初值为

自初值逐渐减小b₀，使得闭环控制满足系统超调量小于等 于5％；b₀的取值范围为

优选地，步骤2中，对于被控对象为无超调的高阶惯性系统，通过现场采用飞升曲线法 或通过对传递函数进行化简的方法获取该被控对象的稳态增益K、惯性时间T₁和延迟时间τ₁；

再计算出一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A，

设置λ的初值；λ的初值取值范围为λ＞0；

令b₀的初值为

自初值逐渐减小b₀，使得闭环控制满足系统超调量小于等 于5％；b₀的取值范围为

优选地，所述被控对象对应的λ的初值为10。

一种一阶线性自抗扰控制系统，包括被控对象和一阶线性自抗扰控制器，所述一阶线性 自抗扰控制器包括扩张状态观测器、线性误差反馈控制律和自抗扰总扰动补偿律；

定义线性误差反馈律的带宽ω_c与扩张状态观测器的带宽ω₀之比为λ，

定义一阶线性自抗扰控制器的带宽为ω_A，令

则误差反馈控制律带宽ω_c＝(1+2λ)ω_A；

扩张状态观测器参数带宽

优选地，所述扩张状态观测器表达式为：

式中，u为被控对象的输入；y为被控对象的输出；z_i为扩张状态观测器的输出，i＝1，2；

其中，

ω₀为扩张状态观测器的带宽，b₀是扩张状态观测器的控制量增益；β_i为扩张状态观测器 的参数，i＝1，2，

所述线性误差反馈控制律表达式为：u₀＝k₁(v₀-z₁)；

式中，v₀为设定值；k₁为线性误差反馈控制律的参数，k₁＝ω_c＝(1+2λ)ω_A；ω_c为线性误 差反馈律的带宽；

所述自抗扰总扰动补偿律表达式为：u＝(u₀-z₂)/b₀。

本发明相比于现有技术具有如下有益效果：

本发明提供一种一阶线性自抗扰控制系统，相比于现有的一阶线性自抗扰控制系统需要 整定的参数{β₁，β₂，b₀，k₁}，本发明的一阶线性自抗扰控制系统需要整定的参数只有{ω_A， b₀}，需要整定的参数由4个减少为2个，简化了参数整定过程，缩短了参数整定时间。

本发明提供一种一阶线性自抗扰控制系统的参数整定方法，该参数整定方法分别针对一 阶惯性系统、一阶惯性延迟系统以及无超调的高阶惯性系统提出了参数整定最优公式，采用 本发明参数整定方法进行控制的控制效果与传统PI控制方法相比，对于无延迟对象，本发明 的控制效果全方位优于传统PI控制方法，对于一阶惯性延迟系统以及无超调的高阶惯性系统， 本发明的控制效果与传统PI控制方法基本相同。

本发明适用于工业过程控制领域，尤其适用于火电厂、电机、石油化工，冶金钢铁以及 汽车自动驾驶等过程控制领域。

附图说明：

图1为一阶线性自抗扰控制系统的系统框图；

图2为一阶惯性无延迟系统

整定参数为b₀＝1，λ＝0.1，ω_A＝1的闭环阶跃 响应曲线图；

图3为一阶惯性无延迟系统

整定参数λ分别取0.1、1和10对应的闭环阶跃 响应曲线图；

图4为一阶惯性无延迟系统

稳态增益

分别取1、5、10和20对应的闭环 阶跃阶跃响应曲线图；

图5为一阶惯性无延迟系统的根轨迹图；

图6为图5的放大示意图；

图7为一阶惯性无延迟系统

整定参数b₀＝1，ω_A＝1，选λ＝0.1的闭环阶 跃响应曲线图；

图8为采用本发明控制系统及参数整定方法，当被控对象K＝1时，T分别为0.2、1和2 的闭环阶跃响应曲线图；

图9为采用传统PI控制方法，当被控对象K＝1时，T分别为0.2、1和2的闭环阶跃响应曲线图；

图10为采用本发明控制系统及参数整定方法，当被控对象K＝1.5时，T分别为0.2、1 和2的闭环阶跃响应曲线图；

图11为采用传统PI控制方法，当被控对象K＝1.5时，T分别为0.2、1和2的闭环阶跃响应曲线图；

图12为采用本发明控制系统及参数整定方法，当被控对象K＝0.5时，T分别为0.2、1 和2的闭环阶跃响应曲线图；

图13为采用传统PI控制方法，当被控对象K＝0.5时，T分别为0.2、1和2的闭环阶跃响应曲线图；

图14为采用本发明控制系统及参数整定方法，b₀分别取11.5、12和13.7时的闭环阶跃 响应曲线图；

图15为本发明控制系统及参数整定方法在λ分别取0.1、1和10时与传统PI控制方法的 控制效果对比图；

图16为机组的过热汽温模型和过热汽温简化模型的开环阶跃响应示意图；

图17为采用本发明控制系统及参数整定方法在λ＝0.1时过热汽温模型和过热汽温简化 模型的闭环阶跃响应曲线图；

图18为采用本发明控制系统及参数整定方法在λ＝10时过热汽温模型和过热汽温简化模 型的闭环阶跃响应曲线图。

具体实施方式：

实施例一：

本例的一种一阶线性自抗扰控制系统，如图1所示，包括被控对象和一阶线性自抗扰控 制器，一阶线性自抗扰控制器包括扩张状态观测器、线性误差反馈控制律和自抗扰总扰动补 偿律。

定义线性误差反馈律的带宽ω_c与扩张状态观测器的带宽ω₀之比为λ，

定义一阶线性自抗扰控制器的带宽为ω_A，令

则误差反馈控制律带宽ω_c＝(1+2λ)ω_A；

扩张状态观测器带宽

实施例二：

本例的进一步设计在于：本例中，扩张状态观测器表达式为：

式中，u为被控对象的输入；y为被控对象的输出；z_i为扩张状态观测器的输出，i＝1，2；

其中，

ω₀为扩张状态观测器的带宽；b₀是扩张状态观测器的控制量增益；β_i为扩张状态观测器 的参数，i＝1，2，

线性误差反馈控制律表达式为：u₀＝k₁(v₀-z₁)；

式中，v₀为设定值；k₁为线性误差反馈控制律的参数，k₁＝ω_c＝(1+2λ)ω_A；ω_c为线性误 差反馈律的带宽；

自抗扰总扰动补偿律表达式为：u＝(u₀-z₂)/b₀。

实施例三：

本例的一种一阶线性自抗扰控制系统的参数整定方法，包括以下步骤：

1)基于线性一阶自抗扰控制器在被控对象的控制系统上进行控制逻辑组态；包括定义线 性误差反馈律的带宽ω_c与扩张状态观测器的带宽ω₀之比为λ和一阶线性自抗扰控制器的带 宽为ω_A，其中，

则ω_c＝(1+2λ)ω_A，

被控对象的 控制系统包括DCS系统和PLC系统。

2)获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T和延迟时间τ，并进一步获取λ的取值、扩张状态观测器的控制量增益b₀和一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A；

3)计算出扩张状态观测器的参数β₁，β₂和线性误差反馈控制律的参数k₁，最后将β₁，β₂， b₀，k₁设置到控制逻辑组态中，并投入运行；

其中，k₁＝ω_c＝(1+2λ)ω_A，

实施例四：

本例被控对象为一阶惯性无延迟系统对象模型，其传递函数为

该 被控对象的延迟时间τ＝0；

此对象模型使用一阶线性ADRC控制系统来控制，一阶线性ADRC的微分方程和状态反 馈见实施例二。

一阶线性ADRC按传递函数展开后，有u＝G_v(s)v₀-G_y(s)y，

其中

ω_c为线性误差反馈律的带宽，ω₀为扩张状态观测器的带宽，b₀为扩张状态观测器的控制 量增益；

线性ADRC和控制对象组合后的闭环传递函数是

其闭环特征方程

当对象是定常系数，如果令

那么G_y(s)零点和对象极点对消，可以简 化闭环特征方程。

如果再令

可以推出ω_c＝(1+2λ)ω_A，

受此启发，一阶线性ADRC的参数由{β₁，β₂，b₀，k₁}变为{ω₀，b₀，ω_c}，再变为{ω_A，λ，b₀}。而

可以看作一个常数，只要λ＞0即可。因此，一阶线性ADRC实际只需 要调节两个参数{ω_A，b₀}。

同时，也可以获得一阶线性ADRC的一组整定参数为

本例以一阶惯性无延迟标幺系统

为被控对象，该被控对象的稳态增益和惯性 时间分别为：K＝1，T＝1，采用本发明的参数整定方法获取的一阶线性ADRC整定参数分别 为b₀＝1，ω_A＝1，令λ＝0.1，可以获得ω_c＝1.2，ω₀＝12，进而推出k₁＝1.2，β₁＝24，β₂＝144。 其闭环阶跃响应曲线如图2所示，由图2可知，开环响应和闭环响应基本重合，响应时间大 约3秒。

实施例五：

本例对实施例四中的被控对象进行模拟仿真，改变一阶线性ADRC整定参数中λ的取值， λ分别取0.1、1和10，其他整定参数不变，其闭环阶跃响应曲线如图3所示，由图3可知， λ≤1曲线比较理想，λ＞1虽然在调节时间上快一点，但曲线不是单调光滑的，有曲折。考虑 到鲁棒性要求，优选λ＝0.1

实施例六：

当一阶线性ADRC参数定常，能控制性能好的对象之范围。

不失一般性，假设在对象

时，我们确定一阶线性ADRC参数为

λ＝0.1。

当考虑对象参数K、T变化时，将对象表示为

以下讨论

和

的变化范围：

闭环传递函数是

又由于

代入

λ＝0.1，整理得

对于标幺控制对象

T＝1，K＝1，采用本发明的参数整定方法获取的一阶线 性ADRC整定参数分别为

λ＝0.1。

仅仅改变对象的稳态增益，则

令稳态增益

分别取1、5、10、20，对应得 到的闭环阶跃响应曲线图如图4所示。

由图4可知，虽然闭环阶跃响应没有超调，但在初始阶段随着稳态增益

的增大，有振 荡，通常要求

不超过10K，即

于是

都满足要求。

转换后：

对上式进行时间尺度变换，将Ts变换为s，则得：

让

保持不变，即

令

代入得：

即可画出随增益K变化的根轨迹图，如图5所示，获得K的范围，由于

同时获得

的范围。

由于决定闭环响应的极点主要为最靠近原点的一对共轭复数，根轨迹在远点附近的放大 示意图如图6所示。

阻尼比大于0.707的最小

此时闭环响应曲线最大超调量不超过5％，因此

都满足闭环响应曲线最大超调量不超过5％。

对于被控对象

采用本发明的参数整定方法获取的一阶线性ADRC参数b₀＝1，ω_A＝1，选λ＝0.1，则ω_c＝1.2，ω₀＝12，其闭环阶跃响应曲线如图7所示，系统超调 4.51％，和上述根轨迹的推导结果相似。

总结：如果

代表控制对象的惯性时间变慢了，此时选择

相当于用快的 控制器控制慢的控制过程，导致超调的发生；反之

代表控制对象的惯性时间变快了， 此时选择

相当于用慢的控制器控制快的控制过程，导致闭环的调节时间慢于开环的 调节时间。

因此一阶线性ADRC的参数

λ＝0.1，能控制的一阶对象的参数的 范围：当稳态增益不变时惯性时间在(0.1T，4.5T)范围，当惯性时间不变时稳态增益在(0， 10K)范围，两者都变时的最佳范围：惯性时间在(0.5T，2T)范围且稳态增益在(0，5K)范围。

现场采用飞升曲线法获取多工况下被控对象的稳态增益K的变化范围[K_min，K_max]以及惯 性时间T的变化范围[T_min，T_max]；

多工况下被控对象的稳态增益K以及惯性时间T按如下方法获取：

T在0.5T_max和T_min取较大值，

实际上

实施例七：

本例以标幺对象

为被控对象，分别采用本发明的控制系统及参数整定方法 以及传统PI控制方法对该对象进行模拟仿真，对比两种方法下的控制效果，具体模拟仿真过 程如下：

采用本发明参数整定方法获取的一阶ADRC整定参数分别为b₀＝1， λ＝0.1，ω_c＝1.2，ω₀＝12。采用传统PI控制方法参数为ω_c＝1，k_P＝1。

采用本发明控制系统及参数整定方法，当被控对象K＝1时，T分别为0.2，1，2的闭环 阶跃响应曲线图如图8所示。

采用传统PI控制方法，当被控对象K＝1时，T分别为0.2，1，2的闭环阶跃响应曲线图 如图9所示。

采用本发明控制系统及参数整定方法，当被控对象K＝1.5时，T分别为0.2，1，2的闭环 阶跃响应曲线图如图10所示。

采用传统PI控制方法，当被控对象K＝1.5时，T分别为0.2，1，2的闭环阶跃响应曲线 图如图11所示。

采用本发明控制系统及参数整定方法，当被控对象K＝0.5时，T分别为0.2，1，2的闭环 阶跃响应曲线图如图12所示。

采用传统PI控制方法，当被控对象K＝0.5时，T分别为0.2，1，2的闭环阶跃响应曲线 图如图13所示。

对图8～图13分析可知，传统PI控制方法受对象参数影响明显，在快速系统里，调节时 间明显变慢，在慢速系统里，又有超调。

将采用本发明控制系统及参数整定方法和传统PI控制方法对比，可以发现，采用本发明 控制系统及参数整定方法的鲁棒性明显强于传统PI控制方法，T参数变化22.5倍(0.2T到 4.5T)，K参数变化±50％，一阶线性ADRC的闭环响应基本无超调，且调节时间始终在3秒 左右。

实施例八：

本例对于被控对象为一阶惯性延迟系统对象模型(单容对象)进行分析，其传递函数为：

该对象模型通常使用一阶线性ADRC控制系统进行控制。

闭环特征方程

当对象是定常系数，如果G_y(s)和对象可以零极点对消，那么即

可以得到此时 闭环特征方程变为

设

为开环增益可以画出根轨迹图，根据根轨迹，如果对象是自衡系统，且控制器 安排的极点也在负半平面，第一个到达虚轴的根的增益值，就是稳定性的条件。

用s＝jω代入，可以得

推导出两个方程

下式可以求出

这是一个超越方程，ω没有代数解，但当参数已知 的话，可以求出ω数值解。从下式，还可以得到：

代入上式有

为闭环稳定性的充分条件。充要条件是

但由 于

需要通过求解超越方程

来获得τω的值，所以使用充分条件也足够。

一阶惯性延迟系统对象模型的稳态增益K、惯性时间T、λ的取值、扩张状态观测器的控 制量增益b₀和一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A按如下方法获取：

现场采用飞升曲线法获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T，同时获取被控对象的延 迟时间τ；

再计算出一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A，

设置λ的初值；λ的初值取值范围为λ＞0；本例中为了达到和PI控制器一样的闭环调节 时间，被控对象对应的λ的初值为10。

令b₀的初值为

自初值逐渐减小b₀，使得闭环控制满足系统超调量小于等 于5％；b₀的取值范围为

实施例九：

本例分别采用本发明的控制系统及参数整定方法以及传统PI控制方法控制对相同被控对 象进行模拟仿真控制，对比两种方法下的控制效果，具体模拟仿真过程如下：

首先以一阶惯性延迟系统

为被控对象进行模拟仿真，采用本发明的参数整 定方法获取的一阶ADRC整定参数为

如果令λ＝0.1，则ω_c＝1.2，ω₀＝12，可以求出 稳定性条件b₀＞6.857。

初值为2倍的稳定性条件，即b₀＝13.7。

再自初值逐渐减小b₀，依次取13.7、12和11.5，使得闭环控制满足系统超调量小于等于 5％，在时b₀＝11.5，超调4.81％，调节时间3.94秒，最后闭环阶跃响应曲线如图14所示。

采用传统PI控制方法对上述一阶惯性延迟系统

进行模拟仿真，传统PI控 制参数为ω_c＝1，k_P＝0.5，闭环阶跃响应曲线如图15所示，由图15可知，系统超调量4.05％， 调节时间3.36秒，比本发明的控制系统以及参数整定方法稍快一点，快了16％。

依次改变λ＝0.1、1、10，对应的b₀＝11.5，b₀＝5.7，b₀＝6.7，本发明控制系统及参数 整定方法与传统PI控制方法的闭环阶跃响应曲线图如图15所示，根据图15可知，本发明控 制系统及参数整定方法可以和传统PI控制方法具有相同的快速性。

实施例十：

对于被控对象为无超调的高阶惯性系统，其稳态增益K、惯性时间T、λ的取值、扩张状 态观测器的控制量增益b₀和一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A按如下方法获取：

首先通过现场采用飞升曲线法或通过对其传递函数进行化简获取该被控对象的稳态增益 K、惯性时间T₁，同时获取被控对象的延迟时间τ₁；其中对传递函数进行化简的具体方法如下：

无超调的高阶惯性对象的传递函数一般表达式为：

标幺化后为：

其中

为n阶系统的时间尺度，

为稳态增益。

其它系数关系

阶跃响应无超调的n阶系统可以简化为一阶惯性延迟系统：

式中，y为被控对象的输出；u为被控对象的输入；T为n阶被控对象的惯性时间常数， T₁为简化的一阶对象的惯性时间常数，K为被控对象的稳态增益，τ为简化的一阶对象的延迟 时间。

再计算出一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A，

设置λ的初值；λ的初值取值范围为λ＞0；本例中为了达到和PI控制器一样的闭环调节 时间，被控对象对应的λ的初值为10。

令b₀的初值为

自初值逐渐减小b₀，使得闭环控制满足系统超调量小于等 于5％；b₀的取值范围为

实施例十一：

本例基于本发明的控制系统及其参数整定方法，对某330MW循环流化床机组主汽温控 制系统进行自动控制，该机组的主汽温系统模型如下

其中，P₁(s)为导前区模型(℃/％)，P₂(s)为惰性区模型(℃/℃)。

则该系统近似5阶系统模型(过热汽温模型)和化简后的FOPTD模型(过热汽温简化模 型)分别如下：

其中参数：K＝-2.51，T＝80，τ＝84.2。

该机组的过热汽温模型和过热汽温简化模型的开环阶跃响应如图16所示。

采用本发明的参数整定方法获取的整定参数为λ＝0.1，

调节b₀＝0.39，该系统 的闭环阶跃响应曲线如图17所示，闭环调节时间325秒。可见针对高阶对象，只要知道它的 一阶简化模型，就可以进行参数整定，并获得理想的闭环响应曲线。

采用本发明的参数整定方法获取的整定参数为λ＝10，

调节b₀＝0.23，该系统 的闭环阶跃响应曲线如图18所示，闭环调节时间271秒，快了16.6％。可见当λ＝10时，闭 环调节时间更快。

Claims (3)

1.一阶线性自抗扰控制系统的参数整定方法，其特征在于：包括以下步骤：

1)基于线性一阶自抗扰控制器在被控对象的控制系统上进行控制逻辑组态；包括定义线性误差反馈律的带宽ω_c与扩张状态观测器的带宽ω₀之比为λ和一阶线性自抗扰控制器的带宽为ω_A，其中，

则ω_c＝(1+2λ)ω_A，

2)获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T和延迟时间τ，并进一步获取λ的取值、扩张状态观测器的控制量增益b₀的取值和一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A的取值；

对于被控对象为一阶惯性无延迟系统，其传递函数为

先获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T，该被控对象的延迟时间τ＝0；再设置该被控对象对应的λ值，λ的取值范围为λ＞0；进而计算出一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A和扩张状态观测器的控制量增益b₀；其中，

和

对于被控对象为一阶惯性无延迟系统时，所述获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T的具体步骤如下：现场采用飞升曲线法获取多工况下被控对象的稳态增益K的变化范围[K_min，K_max]以及惯性时间T的变化范围[T_min，T_max]；多工况下被控对象的稳态增益K以及惯性时间T按如下方法获取：T在0.5T_max和T_min取较大值，

对于被控对象为一阶惯性延迟系统，其传递函数为：

则现场采用飞升曲线法获取被控对象的稳态增益K、惯性时间T和延迟时间τ；再计算出一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A，

设置λ的初值；λ的初值取值范围为λ＞0；令b₀的初值为

自初值逐渐减小b₀，使得闭环控制满足系统超调量小于等于5％；b₀的取值范围为

对于被控对象为无超调的高阶惯性系统，通过现场采用飞升曲线法或通过对传递函数进行化简的方法获取该被控对象的稳态增益K、惯性时间T₁和延迟时间τ₁；再计算出一阶线性自抗扰控制器的带宽ω_A，

设置λ的初值；λ的初值取值范围为λ＞0；令b₀的初值为

自初值逐渐减小b₀，使得闭环控制满足系统超调量小于等于5％；b₀的取值范围为

3)计算出扩张状态观测器的参数β₁，β₂和线性误差反馈控制律的参数k₁，最后将β₁，β₂，b₀，k₁设置到控制逻辑组态中，并投入运行；

其中，k₁＝ω_c＝(1+2λ)ω_A，

2.根据权利要求1所述的参数整定方法，其特征在于：对于被控对象为一阶惯性无延迟系统，λ＝0.1。

3.根据权利要求1所述的参数整定方法，其特征在于：对于被控对象为一阶惯性延迟系统或无超调的高阶惯性系统，λ的初值为10。

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