CN114285277B - 双向直流变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种双向直流变换器及其控制方法，通过控制器控制双向直流变换器中的开关管，减小了电感的感量，从而减小了电感的尺寸和成本，进而减小了整个双向直流变换器的体积和成本。双向直流变换器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、电容、电感和控制器，控制器与第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管连接。控制器可以对第一开关管和第三开关管进行互补控制，并对第二开关管和第四开关管进行互补控制。

Description

双向直流变换器及其控制方法
技术领域
本申请涉及能源技术领域，并且更具体地，涉及能源技术领域中的一种双向直流变换器及其控制方法。
背景技术
直流变换器是一种可以将一种电压等级的直流电变换成另一种电压等级的直流电的电力电子装置。直流变换器一般分为单向直流变换器和双向直流变换器。其中，单向直流变换器是一种功率只能单向传输的直流变换器，双向直流变换器是一种功率可以双向传输的直流变换器。
针对双向直流变换器，如何通过控制双向直流变换器中的开关管以减小双向直流变换器中电感的感量，从而减小电感的尺寸和成本成为亟需解决的技术问题。
发明内容
本申请提供了一种双向直流变换器及其控制方法，通过控制器对第一开关管和第三开关管进行互补控制，并对第二开关管和第四开关管进行互补控制，减小了电感的感量，从而减小了电感的尺寸和成本，进而减小了整个双向直流变换器的体积和成本。
第一方面，本申请提供了一种双向直流变换器，可以包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、电容、电感和控制器。
可选地，双向直流变换器可以包括第一直流端、第二直流端、第三直流端和第四直流端。
在一示例中，第一直流端和第二直流端可以构成双向直流变换器的输入端，且第三直流端和第四直流端可以构成双向直流变换器的输出端，于是，双向直流变换器可以通过四个直流端实现功率的正向传输。
在另一示例中，第三直流端和第四直流端可以构成双向直流变换器的输入端，且第一直流端和第二直流端可以构成双向直流变换器的输出端。于是，双向直流变换器可以通过四个直流端实现功率的逆向传输。
进一步地，电感的第一端可以用于连接第一直流端，电感的第二端可以用于连接第一节点；第一开关管的第一极可以用于连接第一节点，第一开关管的第二极可以用于连接第二节点；第二开关管的第一极可以用于连接第二节点，第二开关管的第二极可以用于连接第二直流端和第四直流端；第三开关管的第一极可以用于连接第一节点，第三开关管的第二极可以用于连接第三节点；第四开关管的第一极可以用于连接第三节点，第四开关管的第二极可以用于连接第三直流端；电容的第一端可以用于连接第三节点，电容的第二端可以用于连接第二节点；控制器可以用于与第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管连接。
根据上述连接关系，控制器可以用于：对第一开关管和第三开关管进行互补控制，并对第二开关管和第四开关管进行互补控制。
其中，互补控制可以用于指示两个互补控制的开关管不能同时导通或同时关断。例如，第一开关管和第三开关管不能同时导通或同时关断，第二开关管和第四开关管不能同时导通或同时关断。
也就是说，控制器可以控制第一开关管和第三开关管不同时导通或同时关断，控制器还可以控制第二开关管和第四开关管不同时导通或同时关断。
控制器还可以用于控制第二开关管的导通次数在同一周期内大于第一开关管的导通次数。也可以理解为：在一个周期内，控制器可以控制第二开关管的开关频率大于第一开关管的开关频率，进而可以减少第一开关管和第二开关管的损耗。
本申请中的控制器可以控制第二开关管的导通次数在同一周期内与第一开关管的导通次数不同，可以提高电感在一个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
在一种可能的实现方式中，在第一开关管的任一周期内，第一开关管的导通时刻和第二开关管的导通时刻之间可以存在延时。也就是说，第一开关管和第二开关管在任一周期内不同时导通。
进一步地，第一开关管的周期与第三开关管的周期可以相同。
在一种可能的实现方式中，控制器还用于：控制第四开关管的导通次数在同一周期段内大于第三开关管的导通次数，也可以理解为：在一个周期内，控制器可以控制第四开关管的开关频率大于第三开关管的开关频率，进而可以减少第三开关管和第四开关管的损耗。
可以理解的是，控制器控制第四开关管的导通次数在同一周期内与第三开关管的导通次数不同，同样可以提高电感在一个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
在一种可能的实现方式中，控制器用于：
发送第一驱动信号给第一开关管，发送第二驱动信号给第二开关管，发送第三驱动信号给第三开关管，并发送第四驱动信号给第四开关管。也就是说，控制器可以发送驱动信号给开关管，进而实现以实现对第一开关管和第三开关管的互补控制，并实现对第二开关管和第四开关管的互补控制。
示意性的，控制器发送第一驱动信号给第一开关管，用于控制第一开关管的导通与关断。可以理解的，第一驱动信号可以用于指示第一开关管导通，第一驱动信号也可以用于指示第一开关管关断。
同理，控制器发送第二驱动信号给第二开关管，用于控制第二开关管的导通与关断。可以理解的，第二驱动信号可以用于指示第二开关管导通，第二驱动信号也可以用于指示第二开关管关断。
控制器发送第三驱动信号给第三开关管，用于控制第三开关管的导通与关断。可以理解的，第三驱动信号可以用于指示第三开关管导通，第三驱动信号也可以用于指示第三开关管关断。
控制器发送第四驱动信号给第四开关管，用于控制第四开关管的导通与关断。可以理解的，第四驱动信号可以用于指示第四开关管导通，第四驱动信号也可以用于指示第四开关管关断。
可选地，当第一驱动信号为高电平时，第一开关管可以导通，当第一驱动信号为低电平时，第一开关管可以关断。
同理，当第三驱动信号为高电平时，第三开关管可以导通，当第三驱动信号为低电平时，第三开关管可以关断。
可以理解的是，第一驱动信号可以与第三驱动信号可以互补。也就是说，当第一驱动信号为高电平时，第三驱动信号可以为低电平。类似地，当第一驱动信号为低电平时，第三驱动信号可以为高电平。
需要说明的是，第一驱动信号的下降沿与第三驱动信号的上升沿之间存在延时间隔。也就是说，在延时间隔范围内，第一开关管和第三开关管同时关断。
可选地，当第二驱动信号为高电平时，第二开关管可以导通，当第二驱动信号为低电平时，第二开关管可以关断。
同理，当第四驱动信号为高电平时，第四开关管可以导通，当第四驱动信号为低电平时，第四开关管可以关断。
可以理解的是，第二驱动信号和第四驱动信号可以互补。也就是说，当第二驱动信号为高电平时，第四驱动信号可以为低电平。类似地，当第二驱动信号为低电平时，第四驱动信号可以为高电平。
可选地，由于在第一开关管的任一周期内，第一开关管的导通时刻和第二开关管的导通时刻之间可以存在延时。那么，在第一驱动信号的每个周期内，第二驱动信号中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿可以在第一驱动信号的下降沿之后。也就是说，第二驱动信号中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲与第一驱动信号之间存在延迟时间(即延时)。
类似地，在第三驱动信号的每个周期内，第四驱动信号中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿可以在第三驱动信号的下降沿之前。也就是说，第四驱动信号中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲与第三驱动信号之间存在延时。
在一种可能的实现方式中，第一开关管的周期与第三开关管的周期可以相同，可以想到，第一驱动信号的周期与第三驱动信号的周期可以相同。
进一步地，第二驱动信号在第一驱动信号的每个周期可以存在N个驱动脉冲，也就是说，第二驱动信号与第一驱动信号可以为不对称的两个驱动信号。
类似地，第四驱动信号在第三驱动信号的每个周期可以存在N个驱动脉冲，也就是说，第四驱动信号PWM与第三驱动信号PWM为不对称的两个驱动信号。
更进一步地，电感在第一驱动信号或者第三驱动信号的每个周期可以存在N+1个充放电周期，N为大于等于2的整数(如N大于3等)。
因此，电感在每个周期至少存在3个充放电周期，控制器通过提高电感在每个周期的充放电频率(即提频)，进而减小电感的感量，减小电感的体积和成本。
需要说明的是，第四驱动信号中N个驱动脉冲中的第一个脉冲的下降沿与第二驱动信号中N个驱动脉冲中的第一个脉冲的上升沿之间存在也延时间隔。在延时间隔范围内，第二开关管和第四开关管同时关断。
由于第二驱动信号在第一驱动信号的每个周期可以存在N个驱动脉冲，所以第二驱动信号的周期与第一驱动信号的周期不同。类似地，由于第四驱动信号在第三驱动信号的每个周期也可以存在N个驱动脉冲，所以第四驱动信号的周期与第三驱动信号的周期也不同。
本申请提供的双向直流变换器中，控制器可以给第一开关管和第二开关管发送不对称的第一驱动信号和第二驱动信号，并给第三开关管和第四开关管发送不对称的第三驱动信号和第四驱动信号，提高了电感在第一驱动信号或第三驱动信号的每个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
另外，本申请通过给第一开关管和第二开关管发送不对称的驱动信号，给第三开关管和第四开关管发送不对称的驱动信号，实现第一开关管的状态与第三开关管的状态相反 (即实现第一开关管与第三开关管的互补)，并实现第二开关管的状态与第四开关管的状态相反(即实现第二开关管与第四开关管的互补)。进而实现第一开关管和第二开关管所在的支路与第三开关管和第四开关管所在的支路之间(即两条支路之间)的电流共享或互补，以使电容的电压保持稳定。
在一种可能的实现方式中，第二驱动信号中的N个驱动脉冲可以在第一驱动信号每个周期的低电平时段。
当然，第二驱动信号中的N个驱动脉冲也可以在第一驱动信号每个周期的高电平时段。或者，第二驱动信号中的N个驱动脉冲可以分为第一部分驱动脉冲和第二部分驱动脉冲，其中第一部分驱动脉冲可以在第一驱动信号每个周期的低电平时段，第二部分驱动脉冲可以在第一驱动信号的每个周期的高电平时段，本申请对此不做限定。
在另一种可能的实现方式中，第四驱动信号的N个驱动脉冲可以分为第一部分驱动脉冲和第二部分驱动脉冲。其中第一部分驱动脉冲可以在第三驱动信号每个周期的低电平时段，第二部分驱动脉冲可以在第三驱动信号每个周期的高电平时段。
当然，第四驱动信号的N个驱动脉冲可以都在第三驱动信号每个周期的低电平时段，或者可以都在第三驱动信号每个周期的高电平时段，本申请对此不做限定。
可选地，第二驱动信号或者第四驱动信号的N个驱动脉冲中至少两个驱动脉冲对应的频率可以不相同。
需要说明的是，由于驱动脉冲的频率与驱动脉冲的周期成反比关系，所以第二驱动信号或者第四驱动信号的N个驱动脉冲中至少两个驱动脉冲对应的周期不相同，以使得第二驱动信号或者第四驱动信号的N个驱动脉冲中至少两个驱动脉冲对应的频率不相同。
进一步地，第二驱动信号或者第四驱动信号的N个驱动脉冲中每个驱动脉冲对应的频率可以均不相同。
可选地，第二驱动信号或者第四驱动信号的N个驱动脉冲中每个驱动脉冲的脉冲宽度可以相同。
需要说明的是，第二驱动信号或者第四驱动信号的N个驱动脉冲中不同驱动脉冲的脉冲宽度和频率没有对应关系。也就是说，不同驱动脉冲的脉冲宽度相同时，不同驱动脉冲的频率可以相同，也可以不同。类似地，不同驱动脉冲的频率相同时，不同驱动脉冲的脉冲宽度可以相同，也可以不同。
在一种可能的实现方式中，当N≥3时，第二驱动信号或者第四驱动信号的N个驱动脉冲中前N-1个驱动脉冲的频率可以相同，第二驱动信号的N个驱动脉冲中最后一个驱动脉冲的频率可以小于前N-1个驱动脉冲的频率。
在一种可能的实现方式中，本申请可以通过以下两种方式定义滞后时间：
方式一：在第一驱动信号的每个周期内，第一驱动信号的上升沿与第二驱动信号中N 个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿之间的时间可以为滞后时间。
方式二：在第三驱动信号的每个周期内，第三驱动信号的上升沿与第四驱动信号中N 个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿之间的时间可以为滞后时间。
当然，还可以采用其他方式定义滞后时间，本申请对此不做限定。
下面详细上述滞后时间的获取过程：
在一示例中，由于电感的纹波电流受滞后时间的影响，所以控制器可以通过电感的纹波电流获取滞后时间。为了降低电感的纹波电流，在电感的每个充放电周期内，控制器可以控制电感的充电电流等于电感的放电电流获取滞后时间。
进一步地，可以在电感的每个充放电周期内，控制器可以控制电感的充电电流等于电感的放电电流获取滞后时间。
更进一步地，控制器可以根据双向直流变换器的第一电压、双向直流变换器的第二电压、电容的电压以及第一驱动信号/所述第三驱动信号的周期，获取滞后时间。
可选地，第一电压可以用于指示双向直流变换器的输入电压，且第二电压可以用于指示双向直流变换器的输出电压。或者，第一电压可以用于指示双向直流变换器的输出电压，且第二电压可以用于指示双向直流变换器的输入电压。
具体地，控制器可以按下式获取滞后时间(D1+D2)Tsw：
(V1+Vc-V2)D1Tsw＝(V2-V1)D2Tsw
式中，V1可以表示双向直流变换器的第一电压，V2可以表示双向直流变换器的第二电压，Vc可以表示电容的电压，Tsw可以表示第一驱动信号或者第三驱动信号的周期，D1可以表示第一驱动信号的占空比，D2Tsw可以表示第二驱动信号的N个驱动脉冲中第一个驱动脉冲的上升沿与第一驱动信号的下降沿的延迟时间。
在另一示例中，控制器可以根据第一开关管的损耗和/或第二开关管的损耗获取滞后时间，或者可以根据第三开关管的损耗和/或第四开关管的损耗获取滞后时间。
也就是说，控制器可以仅通过第一开关管的损耗获取滞后时间，也可以仅通过第二开关管的损耗获取滞后时间，控制器还可以通过第一开关管的损耗和第二开关管的损耗共同获取滞后时间。
类似地，控制器可以仅通过第三开关管的损耗获取滞后时间，也可以仅通过第四开关管的损耗获取滞后时间，控制器还可以通过第三开关管的损耗和第四开关管的损耗共同获取滞后时间。
在再一示例中，控制器可以根据电感的纹波电流以及第一开关管和第二开关管中至少一个开关管的损耗(即第一开关管的损耗和/或第二开关管的损耗)获取滞后时间，或者可以根据电感的纹波电流以及第三开关管和第四开关管中至少一个开关管的损耗(即第三开关管的损耗和/或第四开关管的损耗)获取所述滞后时间。
需要说明的是，本申请还可以通过其他过程获取滞后时间，本申请对此不做限定。
本申请可以通过不同开关管的损耗降低双向直流变换器产生的损耗，提高双向直流变换器的转换效率。
在一种可能的实现方式中，本申请提供的双向直流变换器还可以包括第五开关管。第五开关管的第一端可以用于连接电容的第二端，第五开关管的第二端可以用于连接第二节点。
可选地，第五开关管可以采用绝缘栅场效应管、绝缘栅双极型晶体管或者双向开关等。当然，第五开关管还可以采用其他类型的可控型功率器件，本申请对第五开关管的类型不做限定。
本申请通过第五开关管的导通与关断，实现对第二开关管的保护，避免第二开关管因电压应力过大而损坏。
在另一种可能的实现方式中，考虑到双向直流变换器中电容的预充电和母线电压的突变，本申请提供的双向直流变换器还可以包括第一二极管和第二二极管。
可选地，第一二极管的阳极可以用于连接第二节点，所述第一二极管的阴极可以用于连接第二电压的中点，第二二极管的阳极可以用于连接第二电压的中点，第二二极管的阴极可以用于连接第三节点。
可以理解的，第一二极管的作用是对第三开关管承受的压降进行箝位，防止在第三开关管导通时，第三开关管承受整个直流母线的电压。类似地，第二二极管的作用是对第四开关管承受的压降进行箝位，防止在第二开关管导通时，第四开关管承受整个直流母线的电压，所以第一二极管和第二二极管可以称为箝位二极管。
进一步地，第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管分别采用绝缘栅场效应管、绝缘栅双极型晶体管和双向开关中的任一项。
可选地，上述第一二极管和第二二极管也可以用其他类型的功率器件替换，仅需控制器发送相应的驱动信号使开关管实现二极管的工作模式即可，本申请在此暂不做详细介绍。
第二方面，本申请提供一种电子设备，可以包括双向直流变换器。双向直流变换器的详细介绍可以参考上文，本申请在此不做赘述。
第三方面，本申请提供了一种双向直流变换器的控制方法，双向直流变换器可以包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、电容、电感和控制器。
可选地，双向直流变换器可以包括第一直流端、第二直流端、第三直流端和第四直流端。
在一示例中，第一直流端和第二直流端可以构成双向直流变换器的输入端，且第三直流端和第四直流端可以构成双向直流变换器的输出端，于是，双向直流变换器可以通过四个直流端实现功率的正向传输。
在另一示例中，第三直流端和第四直流端可以构成双向直流变换器的输入端，且第一直流端和第二直流端可以构成双向直流变换器的输出端。于是，双向直流变换器可以通过四个直流端实现功率的逆向传输。
进一步地，电感的第一端可以用于连接第一直流端，电感的第二端可以用于连接第一节点；第一开关管的第一极可以用于连接第一节点，第一开关管的第二极可以用于连接第二节点；第二开关管的第一极可以用于连接第二节点，第二开关管的第二极可以用于连接第二直流端和第四直流端；第三开关管的第一极可以用于连接第一节点，第三开关管的第二极可以用于连接第三节点；第四开关管的第一极可以用于连接第三节点，第四开关管的第二极可以用于连接第三直流端；电容的第一端可以用于连接第三节点，电容的第二端可以用于连接第二节点；控制器可以用于与第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管连接。
于是，双向直流变换器的控制方法可以包括：控制器对第一开关管和第三开关管进行互补控制，并对第二开关管和第四开关管进行互补控制。
其中，互补控制用于指示两个互补控制的开关管不能同时导通或同时关断。例如，第一开关管和第三开关管不能同时导通或同时关断，第二开关管和第四开关管不能同时导通或同时关断。
可选地，控制器控制第二开关管的导通次数在同一周期内大于第一开关管的导通次数。也可以理解为：在一个周期内，控制器可以控制第二开关管的开关频率大于第一开关管的开关频率，进而可以减少第一开关管和第二开关管的损耗。
本申请提供的控制方法中，控制器控制第二开关管的导通次数在同一周期内与第一开关管的导通次数不同，可以提高电感在一个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
在一种可能的实现方式中，在第一开关管的任一周期内，第一开关管的导通时刻和第二开关管的导通时刻之间可以存在延时。也就是说，第一开关管和第二开关管在任一周期内不同时导通。
进一步地，第一开关管的周期与第三开关管的周期可以相同。
在一种可能的实现方式中，控制方法还可以包括：控制器控制第四开关管的导通次数在同一周期段内大于第三开关管的导通次数，也可以理解为：在一个周期内，控制器可以控制第四开关管的开关频率大于第三开关管的开关频率，进而可以减少第三开关管和第四开关管的损耗。
可以理解的是，控制器控制第四开关管的导通次数在同一周期内与第三开关管的导通次数不同，同样可以提高电感在一个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
应当理解的是，本申请的第二方面和第三方面与本申请的第一方面的技术方案一致，各方面及对应的可行实施方式所取得的有益效果相似，不再赘述。
附图说明
为了更清楚地说明本申请或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1提供了本申请实施例的双向直流变换器的一种结构示意图；
图2提供了本申请实施例的不对称的驱动信号的一种波形示意图；
图3提供了本申请实施例的对称的驱动信号的一种波形示意图；
图4提供了本申请实施例的对称的驱动信号的一种波形示意图；
图5提供了本申请实施例的第一驱动信号和第二驱动信号的一种波形示意图；
图6提供了本申请实施例的第一驱动信号和第二驱动信号的一种波形示意图；
图7提供了本申请实施例的第一驱动信号和第二驱动信号的一种波形示意图；
图8提供了本申请实施例的第一驱动信号和第二驱动信号的一种波形示意图；
图9提供了本申请实施例的第一驱动信号和第二驱动信号的一种波形示意图；
图10提供了本申请实施例的第一驱动信号和第二驱动信号的一种波形示意图；
图11提供了本申请实施例的第一驱动信号和第二驱动信号的一种波形示意图；
图12提供了本申请实施例的第一驱动信号和第二驱动信号的一种波形示意图；
图13提供了本申请实施例的双向直流变换器的一种结构示意图；
图14提供了本申请实施例的双向直流变换器的一种结构示意图；
图15提供了本申请实施例的双向直流变换器的一种结构示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本申请中的技术方案进行描述。
为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请中的附图，对本申请中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本申请的说明书实施例和权利要求书及附图中的术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元。方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A， B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个) 的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a 和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
本申请实施例提供了一种双向直流变换器，如图1所示。图1中，双向直流变换器1可以包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、电容C(飞跨电容)、电感L和控制器(图1中未示出)。
可选地，双向直流变换器1可以包括第一直流端DC1、第二直流端DC2、第三直流端DC3和第四直流端DC4。
在一示例中，第一直流端DC1和第二直流端DC2可以构成双向直流变换器1的输入端，且第三直流端DC3和第四直流端DC4可以构成双向直流变换器1的输出端。于是，图1中的V1(即第一电压，也就是第一直流端DC1和第二直流端DC2之间的电压)可以用于指示双向直流变换器1的输入电压，V2(即第二电压，也就是第三直流端DC3和第四直流端DC4之间的电压)可以用于指示双向直流变换器1的输出电压。
在另一示例中，第三直流端DC3和第四直流端DC4可以构成双向直流变换器1的输入端，且第一直流端DC1和第二直流端DC2可以构成双向直流变换器1的输出端。于是，图1中的V1(即第一电压)可以用于指示双向直流变换器1的输出电压，V2(即第二电压)可以用于指示双向直流变换器1的输入电压。
可以看出，本申请实施例提供的双向直流变换器可以实现功率的双向传输。也就是说，功率可以从作为输入端的第一直流端DC1和第二直流端DC2传输至作为输出端的第三直流端DC3和第四直流端DC4，实现功率的正向传输(即双向直流变换器正向工作)。
类似地，功率还可以从作为输入端的第三直流端DC3和第四直流端DC4传输至作为输出的的第一直流端DC1和第二直流端DC2，实现功率的逆向传输(即双向直流变换器逆向工作)。
其中，电感L的第一端(即图1中电感L的左端)可以连接第一直流端DC1，电感L 的第二端可以连接节点A(即第一节点)，第一开关管S1的第一极(即图1中第一开关管S1的靠近节点A的一极)可以连接节点A，第一开关管S1的第二极(即图1中第一开关管S1的靠近节点B的一极)可以连接节点B(即第二节点)，第二开关管S2的第一极(即图1中第二开关管S2的靠近节点B的一极)连接节点B，第二开关管S2的第二极 (即图1中第二开关管S2的远离节点B的一极)可以连接节点E，节点E与第二直流端 DC2和的第四直流端DC4连接。第三开关管S3的第一极(即图1中第三开关管S3的靠近节点A的一极)可以连接节点A，第三开关管S3的第二极(即图1中第三开关管S3 的靠近节点D的一极)连接节点D(即第三节点)，第四开关管S4的第一极(即图1中第四开关管S4的靠近节点D的一极)连接节点D，第四开关管S4的第二极(即图1中第四开关管S4的靠近第三直流端DC3的一极)可以连接第三直流端DC3。电容C的第一端(可以为电容C的正极端)可以连接节点D，电容C的第二端(可以为电容C的负极端)可以连接节点B，控制器可以与第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4连接。
根据上述连接关系可以看出，本申请实施例提供的双向直流变换器是一种三电平直流变换器，通过自身拓扑结构实现三电平。同时，可以降低功率器件的电压应力，从而可以用较小耐压等级的功率器件实现较高等级的电压输出。
可选地，上述控制器可以用于：对第一开关管S1和第三开关管S3进行互补控制，并对第二开关管S2和第四开关管S4进行互补控制。
其中，互补控制用于指示两个互补控制的开关管不能同时导通或同时关断。例如，第一开关管S1和第三开关管S3不能同时导通或同时关断，第二开关管S2和第四开关管S4不能同时导通或同时关断。
也就是说，控制器可以控制第一开关管S1和第三开关管S3不同时导通或同时关断，控制器还可以控制第二开关管S2和第四开关管S4不同时导通或同时关断。
进一步地，控制器还可以用于控制第二开关管S2的导通次数在同一周期内大于第一开关管S1的导通次数。也可以理解为：在一个周期内，控制器可以控制第二开关管S2的开关频率大于第一开关管S1的开关频率，进而可以减少第一开关管S1和第二开关管S2 的损耗。
本申请实施例中的控制器可以控制第二开关管的导通次数在同一周期内与第一开关管的导通次数不同，可以提高电感在一个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
在一种可能的实现方式中，在第一开关管S1的任一周期内，第一开关管S1的导通时刻和第二开关管S2的导通时刻之间可以存在延时。也就是说，第一开关管S1和第二开关管S2在任一周期内不同时导通。
进一步地，第一开关管S1的周期与第三开关管S3的周期可以相同。
在一种可能的实现方式中，控制器还可以用于：控制第四开关管S4的导通次数在同一周期段内大于第三开关管S3的导通次数，也可以理解为：在一个周期内，控制器可以控制第四开关管S4的开关频率大于第三开关管S3的开关频率，进而可以减少第四开关管 S4和第三开关管S3的损耗。
可以理解的是，控制器控制第四开关管的导通次数在同一周期内与第三开关管的导通次数不同，同样可以提高电感在一个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
在一种可能的实现方式中，控制器可以发送第一驱动信号(可以用PWM(pulsewidth modulation，即脉冲宽度调制)1表示)给第一开关管S1，发送第二驱动信号(可以用PWM2 表示)给第一开关管S2，发送第三驱动信号(可以用PWM3表示)给第三开关管S3，并发送第四驱动信号(可以用PWM4表示)给第四开关管S4。
可选地，第一驱动信号PWM1的周期(即每个周期)和第三驱动信号PWM3的周期 (即每个周期)相同，均可以用Tsw表示(即Tsw表示第一驱动信号PWM1或者第三驱动信号PWM3的周期)。
第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的每个周期可以存在N个驱动脉冲，也就是说，第二驱动信号PWM2与第一驱动信号PWM1为不对称的两个驱动信号。
类似地，第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3的每个周期也可以存在N个驱动脉冲，也就是说，第四驱动信号PWM4与第三驱动信号PWM3为不对称的两个驱动信号。
由于第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的每个周期可以存在N个驱动脉冲，所以第二驱动信号PWM2的周期与第一驱动信号PWM1的周期不同。类似地，由于第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3的每个周期也可以存在N个驱动脉冲，所以第四驱动信号PWM4的周期与第三驱动信号PWM3的周期也不同。
可选地，控制器发送第一驱动信号PWM1给第一开关管S1，用于控制第一开关管S1的导通与关断。可以理解的，第一驱动信号PWM1可以用于指示第一开关管S1导通，第一驱动信号PWM1也可以用于指示第一开关管S1关断。
同理，控制器发送第二驱动信号PWM2给第二开关管S2，用于控制第二开关管S2 的导通与关断。可以理解的，第二驱动信号PWM2可以用于指示第二开关管S2导通，第二驱动信号PWM2也可以用于指示第二开关管S2关断。
控制器发送第三驱动信号PWM3给第三开关管S3，用于控制第三开关管S3的导通与关断。可以理解的，第三驱动信号PWM3可以用于指示第三开关管S3导通，第三驱动信号PWM3也可以用于指示第三开关管S3关断。
控制器发送第四驱动信号PWM4给第四开关管S4，用于控制第四开关管S4的导通与关断。可以理解的，第四驱动信号PWM4可以用于指示第四开关管S4导通，第四驱动信号PWM4也可以用于指示第四开关管S4关断。
电感L在第一驱动信号PWM1或者第三驱动信号PWM3的每个周期(即Tsw)存在 N+1个充放电周期，N可以为大于等于2的整数，本申请实施例对N的取值不做限定。
因此，电感L在每个周期Tsw至少存在3个充放电周期，控制器通过提高电感L在每个周期Tsw的充放电频率(即提频)，进而减小电感L的感量，减小电感L的体积和成本。
例如，当N等于2时，电感L在每个周期Tsw可以存在3个充放电周期；当N等于3 时，电感L在每个周期Tsw可以存在4个充放电周期。
为了描述方便，下面以N等于2为例进行详细介绍。
图2示出了四个驱动信号(即第一驱动信号PWM1(虚线)、第二驱动信号PWM2 (虚线)、第三驱动信号PWM3(实线)和第四驱动信号PWM4(实线))的波形示意图。图2中，iL表示电感L的实际电流(实线)，ILavg可以表示电感L的平均电流(虚线)。
可选地，当第一驱动信号PWM1为高电平时，第一开关管S1可以导通，当第一驱动信号PWM1为低电平时，第一开关管S1可以关断。
同理，当第三驱动信号PWM3为高电平时，第三开关管S3可以导通，当第三驱动信号PWM3为低电平时，第三开关管S3可以关断。
可以理解的是，第一驱动信号PWM1可以与第三驱动信号PWM3可以互补。也就是说，当第一驱动信号PWM1为高电平时，第三驱动信号PWM3可以为低电平。类似地，当第一驱动信号PWM1为低电平时，第三驱动信号PWM3可以为高电平。
需要说明的是，第一驱动信号PWM1的下降沿与第三驱动信号PWM3的上升沿之间存在延时间隔(即图2中的Tdelay1)。也就是说，在延时间隔Tdelay1范围内，第一开关管 S1和第三开关管S3同时关断。
可选地，当第二驱动信号PWM2为高电平时，第二开关管S2可以导通，当第二驱动信号PWM2为低电平时，第二开关管S2可以关断。
同理，当第四驱动信号PWM2为高电平时，第四开关管S4可以导通，当第四驱动信号PWM4为低电平时，第四开关管S4可以关断。
可以理解的是，第二驱动信号PWM2和第四驱动信号PWM4可以互补。也就是说，当第二驱动信号PWM2为高电平时，第四驱动信号PWM4可以为低电平。类似地，当第二驱动信号PWM2为低电平时，第四驱动信号PWM4可以为高电平。
需要说明的是，第四驱动信号PWM4中N个驱动脉冲中的第一个脉冲的下降沿与第二驱动信号PWM2中N个驱动脉冲中的第一个脉冲的上升沿之间存在也延时间隔(即图 2中的Tdelay2)。在延时间隔Tdelay2范围内，第二开关管S2和第四开关管S4同时关断。
在一种可能的实现方式中，由于在第一开关管S1的任一周期内，第一开关管S1的导通时刻和第二开关管S2的导通时刻之间可以存在延时。那么，在第一驱动信号PWM1的每个周期内，第二驱动信号PWM2中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿可以在第一驱动信号PWM1的下降沿之后。也就是说，第二驱动信号PWM2中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲与第一驱动信号PWM1之间存在延迟时间(即延时)。
类似地，在第三驱动信号PWM3的每个周期内，第四驱动信号PWM4中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿可以在第三驱动信号PWM3的下降沿之前。也就是说，第四驱动信号PWM4中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲与第三驱动信号PWM3之间存在延时。
下面以图1中的第三直流端DC3和第四直流端DC4作为双向直流变换器的输入端，并以第一直流端DC1和第二直流端DC2作为双向直流变换器的输出端，介绍控制器对四个开关管的控制过程。当双向直流变换器逆向工作时，双向直流变换器为一个降压变换器。
图2中，F11时段、F12时段、F13时段、F14时段、F15时段和F16时段为第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw中不同的时段，六个时段(即F11时段、F12时段、F13时段、 F14时段、F15时段和F16时段)构成了第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw。
从图2中可以看出，第一驱动信号PWM1的每个周期内，第二驱动信号PWM2中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿可以在第一驱动信号PWM1的下降沿之后。也就是说，第二驱动信号PWM2中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲与第一驱动信号PWM1 之间存在延迟时间(即延时)。
可选地，第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的每个周期Tsw可以存在两个驱动脉冲，而且第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的每个周期Tsw的低电平时段存在两个驱动脉冲，因此，电感L在第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw内，存在一共三个充放电周期，即电感L在第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw内完成了三次充放电，即提高了电感L的充放电频率。
可以以第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw为例，F11时段为第一驱动信号PWM1 的高电平时段，F12时段、F13时段、F14时段、F15时段和F16时段均为第一驱动信号 PWM1的低电平时段。
第二驱动信号PWM2在F13时段和F15时段存在驱动脉冲，即第二驱动信号PWM2 在F13时段和F15时段为高电平，第二驱动信号PWM2在F11时段、F12时段、F14时段和F16时段不存在驱动脉冲，即第二驱动信号PWM2在F11时段、F12时段、F14时段和 F16时段为低电平。
也就是说，第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw的低电平时段存在两个驱动脉冲，即F13时段对应的驱动脉冲和F15时段对应的驱动脉冲。因此，电感L在F11时段和F12时段完成第一次充放电，在F13时段和F14时段完成第二次充放电，在F15时段和F16时段完成第三次充放电。可以看出，电感L一共完成三次充放电，从而提高电感L在第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw内的充放电频率，进而降低了电感L中的纹波电流。
下面结合图2，详细介绍控制器控制第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的每个周期Tsw的低电平时段存在两个驱动脉冲以提高电感L的充放电频率。
为了描述方便，下面以第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw为例，介绍电感L的充放电过程。
如图2所示，在F11时段内，第一驱动信号PWM1为高电平，第二驱动信号PWM2 为低电平，即控制器可以控制第一开关管S1导通，并控制第二开关管S2关断，电感L 放电，iL逐渐减小。在F12时段内，第一驱动信号PWM1和第二驱动信号PWM2均为低电平，即控制器可以控制第一开关管S1和第二开关管S2均关断，电感L充电，iL逐渐增大，至此，电感L完成第一次充放电。
在F13时段内，第一驱动信号PWM1为低电平，第二驱动信号PWM2为高电平，即控制器可以控制第一开关管S1关断，并控制第二开关管S2导通，电感L放电，iL逐渐减小。在F14时段内，第一驱动信号PWM1和第二驱动信号PWM2均为低电平，即控制器可以控制第一开关管S1和第二开关管S2均关断，电感L充电，iL逐渐增大，至此，电感 L完成第二次充放电。
在F15时段内，第一驱动信号PWM1为低电平，第二驱动信号PWM2为高电平，即控制器可以控制第一开关管S1关断，并控制第二开关管S2导通，电感L放电，iL逐渐减小。在F16时段内，第一驱动信号PWM1和第二驱动信号PWM2均为低电平，即控制器可以控制第一开关管S1和第二开关管S2均关断，电感L充电，iL逐渐增大，至此，电感 L完成第三次充放电。
因此在第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw内，电感L一共完成三次充放电。
控制器通过给第一开关管S1和第二开关管S2发送不对称的第一驱动信号PWM1和第二驱动信号PWM2以提高电感L在第一驱动信号PWM1的每个周期内的充放电次数，即增加了电感L的充放电频率，从而在保证电感L相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。
继续参考图2，F21时段、F22时段、F23时段、F24时段、F25时段和F26时段为第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw中不同的时段，六个时段(即F21时段、F22时段、F23 时段、F24时段、F25时段和F26时段)构成了第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw。
从图2中还可以看出，第三驱动信号PWM3的每个周期内，第四驱动信号PWM4中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿可以在第三驱动信号PWM3的下降沿之前。也就是说，第四驱动信号PWM4中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲与第三驱动信号 PWM3之间也存在延时。
可选地，第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3的每个周期Tsw可以存在两个驱动脉冲。其中，第四驱动信号PWM4的两个驱动脉冲中的1个驱动脉冲(也就是第四驱动信号PWM4的多个驱动脉冲中的第一部分驱动脉冲)在第三驱动信号PWM3的每个周期Tsw的低电平时段，第四驱动信号PWM4的两个驱动脉冲中的另一个驱动脉冲(也就是第四驱动信号PWM4的多个驱动脉冲中的第二部分驱动脉冲)在第三驱动信号PWM3 的每个周期Tsw的高电平时段，因此，电感L在第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw内，存在一共三个充放电周期，即电感L在第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw内完成了三次充放电，同样可以提高电感L的充放电频率。
可以以第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw为例，F21时段为第三驱动信号PWM3 的低电平时段，F22时段、F23时段、F24时段、F25时段和F26时段均为第三驱动信号 PWM3的高电平时段。
第四驱动信号PWM4在F21时段、F22时段、F24时段和F26时段存在驱动脉冲，即第四驱动信号PWM4在在F21时段、F22时段、F24时段和F26时段为高电平，第四驱动信号PWM4在F23时段和F25时段不存在驱动脉冲，即第四驱动信号PWM4在F23时段和F25时段为低电平。
也就是说，第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw的低电平时段存在1个驱动脉冲，即F21时段对应的驱动脉冲。且第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw的高电平时段存在两个驱动脉冲，即F24时段对应的驱动脉冲和F26时段对应的驱动脉冲。
因此，电感L在F21时段至F23时段完成第一次充放电，在F24时段和F26时段完成第二次充放电，在F26时段完成第三次充放电。可以看出，电感L一共完成三次充放电，从而提高电感L在第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw内的充放电频率，进而降低了电感L中的纹波电流。
下面结合图1，详细介绍控制器控制第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3的每个周期Tsw的低电平时段存在1个驱动脉冲且高电平时段存在两个驱动脉冲以提高电感 L的充放电频率。
为了描述方便，下面以第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw为例，介绍电感L的充放电过程。
如图2所示，在F21时段内，第三驱动信号PWM为低电平，第四驱动信号PWM4 为高电平，即控制器可以控制第三开关管S3关断，并控制第四开关管S4导通，电感L 放电，iL逐渐减小。在F22时段内，第三驱动信号PWM3和第二驱动信号PWM2均为高电平，即控制器可以控制第三开关管S3和第四开关管S4均导通，电感L充电，iL逐渐增大，至此，电感L完成第一次充放电。
在F23时段内，第三驱动信号PWM3为高电平，第四驱动信号PWM2为低电平，即控制器可以控制第三开关管S3导通，并控制第四开关管S4关断，电感L放电，iL逐渐减小。在F24时段内，第三驱动信号PWM3和第四驱动信号PWM4均为高电平，即控制器可以控制第三开关管S3和第四开关管S4均导通，电感L充电，iL逐渐增大，至此，电感 L完成第二次充放电。
在F25时段内，第三驱动信号PWM3为高电平，第四驱动信号PWM4为低电平，即控制器可以控制第三开关管S3导通，并控制第四开关管S4关断，电感L放电，iL逐渐减小。在F26时段内，第三驱动信号PWM3和第四驱动信号PWM4均为高电平，即控制器可以控制第三开关管S3和第四开关管S4均导通，电感L充电，iL逐渐增大，至此，电感 L完成第三次充放电。
因此在第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw内，电感L一共完成三次充放电。
控制器通过给第三开关管S3和第四开关管S4发送不对称的第三驱动信号PWM3和第四驱动信号PWM4以提高电感L在第三驱动信号PWM3的每个周期内的充放电次数，即增加了电感L的充放电频率，从而在保证电感L相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。
本申请实施例提供的双向直流变换器中，控制器能够发送不对称的驱动信号给第一开关管和第二开关管，并发送不对称的驱动信号给第三开关管和第四开关管，以提高电感的充放电频率，从而降低电感的成本，进而能够减小双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
另外，本申请实施例通过给第一开关管和第二开关管发送不对称的驱动信号，给第三开关管和第四开关管发送不对称的驱动信号，实现第一开关管的状态与第三开关管的状态相反(即实现第一开关管与第三开关管的互补)，并实现第二开关管的状态与第四开关管的状态相反(即实现第二开关管与第四开关管的互补)。进而实现第一开关管和第二开关管所在的支路与第三开关管和第四开关管所在的支路之间(即两条支路之间)的电流共享或互补，以使电容的电压保持稳定。
为了验证图2示出的不对称的驱动信号的优点，下面结合图3和图4提供的对称的驱动信号的波形图进行说明。
当图1所示的双向直流变换器正向工作(即第一直流端DC1和第二直流端DC2作为双向直流变换器的输入端，且第三直流端DC3和第四直流端DC4作为双向直流变换器的输出端)时，双向直流变换器为一个升压变换器。因此，图1所示的双向直流变换器中的第三开关管S3和第四开关管S4就可以分别等效为二极管，那么，控制器可以只给第一开关管S1和第二开关管S2发送驱动信号。
控制器给第一开关管S1发送的第一驱动信号PWM1和给第二开关管S2发送的第二驱动信号PWM2的波形图如图3所示。可以看出，图3中的第一驱动信号PWM1和第二驱动信号PWM2是对称的，即两个驱动信号的周期相同，且占空比也相同。
从图3可以看出，在第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw内，第一驱动信号PWM1 可以存在1个驱动脉冲，第二驱动信号PWM2也可以存在1个驱动脉冲，电感L可以进行两次充放电。iL存在两个周期，即在第一驱动信号PWM1为高电平或者第二驱动信号 PWM2为高电平时，电感L充电，iL逐渐增大；在第一驱动信号PWM1为低电平或者第二驱动信号PWM2为低电平时，电感L放电，iL逐渐减小。
而在图2中，第一驱动信号PWM1和第二驱动信号PWM2为不对称的驱动信号，在第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw内，第一驱动信号PWM1存在1个驱动脉冲，第二驱动信号PWM2至少存在两个驱动脉冲，电感L至少进行3次充放电。
通过对比图2和图3可以得出，本申请实施例中采用不对称的驱动信号，能够提高了其中一个驱动信号(即第二驱动信号)的频率，进而提高了电感L的充放电频率，降低电感的感量。
当图1所示的双向直流变换器逆向工作(即第三直流端DC3和第四直流端DC4作为双向直流变换器的输入端，且第一直流端DC1和第二直流端DC2作为双向直流变换器的输出端)时，双向直流变换器为一个降压变换器。因此，图1所示的双向直流变换器中的第一开关管S1和第二开关管S2就可以分别等效为二极管，那么，控制器可以只给第三开关管S3和第四开关管S4发送驱动信号。
控制器给第三开关管S3发送的第三驱动信号PWM3和给第四开关管S4发送的第四驱动信号PWM4的波形图如图4所示。可以看出，图4中的第三驱动信号PWM4和第四驱动信号PWM4是对称的，即两个驱动信号的周期相同，且占空比也相同。
从图4可以看出，在第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw内，第三驱动信号PWM3 可以存在1个驱动脉冲，第四驱动信号PWM4也可以存在1个驱动脉冲，iL存在两个周期，即电感L可以进行两次充放电分别为：在第三驱动信号PWM3为低电平且第四驱动信号 PWM4为高电平时，电感L第一次充电，iL逐渐增大，在第三驱动信号PWM3和第四驱动信号均为高电平时，电感L第一次放电，iL逐渐减小，电感L完成第一次充放电；在第三驱动信号为高电平且第四驱动信号PWM4均为低电平时，电感L第二次充电，iL逐渐增大，在第三驱动信号为高电平且第四驱动信号PWM4均为低电平时，电感L第二次放电，iL逐渐减小，电感L完成了第二次充放电。
通过对比图2和图4可以得出，本申请实施例中采用不对称的驱动信号，能够提高了其中一个驱动信号(即第四驱动信号)的频率，进而提高了电感L的充放电频率，降低电感的感量。
上文介绍控制器给第一开关管S1和第二开关管S2发送不对称的驱动信号，并给第三开关管S3和第四开关管S4发送不对称的驱动信号，减小了电感L的感量，进而减小了电感L的体积和成本，使得整个双向直流变换器的体积和成本进一步减小。
可选地，图1中的第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4 分别可以采用绝缘栅型场效应管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET，简称为MOS管)、绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)或者双向开关等。当然，四个开关管还可以采用其他的可控型功率器件，本申请实施例不做限定。
在一种可能的实现方式中，第二驱动信号PWM2中的N个驱动脉冲可以以以下三方式存在于第一驱动信号PWM1的每个周期内：
方式一：第二驱动信号PWM2中的N个驱动脉冲可以都在第一驱动信号PWM1每个周期的低电平时段。
方式二：第二驱动信号PWM2中的N个驱动脉冲可以都在第一驱动信号PWM1每个周期的高电平时段。
方式三：第二驱动信号PWM2中的N个驱动脉冲可以分为第一部分驱动脉冲和第二部分驱动脉冲。其中第一部分驱动脉冲可以在第一驱动信号PWM1每个周期的低电平时段，第二部分驱动脉冲可以在第一驱动信号PWM1每个周期的高电平时段。
需要说明的是，本申请实施例是以第二驱动信号PWM2中的两个驱动脉冲都在第一驱动信号PWM1每个周期的低电平时段(即方式一)为例进行说明的。
且本申请实施例可以不具体限定第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的每个周期的低电平时段存在的驱动脉冲的个数，即N可以为2个，也可以为多个，例如3个或 4个等。
在另一种可能的实现方式中，第四驱动信号PWM4中的N个驱动脉冲可以以以下三方式存在于第三驱动信号PWM3的每个周期内：
方式一：第四驱动信号PWM4中的N个驱动脉冲可以都在第三驱动信号PWM3每个周期的低电平时段。
方式二：第四驱动信号PWM4中的N个驱动脉冲可以都在第三驱动信号PWM3每个周期的高电平时段。
方式三：第四驱动信号的N个驱动脉冲可以分为第一部分驱动脉冲和第二部分驱动脉冲。其中第一部分驱动脉冲可以在第三驱动信号PWM3每个周期的低电平时段，第二部分驱动脉冲可以在第三驱动信号PWM3每个周期的高电平时段。
需要说明的是，本申请实施例是以第四驱动信号PWM4中的一个驱动脉冲(即两个驱动脉冲中的第一部分驱动脉冲)在第三驱动信号PWM3每个周期的高电平时段且一个驱动脉冲在第三驱动信号PWM3每个周期的低电平时段(即两个驱动脉冲中的第二部分驱动脉冲)(即方式三)为例进行说明的。
本申请实施例可以不具体限定第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3的每个周期的低电平时段或者高电平时段存在的驱动脉冲的个数。
由于第一驱动信号PWM1较简单，下面对第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw内的第二驱动信号PWM2以及第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw内的第四驱动信号PWM4 进行介绍。
首先分以下三个方面介绍第一驱动信号PWM1的一个周期Tsw内第二驱动信号PWM2：
第一方面：第二驱动信号PWM2中N个驱动脉冲中至少2个驱动脉冲对应的频率不相同。
下面以第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1每个周期Tsw的低电平时段存在3个驱动脉冲为例进行介绍，即3个驱动脉冲中存在2个驱动脉冲对应的频率不相同。
如图5所示，P(pulse)1表示第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1每个周期 Tsw的低电平时段的3个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲，P2表示第二个驱动脉冲，P3表示第三个驱动脉冲。T1为驱动脉冲P1对应的周期，T2为那个脉冲P2对应的周期，T3为驱动脉冲P3对应的周期。
从图5中可以看出，驱动脉冲P2对应的周期T2和驱动脉冲P3对应的周期T3相同(即T2＝T3)。根据周期和频率的反比关系可以得到，驱动脉冲P2对应的频率(可以用 f2表示)等于驱动脉冲P3对应的频率(可以用f3表示)，即f2＝f3。但驱动脉冲P2和驱动脉冲P3均与驱动脉冲P1对应的周期T1不同，因此，驱动脉冲P2和驱动脉冲P3的频率均与驱动脉冲P1频率不同。从图5中可以看出，T3＞T1，因此，驱动脉冲P3对应的频率小于驱动脉冲P1对应的频率(可以用f1表示)，即f3＜f1。
P0表示第一驱动信号PWM1在一个周期Tsw内的驱动脉冲，驱动脉冲P0对应第一开关管S1的导通时间，第一开关管S1的导通时间可以由第一开关管S1的占空比D1与第一驱动信号PWM1的周期Tsw相乘得到。
参考图5中，驱动脉冲P1、驱动脉冲P2和驱动脉冲P3的脉冲宽度均相同，即P1＝P2＝P3。
当然，第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1每个周期Tsw的低电平时段存在 3个驱动脉冲可以不同。
例如，如图6所示，驱动脉冲P2和驱动脉冲P3的脉冲宽度相同，且驱动脉冲P2和驱动脉冲P3的脉冲宽度与驱动脉冲P1的脉冲宽度不同。从图6可以看出，驱动脉冲P1 的脉冲宽度大于驱动脉冲P2(或者驱动脉冲P3)的脉冲宽度。
由于第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的低电平时段的驱动脉冲数量可以为多个(如3个驱动脉冲)，从而增加电感L的充放电频率，即使第二驱动信号PWM2 中驱动脉冲的脉冲宽度不同(如图6所示)，但同样能够在保证电感L的纹波电流百分比相同的前提下，降低电感L的感量，进而较小电感L的体积和成本。
第二方面：第二驱动信号PWM2中N个驱动脉冲中每个驱动脉冲对应的频率均不相同。
下面以第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1每个周期的低电平时段存在3个驱动脉冲为例，介绍第二驱动信号PWM2的实现形式。即当N＝3时，则3个驱动脉冲对应的频率均不相同。
如图7所示，驱动脉冲P3对应的周期T3大于驱动脉冲P2对应的周期T2，驱动脉冲P2对应的周期T2大于驱动脉冲P1对应的周期T1，即T3>T2>T1。同样根据周期和频率的反比关系可以得到，驱动脉冲P3对应的频率f3小于驱动脉冲P2对应的频率f2(即f3 ＜f2)，驱动脉冲P2对应的频率f2小于驱动脉冲P1对应的频率f1(即f2＜f1)。也就是说，驱动脉冲P1、驱动脉冲P2和驱动脉冲P3对应的频率均不相同。
当然，第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1每个周期的低电平时段存在的3 个驱动脉冲的脉冲宽度也可以不同。
如图8所示，驱动脉冲P3对应的周期T3大于驱动脉冲P2对应的周期T2，驱动脉冲P2对应的周期T2大于驱动脉冲P1对应的周期T1，即T3>T2>T1。且驱动脉冲P1的脉冲宽度等于驱动脉冲P2的脉冲宽度。但是驱动脉冲P1的脉冲宽度和驱动脉冲P2的脉冲宽度都小于驱动脉冲P3的脉冲宽度。
类似地，如图9所示，第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1每个周期的低电平时段可以存在驱动脉冲P1和驱动脉冲P2共两个驱动脉冲，驱动脉冲P2对应的周期T2 大于驱动脉冲P1对应的周期T1，即T2>T1。且驱动脉冲P2的脉冲宽度大于驱动脉冲P1 的脉冲宽度(也就是说，驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的脉冲宽度不同)。
需要说明的是，第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1每个周期的低电平时段可以存在两个驱动脉冲，且两个驱动脉冲的脉冲宽度相同可以参考图2，本申请实施例在此不做赘述。
第三方面：第二驱动信号PWM2的N个驱动脉冲中前N-1个驱动脉冲的频率相同，第二驱动信号的N个驱动脉冲中最后一个驱动脉冲的频率小于前N-1个驱动脉冲的频率。
下面以第二驱动信号PWM2在第一驱动信号PWM1的每个周期的低电平时段存在3个驱动脉冲为例进行说明。
在一示例中，如图10所示，驱动脉冲P1、驱动脉冲P2和驱动脉冲P3这三个驱动脉冲的脉冲宽度相同，驱动脉冲P1和驱动脉冲P2(即前两个驱动脉冲)的周期相同(即 T1＝T2)，因此驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的频率相同(即f1＝f2)。而且，驱动脉冲P3 (即3个驱动脉冲中的最后一个驱动脉冲)的周期大于驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的周期，也就是说，驱动脉冲P3的频率小于驱动脉冲P1(或者驱动脉冲P2)的频率(即f3＜f1)。
在另一示例中，如图11所示，驱动脉冲P1的脉冲宽度大于驱动脉冲P2的脉冲宽度，驱动脉冲P2的脉冲宽度和驱动脉冲P3的脉冲宽度相同。且驱动脉冲P1和驱动脉冲P2 的周期相同，即T1＝T2，也就是说，驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的频率相同(即f1＝f2)。而且，驱动脉冲P3的周期大于驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的周期，也就是说，驱动脉冲 P3的频率小于驱动脉冲P1(或者驱动脉冲P2)的频率(即f3＜f1)。
通过以上三方面可以得到，本申请实施例通过控制器发送不对称的驱动信号给第一开关管S1和第二开关管S2，使得电感L的充放电频率增加，且能够在保证电感L的纹波电流百分比相同的前提下，降低电感L的感量，进而较小电感L的体积和成本。
下面分情况介绍第三驱动信号PWM3的一个周期Tsw内的第四驱动信号PWM4：
第一方面：第四驱动信号PWM4中N个驱动脉冲中至少2个驱动脉冲对应的频率不相同。
下面以第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3每个周期Tsw内存在3个驱动脉冲且三个驱动脉冲的脉冲宽度相同为例进行说明。
在第三驱动信号PWM3每个周期Tsw内的低电平时段存在1个驱动脉冲P1，在第三驱动信号PWM3每个周期Tsw的高电平时段存在两个驱动脉冲(即驱动脉冲P2和驱动脉冲P3)，且驱动脉冲P1的脉冲宽度、驱动脉冲P2的脉冲宽度和驱动脉冲P3的脉冲宽度均相同。若驱动脉冲P1对应的周期T1与驱动脉冲P2对应的周期T2相同(即T1＝T2)，但驱动脉冲P2对应的周期T2和驱动脉冲P3对应的周期T3不同(即T2≠T3)，那么，驱动脉冲P1对应的频率f1与驱动脉冲P2对应的频率f2则相同(即f1＝f2)，且驱动脉冲P2对应的频率f2与驱动脉冲P3对应的频率f3不相同(即f2≠f3)。
当然，第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3每个周期Tsw内存在的3个驱动脉冲的脉冲宽度也可以不同，可参考上文相关介绍，本申请实施例在此不做赘述。
由于第四驱动信号PWM3在第三驱动信号PWM3的低电平时段和高电平时段的驱动脉冲数量可以为多个(如两个驱动脉冲)，从而也增加电感L的充放电频率，即使第四驱动信号PWM4中驱动脉冲的脉冲宽度不同，但同样能够在保证电感L的纹波电流百分比相同的前提下，降低电感L的感量，进而较小电感L的体积和成本。
第二方面：第四驱动信号PWM4中N个驱动脉冲中每个驱动脉冲对应的频率均不相同。
下面以第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3每个周期Tsw内存在3个驱动脉冲，三个驱动脉冲的脉冲宽度相同且3个驱动脉冲对应的频率均不相同为例进行说明。
在第三驱动信号PWM3每个周期Tsw内的低电平时段存在1个驱动脉冲P1，在第三驱动信号PWM3每个周期Tsw的高电平时段存在驱动脉冲P2和驱动脉冲P3，且驱动脉冲 P1的脉冲宽度、驱动脉冲P2的脉冲宽度和驱动脉冲P3的脉冲宽度均相同。若驱动脉冲 P1对应的周期T1、驱动脉冲P2对应的周期T2和驱动脉冲P3对应的周期T3均不同(即 T1≠T2≠T3)，那么，驱动脉冲P1对应的频率f1、驱动脉冲P2对应的频率f2与驱动脉冲P3对应的频率f3则均不相同(即f1≠f2≠f3)。
当然，第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3每个周期Tsw内存在的3个驱动脉冲的脉冲宽度也可以不同，可参考上文相关介绍，本申请实施例在此不做赘述。
第三方面：第四驱动信号PWM4的N个驱动脉冲中前N-1个驱动脉冲的频率相同，第四驱动信号PWM4的N个驱动脉冲中最后一个驱动脉冲的频率小于前N-1个驱动脉冲的频率。
下面同样以第四驱动信号PWM4在第三驱动信号PWM3的每个周期的低电平时段存在3个驱动脉冲为例进行说明。
在一示例中，驱动脉冲P1、驱动脉冲P2和驱动脉冲P3这三个驱动脉冲的脉冲宽度相同，驱动脉冲P1和驱动脉冲P2(即前两个驱动脉冲)的周期相同(即T1＝T2)，因此，驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的频率相同(即f1＝f2)。而且，驱动脉冲P3(即3个驱动脉冲中的最后一个驱动脉冲)的周期大于驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的周期，也就是说，驱动脉冲P3的频率小于驱动脉冲P1(或者驱动脉冲P2)的频率(即f3＜f1)。
在另一示例中，驱动脉冲P1的脉冲宽度可以大于驱动脉冲P2的脉冲宽度，驱动脉冲 P2的脉冲宽度可以和驱动脉冲P3的脉冲宽度相同。且驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的周期相同，即T1＝T2，也就是说，驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的频率相同(即f1＝f2)。而且，驱动脉冲P3的周期大于驱动脉冲P1和驱动脉冲P2的周期，也就是说，驱动脉冲P3的频率小于驱动脉冲P1(或者驱动脉冲P2)的频率(即f3＜f1)。
通过以上三方面可以得到，本申请实施例通过控制器发送不对称的驱动信号给第三开关管S3和第四开关管S4，使得电感L的充放电频率增加，且能够在保证电感L的纹波电流百分比相同的前提下，降低电感L的感量，进而较小电感L的体积和成本。
在一种可能的实现方式中，本申请实施例可以将(在第一驱动信号PWM1的每个周期内)第一驱动信号PWM1的上升沿与第二驱动信号PWM2中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿之间的时间定义为滞后时间(方式一定义的滞后时间，为了便于理解和区分，用Td1表示)，还可以将(在第三驱动信号PWM3的每个周期内)第三驱动信号 PWM3的上升沿与第四驱动信号PWM4中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿之间的时间定义为滞后时间(方式二定义的滞后时间，为了便于理解和区分，用Td2表示)。
下面结合附图详细介绍上述两种方式定义的滞后时间的获取方式。
针对方式一定义的滞后时间Td1，为了便于理解，本申请实施例以在第一驱动信号PWM1的每个周期内第二驱动信号PWM2中存在两个驱动脉冲且两个驱动脉冲的脉冲宽度相同为例进行说明。
在第一个示例中，由于电感L的纹波电流受滞后时间Td1的影响，所以控制器可以通过电感L的纹波电流获取滞后时间Td1。为了降低电感L的纹波电流，在电感L的每个充放电周期，控制器可以控制电感L的充电电流等于电感L的放电电流获取滞后时间Td1。
结合图12可以看出，第一驱动信号PWM1的上升沿与第二驱动信号PWM2中两个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿之间的时间为D1Tsw+D2Tsw，也就是说 Td1＝D1Tsw+D2Tsw。
其中，Tsw表示第一驱动信号PWM1的一个周期。D1表示第一开关管S1的占空比，且满足D1+D3＝1，D3表示第二开关管S3的占空比。D1Tsw表示第一开关管S1的导通时间。
类似地，D2表示第二开关管S2的占空比，且满足D2+D4＝1，D4表示第四开关管S4 的占空比。D2Tsw可以表示第二驱动信号PWM2的两个驱动脉冲中第一个驱动脉冲的上升沿与第一驱动信号PWM1的下降沿的延迟时间。
下面结合图1和图2介绍控制器获得滞后时间Td1的详细过程。
控制器可以根据图1所示的双向直流变换器的第一电压V1、第二电压V2、电容C的电压Vc以及第一驱动信号PWM1或者第三驱动信号PWM3的周期Tsw，获取滞后时间Td1。
可选地，第一电压V1可以用于指示双向直流变换器的输出电压，且第二电压V2可以用于指示双向直流变换器的输入电压。或者，第一电压V1可以用于指示双向直流变换器的输入电压，且第二电压V2可以用于指示双向直流变换器的输出电压。本申请实施例以第一电压V1为输入电压且第二电压V2为输出电压为例进行说明。
结合图2，以控制器发送第一驱动信号PWM1给第一开关管S1，发送第二驱动信号PWM2给第二开关管S2为例，F11时段和F12时段对应电感L的一个充放电周期，则F11 时段对应第一开关管S1导通且第二开关管S2关断，F12时段对应第一开关管S1和第二开关管S2均关断，电感L在该充放电周期内满足如下方程：
(V1+Vc-V2)D1Tsw＝(V2-V1)D2Tsw 式(1)
式(1)中，第一驱动信号PWM1的占空比D1可以满足：
D1＝1-V1/V2 式(2)
进一步地，控制器可以结合式(1)和式(2)获得滞后时间Td1，进而能够降低电感 L的感量。
在第二个示例中，控制器可以根据第一开关管S1和第二开关管S2中至少一个开关管的损耗(即第一开关管S1的损耗和/或第二开关管S1的损耗)获取滞后时间Td1。
也就是说，为了获取滞后时间Td1，控制器可以仅通过第一开关管S1的损耗获取滞后时间Td1，也可以仅通过第二开关管S2的损耗获取滞后时间Td1，控制器还可以通过第一开关管S1的损耗和第二开关管S2的损耗共同获取滞后时间Td1。
例如，控制器仅通过第一开关管S1的损耗获取滞后时间Td1，可以为第一开关管S1的损耗最小时对应的时间为滞后时间Td1。
又例如，控制器仅通过第二开关管S2的损耗获取滞后时间Td1，可以为第二开关管S2的损耗最小时对应的时间为滞后时间Td1。
还例如，控制器通过第一开关管S1的损耗和第二开关管S2的损耗共同获取滞后时间 Td1，可以为第一开关管S1的损耗和第二开关管S2的损耗分布均衡时对应的时间为滞后时间Td1。
因此，控制器可以根据第一开关管S1的损耗和/或第二开关管S1的损耗获取滞后时间Td1，进而降低双向直流变换器产生的损耗，提高双向直流变换器的转换效率。
在第三个示例中，控制器可以根据电感L的纹波电流以及第一开关管S1和第二开关管S2中至少一个开关管的损耗获取滞后时间Td1。
为了既能降低电感L的纹波电流，又能降低双向直流变换器产生的损耗，控制器可以结合第一个示例和第二个示例获取滞后时间Td1。
因此，控制器能够将电感L的纹波电流较低且第一开关管S1和第二开关管S2中至少一个开关管损耗较低时对应的时间作为滞后时间Td1。
针对方式二定义的滞后时间Td2，为了便于理解，本申请实施例以在第三驱动信号PWM3的每个周期内第四驱动信号PWM4中存在两个驱动脉冲且两个驱动脉冲的脉冲宽度不同为例进行说明。
在第一个示例中，由于电感L的纹波电流受滞后时间Td2的影响，所以控制器可以通过电感L的纹波电流获取滞后时间Td2。为了降低电感L的纹波电流，在电感L的每个充放电周期，控制器可以控制电感L的充电电流等于电感L的放电电流获取滞后时间Td2。
下面结合图1介绍控制器获得滞后时间Td2的详细过程。
在第一个示例中，控制器可以根据第三开关管S3和第四开关管S4中至少一个开关管的损耗(即第三开关管S3的损耗和/或第四开关管S4的损耗)获取滞后时间Td2。
也就是说，为了获取滞后时间Td2，控制器可以仅通过第三开关管S3的损耗获取滞后时间Td2，也可以仅通过第四开关管S4的损耗获取滞后时间Td2，控制器还可以通过第三开关管S3的损耗和第四开关管S4的损耗共同获取滞后时间Td2。
例如，控制器仅通过第三开关管S3的损耗获取滞后时间Td2，可以为第三开关管S3的损耗最小时对应的时间为滞后时间Td2。
又例如，控制器仅通过第四开关管S4的损耗获取滞后时间Td1，可以为第四开关管S4的损耗最小时对应的时间为滞后时间Td2。
还例如，控制器通过第三开关管S3的损耗和第四开关管S4的损耗共同获取滞后时间 Td2，可以为第三开关管S3的损耗和第四开关管S4的损耗分布均衡时对应的时间为滞后时间Td2。
因此，控制器可以根据第三开关管S3的损耗和/或第四开关管S4的损耗获取滞后时间Td2，进而降低双向直流变换器产生的损耗，提高双向直流变换器的转换效率。
在第二个示例中，控制器可以根据电感L的纹波电流以及第三开关管S3和第四开关管S4中至少一个开关管的损耗获取滞后时间Td1。
为了既能降低电感L的纹波电流，又能降低双向直流变换器产生的损耗，控制器可以结合第一个示例和第二个示例获取滞后时间Td2。
因此，控制器能够将电感L的纹波电流较低且第三开关管S3和第四开关管S4中至少一个开关管损耗较低时对应的时间作为滞后时间Td2。
在一种可能的实现方式中，在图1的基础上，本申请实施例提供的双向直流变换器1 还可以包括电容C1和电容C2，如图13所示。
其中，电容C1连接在节点H与节点I之间，节点H连接第一直流端DC1，节点I连接第二直流端DC2。电容C2连接在节点F与节点G之间，节点F连接第三直流端DC3，节点G连接第四直流端DC4。
可选地，电容C1的一端(可以为正极端)连接节点H，电容C1的另一端(可以为负极端)连接节点I。电容C2的一端(可以为正极端)连接节点F，电容C2的另一端(可以为负极端)连接节点G。
进一步地，在图13的基础上，本申请实施例提供的双向直流变换器1还可以包括第五开关管S5，如图14所示。图14中，第五开关管S5的第一端(即图14中第五开关管 S5的右端)连接电容C的第二端(即图14中电容C的下端，可以为负极端)，第五开关管S5的第二端(即图14中第五开关管S5的左端)可以连接节点B。
可选地，与上述第一开关管S1等四个开关管类似，第五开关管S5也可以采用MOS管、IGBT或者双向开关等。当然，第五开关管S5还可以为其他类型的可控型功率器件，本申请实施例对第五开关管S5的类型不做限定。
例如，第五开关管S5为MOS管。第五开关管S5的漏极可以连接电容C的第二端，第五开关管S5的源极可以连接节点B。
又例如，第五开关管S5为IGBT。第五开关管S5的集电极可以连接电容C的第二端，第五开关管S5的发射极可以连接节点B。
图14所示的双向直流变换器1可以通过第五开关管S5对第二开关管S2进行保护，原理如下：
在双向直流变换器1将第一电压V1(作为输入电压)变换为第二电压V2(作为输出电压)的过程中(即图14中功率从左到右传输)，控制器可以先控制第五开关管S5关断，由于第五开关管S5关断，此时电流不能流经电容C，此时第一电压V1不会施加在第二开关管S2上，因此，对于第二开关管S2起到保护作用。
例如，当第一电压V1为900V且第二电压V2为1200V时(双向直流变换器1起到升压作用)，第一开关管S1和第三开关管S3可以选用低耐压等级如650V的IGBT，如果不设置第五开关管S5，那么在双向直流变换器1接通电源的瞬间，电容C上的电压Vc为 0，即第一电压V1几乎完全施加在第二开关管S2上，造成第二开关管S2所需承受的电压超过第二开关管S2本身的电压应力，会对第二开关管S2造成损坏。
类似地，在双向直流变换器1将第二电压V2(作为输入电压)变换为第一电压V1(作为输出电压)的过程中(即图14中功率从右到左传输)，控制器可以先控制第五开关管 S5关断，由于第五开关管S5关断，此时电流不能流经电容C，此时第二电压V2不会施加在第二开关管S2上，因此，对于第二开关管S2仍可以起到保护作用。
例如，当第一电压V1为900V且第二电压V2为1200V时(双向直流变换器1起到降压作用)，同样的，第一开关管S1和第三开关管S3可以选用低耐压等级如650V的IGBT。如果不设置第五开关管S5，那么在双向直流变换器1接通电源的瞬间，电容C上的电压 Vc为0，即第二电压V2几乎完全施加在第二开关管S2上，造成第二开关管S2所需承受的电压超过第二开关管S2本身的电压应力，会对第二开关管S2造成损坏。
在另一种可能的实现方式中，在图13的基础上，考虑到双向直流变换器中电容的预充电和母线电压的突变，本申请实施例提供的双向直流变换器1还可以包括第一二极管D1和第二二极管D2，如图15所示。
图15中，图13的第二电容C2可以分为电容C21和电容C22，电容C21和电容C22 的连接节点为节点J(节点J可以理解为第二电压V2的中点)。第一二极管D1的阳极可以连接节点，第一二极管D1的阴极可以连接节点J。第二二极管D2的阳极可以连节点J，第二二极管D2的阴极可以连接节点D。
可以理解的，第一二极管D1的作用是对第三开关管S3承受的压降进行箝位，防止在第三开关管S3导通时，第三开关管S3承受整个直流母线的电压Vbus(即第二电压V2)。类似地，第二二极管D2的作用是对第四开关管S4承受的压降进行箝位，防止在第二开关管S2导通时，第四开关管S4承受整个直流母线的电压Vbus(即第二电压V2)，所以第一二极管D1和第二二极管D2可以称为箝位二极管。
图15示出的双向直流变换器1与图14示出的双向直流变换器1作用相同，均是为了在双向直流变换器1接通电源并开始工作时，降低第二开关管S2承受的电压应力，图15 所示的双向直流变换器具有以下优点：
在双向直流变换器1接通电源并开始正向工作时，第一电压V1为电容C进行充电，电容C不存在电压为零的时刻，因此，第一电压V1不会完全施加在第二开关管S2上，从而降低第二开关管S2所承受的电压应力，对第二开关管S2起到保护作用。
类似地，在双向直流变换器1接通电源并开始逆向工作时，第二电压V2为电容C进行充电，电容C也不存在电压为零的时刻，因此，第二电压V2不会完全施加在第二开关管S2上，从而降低第二开关管S2所承受的电压应力，对第二开关管起到保护作用。
可选地，上述第一二极管和第二二极管也可以用开关管(如MOS管、IGBT或者双向开关)等替换，仅需控制器发送相应的驱动信号使开关管实现二极管的工作模式即可，本申请实施例在此暂不做详细介绍。
综上所述，图14和图15所示的双向直流变换器1中，控制器也可以通过给第一开关管T1和第二开关管T2发送不对称的驱动信号，并给第三开关管S3和第四开关管S4发送不对称的驱动信号，也能够提高电感L的充放电频率，从而降低电感L的纹波电流，进而减小电感L的感量，达到减小整个双向直流变换器的体积和成本的目的。
本申请实施例还提供一种电子设备，可以包括双向直流变换器。双向直流变换器的详细介绍可以参考上文，本申请实施例在此不做赘述。
以上对双向直流变换器进行了详细介绍，下面介绍双向直流变换器的控制方法。控制方法100可以包括：控制器对第一开关管S1和第三开关管S3进行互补控制，并对第二开关管S2和第四开关管S4进行互补控制。
其中，互补控制用于指示两个互补控制的开关管不能同时导通或同时关断。例如，第一开关管S1和第三开关管S3不能同时导通或同时关断，第二开关管S2和第四开关管S4不能同时导通或同时关断。
可选地，控制器控制第二开关管S2的导通次数在同一周期内大于第一开关管S1的导通次数。也可以理解为：在一个周期内，控制器可以控制第二开关管S2的开关频率大于第一开关管S1的开关频率，进而可以减少第一开关管S1和第二开关管S2的损耗。
本申请实施例提供的控制方法中，控制器控制第二开关管的导通次数在同一周期内与第一开关管的导通次数不同，可以提高电感在一个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
在一种可能的实现方式中，在第一开关管S1的任一周期内，第一开关管S1的导通时刻和第二开关管S2的导通时刻之间可以存在延时。也就是说，第一开关管S1和第二开关管S2在任一周期内不同时导通。
进一步地，第一开关管S1的周期与第三开关管S3的周期可以相同。
在一种可能的实现方式中，控制方法还可以包括：控制器控制第四开关管S4的导通次数在同一周期段内大于第三开关管S3的导通次数，也可以理解为：在一个周期内，控制器可以控制第四开关管S4的开关频率大于第三开关管S3的开关频率，进而可以减少第三开关管S3和第四开关管S4的损耗。
可以理解的是，控制器控制第四开关管的导通次数在同一周期内与第三开关管的导通次数不同，同样可以提高电感在一个周期内的充放电次数，即增加了电感的充放电频率，从而在保证电感相同的纹波电流百分比的前提下，可以采用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本也较低，进而能够降低双向直流变换器的体积及成本。当双向直流变换器的体积减小时，则可以提高双向直流变换器的功率密度。
在一种可能的实现方式中，控制器可以发送第一驱动信号PWM1给第一开关管S1，发送第二驱动信号PWM2给第二开关管S2，发送第三驱动信号PWM3给第三开关管S3，并发送第四驱动信号PWM4给第四开关管S4，以实现第一开关管S1与第三开关管S3的互补控制，并实现第二开关管S2与第四开关管S4的互补控制。
可选地，由于第一开关管S1的周期与第三开关管S3的周期可以相同。那么，第一驱动信号的周期和第三驱动信号的周期可以相同。
第二驱动信号在第一驱动信号的每个周期可以存在N个驱动脉冲，也就是说，第二驱动信号与第一驱动信号为不对称的两个驱动信号。
类似地，第四驱动信号在第三驱动信号的每个周期也可以存在N个驱动脉冲，也就是说，第四驱动信号与第三驱动信号为不对称的两个驱动信号。
双向直流变换器中的电感在第一驱动信号或者第三驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期，N可以为大于等于2的整数，本申请实施例对N的取值不做限定。
可以在第一开关管S1导通时，通过给第二开关管S2发送第二驱动信号PWM2使电感L进行至少两次充放电。当然，还可以在第二开关管S2关断时，通过给第一开关管S1 发送第一驱动信号PWM使电感L进行一次充放电。
类似地，可以在第三开关管S3导通时，通过给第四开关管S4发送第四驱动信号PWM4 使电感L进行至少两次充放电，还可以在第四开关管S4导通时，通过给第三开关管S3发送第三驱动信号PWM3使电感L进行一次充放电。
可以看出，在第一驱动信号PWM1或者第三驱动信号PWM3的一个周期内，电感L 至少存在3个充放电周期，控制器通过提高电感L在每个周期的充放电频率(即提频)，进而减小电感L的感量，减小电感L的体积和成本。
需要说明的是，关于第一驱动信号、第二驱动信号、第三驱动信号和第四驱动信号的详细介绍可以参考上文，本申请实施例不做赘述。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (31)

1.一种双向直流变换器，其特征在于，包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、电容、电感和控制器；
所述电感的第一端连接所述双向直流变换器的第一直流端，所述电感的第二端连接第一节点，所述第一开关管的第一极连接所述第一节点，所述第一开关管的第二极连接第二节点，所述第二开关管的第一极连接所述第二节点，所述第二开关管的第二极连接所述双向直流变换器的第二直流端和所述双向直流变换器的第四直流端，所述第三开关管的第一极连接所述第一节点，所述第三开关管的第二极连接第三节点，所述第四开关管的第一极连接所述第三节点，所述第四开关管的第二极连接所述双向直流变换器的第三直流端，所述电容的第一端连接所述第三节点，所述电容的第二端连接所述第二节点，所述控制器与所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管连接；
所述控制器用于：对所述第一开关管和所述第三开关管进行互补控制，并对所述第二开关管和所述第四开关管进行互补控制，所述互补控制用于指示两个互补控制的开关管不能同时导通或同时关断，还用于控制所述第二开关管的导通次数在同一周期内大于所述第一开关管的导通次数，以减少所述第一开关管和所述第二开关管的损耗。
2.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，在所述第一开关管的任一周期内，所述第一开关管的导通时刻和第二开关管的导通时刻之间存在延时。
3.根据权利要求2所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第一开关管的周期与所述第三开关管的周期相同。
4.根据权利要求2或3所述的双向直流变换器，其特征在于，所述控制器还用于：
控制所述第四开关管的导通次数在同一周期段内大于所述第三开关管的导通次数，以减少所述第三开关管和所述第四开关管的损耗。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的双向直流变换器，其特征在于，所述控制器用于：
发送第一驱动信号给所述第一开关管，发送第二驱动信号给所述第二开关管，发送第三驱动信号给所述第三开关管，并发送第四驱动信号给所述第四开关管，以实现对所述第一开关管和所述第三开关管的互补控制，并实现对所述第二开关管和所述第四开关管的互补控制；
所述第二驱动信号在所述第一驱动信号的每个周期存在N个驱动脉冲，所述第四驱动信号在所述第三驱动信号的每个周期存在N个驱动脉冲，在所述第一开关管或者所述第三开关管的任一周期内，所述电感存在N+1个充放电周期，所述N为大于等于2的整数。
6.根据权利要求5所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第二驱动信号中的N个驱动脉冲在所述第一驱动信号每个周期的低电平时段。
7.根据权利要求5所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第四驱动信号的N个驱动脉冲中的第一部分脉冲在所述第三驱动信号每个周期的低电平时段；
所述第四驱动信号的N个脉冲中的第二部分脉冲在所述第三驱动信号每个周期的高电平时段。
8.根据权利要求5所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第二驱动信号或者所述第四驱动信号的N个驱动脉冲中至少两个驱动脉冲对应的频率不相同。
9.根据权利要求8所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第二驱动信号或者所述第四驱动信号的N个驱动脉冲中每个驱动脉冲对应的频率均不相同。
10.根据权利要求8所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第二驱动信号或者所述第四驱动信号的N个驱动脉冲中每个驱动脉冲的脉冲宽度相同。
11.根据权利要求5所述的双向直流变换器，其特征在于，所述N≥3。
12.根据权利要求11所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第二驱动信号或者所述第四驱动信号的N个驱动脉冲中前N-1个驱动脉冲的频率相同，所述第二驱动信号的N个驱动脉冲中最后一个驱动脉冲的频率小于所述前N-1个驱动脉冲的频率。
13.根据权利要求5所述的双向直流变换器，其特征在于，在所述第一驱动信号的每个周期内，所述第二驱动信号中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿在所述第一驱动信号的下降沿之后。
14.根据权利要求13所述的双向直流变换器，其特征在于，在所述第三驱动信号的每个周期内，所述第四驱动信号中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿在所述第三驱动信号的下降沿之前。
15.根据权利要求14所述的双向直流变换器，其特征在于，在所述第一驱动信号的每个周期内，所述第一驱动信号的上升沿与所述第二驱动信号中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿之间的时间为滞后时间；
或者，在所述第三驱动信号的每个周期内，所述第三驱动信号的上升沿与所述第四驱动信号中N个驱动脉冲中的第一个驱动脉冲的上升沿之间的时间为滞后时间。
16.根据权利要求15所述的双向直流变换器，其特征在于，所述控制器还用于：
在所述电感的每个充放电周期内，控制所述电感的充电电流等于所述电感的放电电流获取所述滞后时间。
17.根据权利要求16所述的双向直流变换器，其特征在于，所述控制器具体用于：
根据所述双向直流变换器的第一电压、所述双向直流变换器的第二电压、所述电容的电压以及所述第一驱动信号/所述第三驱动信号的周期，获取所述滞后时间；
其中，所述第一电压用于指示所述双向直流变换器的输入电压，且所述第二电压用于指示所述双向直流变换器的输出电压；
或者，所述第一电压用于指示所述双向直流变换器的输出电压，且所述第二电压用于指示所述双向直流变换器的输入电压。
18.根据权利要求17所述的双向直流变换器，其特征在于，所述控制器具体用于：
按下式获取所述滞后时间，所述滞后时间为(D1+D2)Tsw；
(V1+Vc-V2)D1Tsw＝(V2-V1)D2Tsw
式中，V1表示所述双向直流变换器的第一电压，V2表示所述双向直流变换器的第二电压，Vc表示所述电容的电压，Tsw表示所述第一驱动信号或者所述第三驱动信号的周期，D1表示所述第一驱动信号的占空比，D2Tsw表示所述第二驱动信号的N个驱动脉冲中第一个驱动脉冲的上升沿与所述第一驱动信号的下降沿的延迟时间。
19.根据权利要求15所述的双向直流变换器，其特征在于，所述控制器还用于：
根据所述第一开关管的损耗和/或所述第二开关管的损耗获取所述滞后时间；
或者，根据所述第三开关管的损耗和/或所述第四开关管的损耗获取所述滞后时间。
20.根据权利要求15所述的双向直流变换器，其特征在于，所述控制器还用于：
根据所述电感的纹波电流以及所述第一开关管和所述第二开关管中至少一个开关管的损耗获取所述滞后时间；
或者，根据所述电感的纹波电流以及所述第三开关管和所述第四开关管中至少一个开关管的损耗获取所述滞后时间。
21.根据权利要求5所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第一驱动信号的每个周期与所述第三驱动信号的每个周期相同。
22.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，所述双向直流变换器还包括第五开关管；
所述第五开关管的第一端连接所述电容的第二端，所述第五开关管的第二端连接所述第二节点。
23.根据权利要求22所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第五开关管采用绝缘栅场效应管、绝缘栅双极型晶体管或者双向开关。
24.根据权利要求17所述的双向直流变换器，其特征在于，所述双向直流变换器还包括第一二极管和第二二极管；
所述第一二极管的阳极连接所述第二节点，所述第一二极管的阴极连接所述第二电压的中点，所述第二二极管的阳极连接所述第二电压的中点，所述第二二极管的阴极连接所述第三节点。
25.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管分别采用以下任意一项：
绝缘栅场效应管、绝缘栅双极型晶体管和双向开关。
26.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第一直流端和所述第二直流端构成所述双向直流变换器的输入端，且所述第三直流端和所述第四直流端构成所述双向直流变换器的输出端；
或者，所述第三直流端和所述第四直流端构成所述双向直流变换器的输入端，且所述第一直流端和所述第二直流端构成所述双向直流变换器的输出端。
27.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1至26中任一项所述的双向直流变换器。
28.一种双向直流变换器的控制方法，其特征在于：所述双向直流变换器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、电容、电感和控制器；
所述电感的第一端连接所述双向直流变换器的第一直流端，所述电感的第二端连接第一节点，所述第一开关管的第一极连接所述第一节点，所述第一开关管的第二极连接第二节点，所述第二开关管的第一极连接所述第二节点，所述第二开关管的第二极连接所述双向直流变换器的第二直流端和所述双向直流变换器的第四直流端，所述第三开关管的第一极连接所述第一节点，所述第三开关管的第二极连接第三节点，所述第四开关管的第一极连接所述第三节点，所述第四开关管的第二极连接所述双向直流变换器的第三直流端，所述电容的第一端连接所述第三节点，所述电容的第二端连接所述第二节点，所述控制器与所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管连接；
所述控制方法包括：
所述控制器对所述第一开关管和所述第三开关管进行互补控制，并对所述第二开关管和所述第四开关管进行互补控制，所述互补控制用于指示两个互补控制的开关管不能同时导通或关断，还用于控制所述第二开关管的导通次数在同一周期内大于所述第一开关管的导通次数，以减少所述第一开关管和所述第二开关管的损耗。
29.根据权利要求28所述的控制方法，其特征在于：在所述第一开关管的任一周期内，所述第一开关管的导通时刻和第二开关管的导通时刻之间存在延时。
30.根据权利要求28至29中任一项所述的控制方法，其特征在于：所述第一开关管的周期与所述第三开关管的周期相同。
31.根据权利要求30所述的控制方法，其特征在于：所述控制方法还包括：
所述控制器控制所述第四开关管的导通次数在同一周期段内大于所述第三开关管的导通次数，以减少所述第三开关管和所述第四开关管的损耗。
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