CN114079518A

CN114079518A - 测量设备

Info

Publication number: CN114079518A
Application number: CN202110803721.6A
Authority: CN
Inventors: 弗兰克·奥特艾恩德; 奥利维耶·克朗; 米拉德·皮里
Original assignee: NXP BV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2020-08-10
Filing date: 2021-07-15
Publication date: 2022-02-22
Also published as: US11804911B2; EP3955011A1; US11424840B2; US20220045771A1; US20220360345A1; EP3955011B1

Abstract

一种测量设备包括接收被测电路的输入信号的第一端；接收所述被测电路的输出信号的第二端。第一分相器和第二分相器被配置成生成第一相位信号I1和第二相位信号I2以及第一正交信号Q1和第二正交信号Q2。第一复用器和第二复用器各自耦合到所述第一端和所述第二端，且被配置成交替地将所述被测电路的所述输入信号和所述输出信号传递到所述第一分相器和所述第二分相器的输入。双正交混频器具有被配置成接收I1、Q1、I2和Q2的四个输入，和输出。计算单元基于所述双正交混频器的所述输出确定所述被测电路的相移和/或所述被测电路的增益中的一个或两个。

Description

测量设备

技术领域

本公开涉及一种测量设备。所述测量设备可用于测试RF信号处理电路的领域。具体地，本公开涉及一种用于确定由被测电路引入的相移和/或增益的测量设备。

背景技术

在RF信号处理中，电路可被配置成改变信号的振幅，其中这种电路可被称为“放大器”。此外，电路可被配置成改变信号的相位，其中这种电路可被称为“相位旋转器”、“移相器”或“延迟电路”。这些电路可以形成为通常被称为射频集成电路(RFIC)的集成电路。

由于这些电路的生产过程中(例如在RFIC中)的可变性，这种放大器和相位旋转器可能出现生产公差。因此，并不能确切地知晓这些块的增益和/或相位。

发明内容

根据本公开的第一方面，提供一种测量设备，包括：

第一端，所述第一端用于耦合到被测电路以接收表示到所述被测电路的输入信号的第一信号；

第二端，所述第二端用于耦合到所述被测电路以接收表示来自所述被测电路的输出的第二信号；

第一分相器，所述第一分相器被配置成基于在所述第一分相器的输入处提供的信号生成第一相位信号I1和第一正交信号Q1，所述第一正交信号与所述第一相位信号正交；

第二分相器，所述第二分相器被配置成基于在所述第二分相器的输入处提供的信号生成第二相位信号I2和第二正交信号Q2，所述第二正交信号与所述第二相位信号正交；

第一复用器，所述第一复用器耦合到所述第一端和所述第二端，且被配置成在所述第一复用器的第一模式下将所述第一信号传递到所述第一分相器的所述输入，并且在所述第一复用器的第二模式下将所述第二信号传递到所述第一分相器的所述输入；

第二复用器，所述第二复用器耦合到所述第一端和所述第二端，且被配置成在所述第二复用器的第一模式下将所述第二信号传递到所述第二分相器的所述输入，并且在所述第二复用器的第二模式下将所述第一信号传递到所述第二分相器的所述输入；

双正交混频器，所述双正交混频器具有被配置成接收所述第一相位信号I1、所述第一正交信号Q1、所述第二相位信号I2和所述第二正交信号Q2的四个输入，和输出；以及

计算单元，所述计算单元被配置成接收所述双正交混频器的所述输出，所述输出包括一对信号，并且计算单元确定以下一个或两个：

a)基于所述第一复用器处于所述第一模式和所述第二复用器处于所述第一模式时所述双正交混频器的所述输出处的所述一对信号，且基于所述第一复用器处于所述第二模式和所述第二复用器处于所述第二模式时所述输出处的所述一对信号，确定所述被测电路的相移

b)基于所述第一复用器处于所述第一模式和所述第二复用器处于所述第二模式时所述双正交混频器的所述输出以及所述第一复用器处于所述第二模式和所述第二复用器处于所述第一模式时所述双正交混频器的所述输出，确定所述被测电路的增益，所述增益包括所述第二信号的振幅B与所述第一信号的振幅A的比值。

在一个或多个例子中所述一对信号包括：

(i)I1.I2+Q1.Q2；以及

(ii)I1.Q2-I2.Q1。

在一个或多个例子中，所述测量设备包括以下中的一个或两个：求平均元件，所述求平均元件被配置成在所述一对信号中的每个信号被所述计算单元接收之前对所述每个信号求平均；并且所述计算单元被配置成确定在所述双正交混频器的所述输出处提供的所述一对信号中的每个信号的平均值；并且其中基于所述平均值确定所述相移和/或所述增益。

在一个或多个例子中，所述双正交混频器被配置成在不同的时间输出所述一对信号并且可以被配置成连续输出所述一对信号。

在一个或多个实施例中，所述测量设备被配置成确定所述被测电路的所述相移，其中所述计算单元被配置成基于所述第一复用器处于所述第一模式和所述第二复用器处于所述第一模式时所述测量设备的所述输出处的所述一对信号，确定以下内容：

I1.I2+Q1.Q2的第一平均值M1；以及

I1.Q2-I2.Q1的第二平均值M2；并且

所述计算单元被配置成基于所述第一复用器处于所述第二模式和所述第二复用器处于所述第二模式时所述测量设备的所述输出处的所述一对信号，确定以下内容：

I1.I2+Q1.Q2的第三平均值M3；

I1.Q2-I2.Q1的第四平均值M4；

其中所述被测电路的所述相移由下式给出：

在一个或多个实施例中，所述测量设备被配置成确定所述被测电路的所述相移，所述计算单元被配置成确定以下内容：

基于所述双正交混频器的所述输出确定参考平均值M0，其中所述测量设备被配置成使得以下之一：到所述双正交混频器的所述输入从所述第一分相器和所述第二分相器断开，或者所述第一信号和所述第二信号被设置为零；并且

其中所述被测电路的所述相移包括：

应了解，参考平均值M0旨在确定所述测量设备对通过其传递的信号的影响，特别是双正交混频器的影响。因此，这可以通过在双正交混频器之前的任何点中断第一信号和第二信号来实现。

在一个或多个实施例中，所述计算单元被配置成确定以下平均值以确定所述被测电路的所述增益：

在所述双正交混频器的所述输出处提供的所述一对信号中包括I1.I2+Q1.Q2的一个信号的第五平均值M5，其中所述第一复用器处于所述第一模式且所述第二复用器处于所述第二模式；

在所述双正交混频器的所述输出处提供的所述一对信号中包括I1.I2+Q1.Q2的一个信号的第六平均值M6，其中所述第一复用器处于所述第二模式且所述第二复用器处于所述第一模式；并且

其中所述增益包括：

在一个或多个实施例中，所述计算单元被配置成通过确定另外的平均值来确定所述被测电路的所述增益，所述另外的平均值包括：

其中所述增益包括：

其中所述增益包括：

在一个或多个实施例中，所述计算单元被配置成确定以下平均值以确定提供给所述被测电路的所述第一信号的信号功率：

基于所述双正交混频器的所述输出确定参考平均值M0，其中所述设备被配置成使得以下之一：到所述双正交混频器的所述输入从所述第一分相器和所述第二分相器断开，或者所述第一信号和所述第二信号被设置为零；并且

其中所述第一信号的所述信号功率包括：

＝fc(M5-M0)

其中f_C包括基于考虑由所述测量设备引入的所述信号功率的预定校准数据的函数。

在一个或多个实施例中，所述计算单元被配置成确定以下平均值以确定提供给所述被测电路的所述第二信号的信号功率：

包括I1.I2+Q1.Q2的所述输出的第六平均值M6，其中所述第一复用器处于所述第二模式并且所述第二复用器处于所述第一模式；以及

参考平均值M0，其中所述设备被配置成使得以下之一：到所述双正交混频器的所述输入从所述第一分相器和所述第二分相器断开，或者所述第一信号和所述第二信号被设置为零；并且

其中所述第一信号的所述信号功率包括：

＝fc(M6-M0)

在一个或多个实施例中，所述校准数据是基于所述测量设备在所述第一复用器和所述第二复用器处都配备有已知信号功率的信号来确定的，并且其中所述校准数据是基于以下值中的一个或两个来确定的：

在所述双正交混频器的所述输出处提供的所述一对信号中包括I1.I2+Q1.Q2的一个信号的值M5，其中所述第一复用器处于所述第一模式且所述第二复用器处于所述第二模式；

在所述双正交混频器的所述输出处提供的所述一对信号中包括I1.I2+Q1.Q2的一个信号的值M6，其中所述第一复用器处于所述第二模式且所述第二复用器处于所述第一模式。

在一个或多个实施例中，在所述第一复用器的所述输入、所述第二复用器的所述输入、所述第一分相器的所述输入、所述第二分相器的所述输入、所述第一分相器的输出和所述第二分相器的输出中的一个或多个处提供AC耦合器。

在一个或多个实施例中，所述双正交混频器包括：

第一混频器，所述第一混频器被配置成接收来自所述第一分相器的I1和第一复用器的输出；

第二混频器，所述第二混频器被配置成接收来自所述第一分相器的Q1和第二复用器的输出；

其中所述第一混频器的输出和第二混频器的输出与求和元件耦合，所述求和元件被配置成确定所述第一混频器和所述第二混频器的输出之和并将所述和提供到所述双正交混频器的所述输出；并且

其中所述第一复用器被配置成在第一模式下选择I2并且在第二模式下选择Q2以提供到第一混频器；并且

所述第二复用器被配置成在第一模式下选择Q2并且在第二模式下选择-I2以提供到第二混频器。

在一个或多个实施例中所述双正交混频器的所述混频器包括吉尔伯特(Gilbert)乘法器。

在一个或多个实施例中，所述第一分相器和/或所述第二分相器基于多相滤波器。

在一个或多个实施例中，以下各项中的一个或两个：

为了确定所述被测电路的所述相移，所述计算单元包括模数转换器，用于将所述双正交混频器的所述输出转换为数字信号以供所述计算单元处理；以及

为了确定所述被测电路的所述增益，所述计算单元包括电压表，用于确定所述双正交混频器的所述输出处的电压以供所述计算单元处理。

在一个或多个实施例中，所述计算单元可以包括在所述ADC与所述电压表之间切换的开关。

在一个或多个实施例中，所述第一分相器和所述第二分相器形成于同一集成电路上。

在一个或多个实施例中，所述测量设备包括用于所述被测电路的内置自测试电路。

在一个或多个例子中，以下各项中的一个或两个：

将所述被测电路的所述相移提供给校准单元，所述校准单元被配置成基于所述相移校准所述被测电路；

将所述被测电路的所述增益提供给校准单元，所述校准单元被配置成基于所述相移校准所述被测电路。

根据本公开的第二方面，提供一种电子装置，所述电子装置包括根据在前的任一项权利要求所述的测量电路，所述电子装置包括5G新无线电收发器，其中所述被测电路包括所述收发器的传输路径或接收路径中的一个的一部分。

虽然本公开容许各种修改和替代形式，但已借助于例子在图式中示出并将详细描述其细节。然而，应理解，也可能存在除所描述的具体实施例以外的其它实施例。也涵盖落入所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物和替代实施例。

上述讨论并非意在呈现当前或未来权利要求集的范围内的每一个示例实施例或每一个实施方案。下面的附图和详细描述还举例说明了各种示例实施例。结合附图考虑以下具体实施方式可以更全面地理解各种示例实施例。

附图说明

现将仅借助于例子参考附图描述一个或多个实施例，在附图中：

图1示出示例电路，所述示例电路可包括内置自被测电路，用于确定在这个例子中包括信号处理链的被测电路的输出相对于到所述被测电路的输入的相位变化；

图2示出仅利用单个混频器组件的替代示例电路；

图3示出的示例图示出从分相器输出的一对正交信号相对于频率的相位；

图4示出示例电路，用于使用两个分相器、单个混频器组件和馈送所述单个混频器组件的复用器来确定在这个例子中包括信号处理链的被测电路的输出相对于到所述被测电路的输入的相位变化；

图5示出示例电路，用于使用两个分相器和双正交混频器布置来确定在这个例子中包括信号处理链的被测电路的输出相对于到所述被测电路的输入的相位变化；

图6示出用于形成双正交混频器布置的示例电路；

图7示出测量设备的示例实施例，所述测量设备具有馈送两个分相器的两个复用器，所述复用器耦合到包括信号处理链且在这个例子中是信号处理链的被测电路；

图8示出体现为吉尔伯特乘法器的双正交混频器的示例配置；

图9示出双正交混频器中的混频器组件引入的额外相位延迟的影响；

图10示出测量设备的另一示例实施例，并示出用于控制测量设备的复用器的示例控制器；

图11示出测量设备的另一示例实施例；以及

图12示出包括测量电路的电子装置，其中所述电子装置可以包括5G新无线电收发器。

具体实施方式

可以开发测量设备来测量被测电路对信号的影响。因此，被测电路可以接收输入信号并输出输出信号。借助被测电路的功能，通过被测电路施加的增益或被测电路施加的相位旋转度，输出信号可能在一个或两个振幅或相位方面与输入信号不同。在其它例子中，被测电路可被配置成不对输入信号施加增益和/或相位旋转，并且制造过程中的缺陷可导致在实践中发生这种增益和/或相位旋转。测量设备可被实施为与被测电路位于同一集成电路(IC)上的内置自测试(BIST)。这种“内置自测试”(BIST)测量设备有助于测试其中输入信号是交替的IC或RFIC的主电路(即被测电路)。

测量设备也可用于在电路的生产或使用寿命期间修改被测电路的增益和/或被测电路的输入信号的插入相位。因此，在一个或多个例子中，测量设备可被配置成提供反馈信号，所述反馈信号被配置成修改被测电路的一个或两个增益、由被测电路实施的相移(可能是有意的，也可能不是有意的)，或提供对输入信号的修改，以补偿被测电路对输入信号提供的相移和/或增益。

BIST测量设备可能会受到生产公差的影响，其方式类似于BIST测量设备可被配置成测试的放大器和相位旋转器组件的生产公差。结果，由测量设备执行的测量不是完美的，而是可能包含一些测量误差。整个BIST方法依赖于这样的基本假设，即这些测量的公差小于被测电路的原始公差。在一个或多个例子中，可以准确地确定由BIST硬件对被测电路的相位和增益的测量并且以消除由于BIST硬件的生产公差而产生的任何影响的方式来进行确定，这可能是重要的。

现在，我们将描述可以用作测试电路的一系列电路，例如BIST电路，然后描述包括本公开的实施例的测量设备的多个实施例。

图1示出被测电路和与其耦合的测试电路(测试电路可包括BIST电路)的组合100。被测电路包括信号处理链101。这种信号处理链可以包括RFIC中常用的线性电路，例如放大器、相位旋转器、滤波器、衰减器、耦合器等。

存在于信号处理链的相应输入端和输出端处的信号将分别被称为输入端102处的输入信号和输出端103处的输出信号。输入信号和输出信号将被称为具有分别由“A”和“B”表示的振幅和在以下描述中由

表示的相对相位差。

可以通过测量输出信号和输入信号的幅度的比值，即B/A来测量信号处理链101的增益。可以通过测量信号处理链101的输入信号与输出信号之间的相位差

来测量由信号处理链引入的相位变化。因此，可以通过观察输入端102处的输入信号和输出端103处的输出信号来测量由信号处理链引入的增益和相位。

图1的测试电路另外包含分相器104，用于从输出信号获得两个正交信号分量。这些正交信号由表示为输出105的信号“I”和表示为输出106的“Q”组成，这两个正交信号相对于输入信号相位分别具有相位

和

如本领域技术人员所熟知的，这种分相器可以内置有多相滤波器。

此外，图1的测试电路包含两个混频器107和108。混频器是在混频器输出端109和110处产生混频器输出信号的电路组件，所述信号与在混频器的两个输入端中的每一个处接收到的信号的乘积成比例。关于图1：

-输出端109处的混频器输出信号是102处的输入信号和来自分相器的输出105的正交信号之一的乘积。

-混频器输出信号110是102处的输入信号和来自分相器的输出106的正交信号之一的乘积。

可以计算出这两个混频器输出信号的平均值由下式给出：

-混频器输出端109处的

-混频器输出端110处的

因此，可从混频器输出端109和110处的混频器输出信号平均值的测量中导出相位

考虑到

的正负号，即混频器输出端110处的信号平均值的正负号，可以将“反正切”函数所产生的模数-180°结果转化成模数-360°。

这种测量原理的优点是它不依赖于分别为A和B的输入信号和输出信号的振幅。事实上，等式2括号内比值的分子和分母都与A和B成比例。因此，A和B相互抵消。类似地，只要这两个增益因子相等，则测量结果与两个混频器构件的增益因子无关。

然而，图1的测试电路可能会遇到多种问题，这些问题通过引入测量误差而影响测试电路的输出的准确性，其中这些误差可能是由于以下一个或多个原因造成的：

a)每个混频器的增益可能不同。

b)分相器104可能在信号路径中引入额外相位。此相位可能很难控制。此额外相位将添加到测量结果。

c)由于分相器104中的电路缺陷，两个输出信号105和106可能具有不同的振幅。由于振幅的不完全消除，这将导致测量误差。

d)由于分相器104中的电路缺陷，端105和106处的正交信号之间的相位差可能不是正好90°。这也会导致测量误差。

e)混频器107和108可能在从其两个输入到其输出的信号路径中引入额外相位。当从一个输入到一个输出的信号路径中的额外相位与从另一个输入到同一输出的额外相位不同时，这将影响测量结果，从而导致测量误差。

f)图1中的所有电路都会产生导致测量误差的DC偏移电压。

我们现在将描述对被测电路100的改变，在一个或多个例子中，这些改变可解决上述可能的测量问题。应注意，后续附图中的对应特征使用具有对应于其所指的附图的不同第一数字的等效参考数字。

a)两个混频器的增益可能不同

图1中的每个混频器107和108可以具有不同的信号增益。例如，混频器107的增益可能过大，大了因子1+δ，其中δ表示混频器增益不平衡度。理想地，δ等于零。结果，等式1变为：

因此，当使用等式2计算

时，变为：

由上式可知，计算的测量结果可能与理想结果

不同。测量误差约等于

例如对于5％的增益误差δ，测量误差可达0.025弧度，等于1.5°。

这个问题可以用图2的示例测试电路200(由虚线框限界)来解决。此设置只包含一个混频器207。测试电路200还包含信号复用器211。此复用器可被配置成两种配置：

-在第一配置中，分相器204的第一输出205连接到混频器207的输入，从而向混频器207提供两个正交信号中的第一个。

-在第二配置中，分相器204的第二输出206连接到混频器207的输入，从而向混频器207提供两个正交信号中的第二个。

在两个不同的时间一个接一个地进行两次测量：

-在一个时刻，将来自输出205的正交信号中的第一个连接到混频器207，并且测量来自输入端202的输入信号与来自输出205的正交信号中的所述第一个之间的乘积的平均值。此测量结果相当于图1中109处信号输出的平均值。

-在另一时刻，将来自输出206的正交信号中的第二个连接到混频器207，并且测量来自输入端202的输入信号与来自输出206的正交信号中的所述第二个之间的乘积的平均值。此测量结果相当于图1中信号110的平均值。

混频器输出信号109和110的平均值可以包括算术平均值。

然后，可根据等式1和等式2计算相位

但由于两次测量均由同一混频器207执行，因此等式3中增益误差δ为零。

b)分相器204可以在信号路径中引入额外相位

在本文描述的例子中，来自输出端205处的分相器204的输出将被称为信号I，且来自输出端206处的分相器204的输出将被称为Q。相对于输入端202处的输入信号的相位，I和Q分别具有相位

和

然而，当分相器204被构造为多相滤波器时，实际相位如图3的图300所描绘，其中I与Q之间的相位差仍然是90°，但每个信号都有误差相位

和303。因此，I和Q的相位分别为

和

误差相位

难以控制，且与频率有关。

在这些情况下，见图2：

-复用器211处于第一配置时混频器输出端221处混频器输出

-复用器211处于第二配置时混频器输出端221处的混频器输出

因此，当根据等式2计算相位

时，结果为

因此，此误差相位

造成最终计算结果的误差。

图4中示出另外的被测电路400。这里引入了第二个分相器412。因此，在这个例子中，耦合到输入端402的分相器将被称为第一分相器412。耦合到输出端403的分相器将被称为第二分相器404。类似于图2的分相器204，第一分相器和第二分相器可被配置成提供两个正交信号。由第一分相器412输出的一对正交信号将被称为I1和Q1，分别在端413和414处输出。由第二分相器404输出的一对正交信号将被称为I2和Q2，分别在端405和406处输出。因此：

-信号I1的相位为

-信号I2的相位为

-信号Q2的相位为

在这些情况下，我们可以得到两个平均信号，包括：

-第一平均信号：当复用器选择I2传递到混频器407时，其是在混频器输出421处输出的

-第二平均信号：当复用器选择Q2传递到混频器407时，其是在混频器输出421处输出的

然后可以将相位

测量为：

只要两个分相器在它们在正交信号中引起的相位变化方面基本相等，结果就与误差相位

无关。

c)由于分相器404中的电路缺陷，在输出端405和406处提供的两个信号I2和Q2可能具有不同的振幅。

考虑图4的测试电路400，其中信号Q2的振幅过大，大了因子1+δ，其中δ表示信号I2与Q2之间的振幅不平衡度。理想地，δ等于零。结果，借助于等式4计算相位

变为：

同样，非零振幅不平衡度δ可能造成最终计算结果的误差。例如对于5％的振幅不平衡度δ，测量误差可达0.025弧度，相当于1.5°。

图5中描绘了另外的测试电路500。所述测试电路包含本领域技术人员熟知的“双正交混频器”515。这种混频器构件具有四个信号输入。它允许执行两次测量：

-M1＝平均值(I1.I2+Q1.Q2)

-M2＝平均值(11.Q2-I2.Q1)

从两个分相器504和512获得在输出513处提供的信号I1、在输出514处提供的信号Q1、在输出505处提供的信号I2和在输出506处提供的信号Q2。

这四个信号的相位相对于输入端(502)处的输入信号的相位分别为：

-I1的相位＝45°。

-Q1的相位＝-45°。

-

-

然后可以将相位计算为：

图6中描绘了“双正交混频器”600的示例实施例。这包含两个混频器616和617以及两个复用器618和619。复用器618将信号I2或Q2连接到第一混频器616的一个输入，而复用器619将信号Q2或-I2连接到第二混频器617的一个输入。

示例双正交混频器电路另外包含求和元件620，所述求和元件620被配置成提供输出信号621，所述输出信号621是第一混频器616和第二混频器617的输出信号之和。求和元件620可以包括对先前组件的输入电流求和的电阻负载，如图8中标记为620的虚线框所示。

结果，图6的电路可被配置成两种配置：

-在一个配置中，621处求和元件的输出＝I2*I1+Q2.Q1

-在另一配置中，621处求和元件的输出＝Q2*I1+(-I2).Q1。

可了解，这分别对应于上文描述的测量值M1和M2。

为了研究信号振幅减损的影响，再次考虑Q2振幅过大的情况，大了因子1+δ。等式5现在变成：

可以看到，信号Q2出现在这个表达式的分子和分母中。振幅减损δ不会对计算结果产生误差。

本质上类似的计算表明，信号I1、I2或Q1的振幅减损不会产生测量误差。

总之，通过使用双正交混频器，计算的最终结果对于在输出513处提供的信号I1、在输出514处提供的信号Q1、在输出505处提供的信号I2和在输出506处提供的信号Q2的振幅减损以一阶变得不敏感。

d)由于分相器504或512中的电路缺陷，信号I2与Q2之间或I1与Q1之间的相位差可能不是正好90°。

考虑图5的测试电路500。可能由于生产公差，分相器504和512不完全相同。因此，可能在输出513处提供的信号I1、在输出514处提供的信号Q1、在输出505处提供的信号I2和在输出506处提供的信号Q2中的一个或多个的相位偏离期望值。考虑例如信号Q2的相位显示相位误差

的情况。理想地，

等于零。结果，四个信号I1、Q1、I2和Q2的相位相对于输入信号(502)的相位变为：

-I1的相位＝45°。

-Q1的相位＝-45°。

-

-

借助于等式5计算相位

现在变为：

因此，相位误差

造成最终计算结果的误差，约等于

的50％。例如，当

为5°时，所得测量误差约为2.5％°。类似计算揭示了信号I1、I2或Q2上的相位误差

造成最终计算结果的误差，所述误差为原始相位误差

的正负50％。

图7描绘了包括本公开的示例实施例的测量设备700。与图5相比，提供了两个复用器722和723。提供第一复用器723，其耦合到第一端702用于接收输入信号并且耦合到第二端703用于接收输出信号。提供第二复用器722，其耦合到第二端703用于接收输出信号并且耦合到第一端702用于接收输入信号。这些复用器可被配置成在两种不同的配置中操作：

-在一个配置中，被测电路的输出信号连接到第二分相器704，而被测电路的输入信号连接到第一分相器712。

-在另一配置中，复用器被配置成在其输入处传递另一个信号，由此被测电路的输入信号路由到第二分相器704，而在703处被测电路的输出信号连接到第一分相器712。

这意味着，在输出713处提供的信号I1、在输出714处提供的信号Q1、在输出705处提供的信号I2和在输出706处提供的信号Q2的相位都是理想的理想情况下：

在第一配置中：

-相对于输入信号的相位，I1的相位＝45°。

-相对于输入信号的相位，Q1的相位＝-45°。

-相对于输入信号的相位，

-相对于输入信号的相位，

在第二配置中：

-相对于输入信号的相位，

-相对于输入信号的相位，

-相对于输入信号的相位，I2的相位＝45°。

-相对于输入信号的相位，Q2的相位＝-45°。

现在，可以执行四次测量：两次测量的第一复用器和第二复用器处于前述第一配置(M1和M2)，并且两次测量的第一复用器和第二复用器处于前述第二配置(M3和M4)：

-在第一配置中，M1＝平均值(I1.I2+Q1.Q2)

-在第一配置中，M2＝平均值(I1.Q2-I2.Q1)

-在第二配置中，M3＝平均值(I1.I2+Q1.Q2)

-在第二配置中，M4＝平均值(I1.Q2-I2.Q1)

应注意，可以在使用无源求平均元件进行测量时进行求平均值，或可替换的是，一旦已经进行测量，就可以通过例如执行以下计算的计算单元等单独的单元来实现求平均值。因此，可以在模拟域或数字域中执行求平均值。

在721处的信号的平均值可以包括算术平均值。

因此，测量设备700可以包括例如积分器或具有低截止频率的ADC等求平均元件和耦合到双正交混频器的输出721的计算单元中的一个或两个。

因此，在一些例子中，计算单元可被配置成对双正交混频器715的输出进行预定次数的采样或预定时间段的采样，并根据这些采样确定算术平均值。在其它例子中，计算单元可以不主动地取双正交混频器的输出的平均值。在一个或多个例子中，双正交混频器的输出可以由模数转换器ADC接收(如将相对于图10所描述)，其中ADC的截止频率被设置为固有地对双正交混频器715、1015的输出求平均。在其它例子中，可以提供基于双正交混频器输出处的滤波器或积分器的求平均元件。

为了总结图7，在一个或多个实施例中，提供了测量设备700，用于测量被测电路701相对于输出端703处的输出信号向在输入端702处输入的输入信号提供的相位差和振幅比(即增益)中的一个或两个。

测量设备700包括第一端742，在这个例子中，所述第一端742用于将被测电路701的输入端702耦合到测量设备700，以接收表示到所述被测电路的输入信号的第一信号。应了解，在这个例子中，在第一端处到测量设备700的输入与到被测电路701的输入相同。然而，在其它例子中，端742可以经由一个或多个其它组件耦合到输入端702。

测量设备700另外包括第二端743，在这个例子中，所述第二端743用于将被测电路701的输出端703耦合到测量设备700，以接收表示来自所述被测电路的输出的第二信号。应了解，在这个例子中，在第二端处到测量设备700的输入与来自被测电路701的输出相同。然而，在其它例子中，端743可以经由一个或多个其它组件耦合到输出端703。

应了解，被测电路701可以是任何信号处理组件或组件链，其可包括RFIC中常用的线性电路，例如放大器、相位旋转器、滤波器、衰减器和耦合器。

测量设备700另外包括第一分相器712，所述第一分相器712被配置成在输出713处生成第一相位信号I1并且在输出714处生成第一正交信号Q1，其中第一相位信号I1相对于到分相器的输入+45°相移，并且第一正交信号Q1相对于到分相器的输入-45°相移。将容易了解，这两个信号将彼此正交(即，它们之间将存在90°相位差)。

第二分相器704被配置成在输出705处生成第二相位信号I2并且在输出706处生成第二正交信号Q2，其中第二相位信号I2相对于到第二分相器712的输入+45°相移，并且第二正交信号Q2相对于到第二分相器712的输入-45°相移。将容易了解，这两个信号将彼此正交(即，它们之间将存在90°相位差)。

应了解，第一分相器704和第二分相器712可以是提供从提供给其输入端的信号获得两个正交信号分量的任何类型的分配器。在一个或多个其它例子中，分相器704、712可被配置成提供相对于输入信号90°相移的一个输出和完全不相移的另一个输出。然而，如上所述，也可以将分相器的两个输出相对于在其输入处提供给分相器的信号移位±45°。在一个或多个例子中，这种分相器可以基于多相滤波器。

第一复用器723耦合到被测电路的第一端702和第二端703，并且被配置成在两种模式下操作。在第一模式下，第一复用器将第一信号(即，到被测电路的输入信号)传递到第一分相器712的输入，而在第二模式下，第一复用器将第二信号(即，来自被测电路的输出信号)传递到第一分相器的输入。

第二复用器722耦合到被测电路的第一端702和第二端703，并且被配置成在两种模式下操作。在第一模式下，第二复用器将第二信号传递到第二分相器704的输入，而在第二模式下，第二复用器722将第一信号传递到第二分相器的输入。

在一个或多个实例中，可基于控制信号控制第一复用器和第二复用器以采用其相应第一模式和第二模式。在一个或多个例子中，控制信号可以是公共的，并且使得第一复用器和第二复用器在一个实例中采用其相应第一模式且在另一个实例中采用其第二模式。在其它例子中，复用器可以独立地操作而不必在其模式切换操作中同步。测量设备可被配置成使得第一复用器和第二复用器可以被操作成使得它们都处于其相应第一模式，都处于其相应第二模式，或者可以彼此处于不同的模式，或者可被配置成不将其输入信号中的任何一个传递到其相应分相器。在一个或多个例子中，计算单元可以控制第一复用器和第二复用器的模式。在其它例子中，复用器可以例如周期性地在其模式之间自动切换，以便可以执行随后描述的计算。

测量设备700另外包括双正交混频器715，所述双正交混频器715被配置成从第一复用器和第二复用器接收第一相位信号I1、第一正交信号Q1、第二相位信号I2和第二正交信号Q2。双正交混频器还包括输出721，并提供类似于关于示例图5所描述的信号对。

双正交混频器721可被配置成提供以下信号对：

(i)I1.I2+Q1.Q2；以及

(ii)I1.Q2-I2.Q1。

应了解，当第一复用器723处于第一模式且第二复用器722处于第一模式时，I1和Q1是基于到被测电路的输入信号的正交信号，并且I2和Q2是基于来自被测电路701的输出信号的正交信号。同样地，应了解，当第一复用器723处于第二模式且第二复用器722处于第二模式时，I1和Q1是基于来自被测电路的输出信号的正交信号，并且I2和Q2是基于到被测电路701的输入信号的正交信号。

提供计算单元以接收双正交混频器721(在这个例子中未示出)的输出。计算单元被配置成确定以下一项或两项：

(a)基于双正交混频器721输出处的两对信号的被测电路的相移。具体地，当第一复用器723处于第一模式且第二复用器722处于第一模式(即，处于第一配置)时，确定信号对M1和M2。当第一复用器处于第二模式且第二复用器处于第二模式(即，处于第二配置)时，确定信号对M3和M4。可以使用测量值M1到M4的平均值来确定相位。应了解，这种求平均值可以由计算单元本身例如在数字域中完成或者由置于双正交混频器输出与计算单元之间的例如积分器等任何无源求平均组件来完成。在其它例子中，计算单元可以在一个时间段内对双正交混频器715的输出进行采样，使得固有地取平均值。然后可以使用基于前面概述的等式6或等式7的测量值M1到M4中的每一个的平均值来确定相位；

(b)被测电路的增益，包括被测电路输出端703处信号的振幅B与被测电路输入端702处信号的振幅A的比值。基于测量值M5和M6确定增益。当第一复用器723处于第一模式且第二复用器722处于第二模式(即，处于第三配置)时确定测量值M5，并且当第一复用器723处于第二模式且第二复用器1022处于第一模式(即，处于第四配置)时确定测量值M6。可以使用测量值M5到M6的平均值来确定增益。应了解，这种求平均值可以由计算单元730本身例如在数字域中完成或者由置于双正交混频器输出与计算单元之间的例如积分器等任何无源求平均组件来完成。在其它例子中，计算单元可以在一个时间段内对双正交混频器715的输出进行采样，使得固有地取平均值。可以使用基于前面概述的等式8到等式10的测量值M5和M6中的每一个的平均值来确定增益。

计算单元可包括微处理器、计算机、ASIC、FPGA或用于执行所需计算的另一形式的数字电路。

双正交混频器715可以体现为图6的电路。它包括两个混频器616和617。在一个或多个例子中，根据示例图8的原理，混频器可以实现为吉尔伯特乘法器。此外，双正交混频器715还可以包含用于对混频器616和617的两个输出信号求和的求和电路620。双正交混频器715还包括另外两个复用器618和619。这些额外复用器控制到混频器616和617的输入信号，并且可以在两种配置中操作：

-在一种配置中，在输出713处提供的信号I1和在输出705处提供的信号I2连接到混频器616。此外，在输出714处提供的信号Q1和在输出706处提供的信号Q2连接到乘法器617，以取决于馈送第一分相器704和第二相分配器712的输入的第一复用器722和第二复用器723的配置来生成测量值M1或M3。

-在替代配置中，在输出713处提供的信号Il和在输出706处提供的信号Q2连接到混频器616。此外，在输出1014处提供的信号Q1和在输出705处提供的信号I2连接到混频器617，以取决于馈送第一分相器704和第二相分配器712的输入的第一复用器和第二复用器的配置来生成测量值M2或M4。

因此，在一个或多个例子中，为了确定被测电路的相移，计算单元被配置成基于所述第一复用器处于第一模式和所述第二复用器处于第一模式时所述输出721处的一对信号，确定以下内容：

I1.I2+Q1.Q2的第一平均值(M1)；以及

I1.Q2-I2.Q1的第二平均值(M2)；并且

计算单元被配置成基于所述第一复用器处于第二模式和所述第二复用器处于第二模式时所述输出721处的一对信号，确定以下内容：

I1.I2+Q1.Q2的第三平均值(M3)；

I1.Q2-I2.Q1的第四平均值(M4)。

然后可以通过以下计算测量相位

但是现在再次考虑输出706处的信号Q2有误差相位

这意味着：

在第一配置中：

-相对于输入信号的相位，I1的相位＝45°。

-相对于输入信号的相位，Q1的相位＝-45°。

-相对于输入信号的相位，

-相对于输入信号的相位，

在第二配置中：

-相对于输入信号的相位，

-相对于输入信号的相位，

-相对于输入信号的相位，I2的相位＝45°。

-相对于输入信号的相位，

根据等式6测量相位

则得出：

由于通过第一复用器722和第二复用器723的动作进行信号交换，因此由Q2上的相位误差引起的测量误差被抵消。在一阶中，由等式6计算的计算结果不受

影响。类似的计算表明，信号I1、I2或Q1上的相位误差也以一阶被抵消。

e)可能的是，混频器可能在从其输入到其输出的信号路径中引入不同的相位。

如图1所示的混频器107或108，或如图2所示的混频器207，或如图6所示的混频器616或617(即，双正交混频器715的一部分)的混频器，可根据本领域中称为“吉尔伯特乘法器”的原理来构造。这种吉尔伯特乘法器800如图8所示。

通常，从一个混频器输入端824到混频器输出端826的信号路径与从另一个混频器输入端825到输出端826的信号路径基本不同。因此，混频器在这两个信号路径中引入的相位不相等。这种相位差在制造过程中可能难以控制。相位误差可能添加到最终计算结果。

此相位差的影响可用图9的等效电路进行分析。此图与图6相同，且为了理解，相位误差示为相位变化分量，以添加两个额外的相位误差，即由块927引入的相位误差

和由块928引入的相位误差

如将了解，这些相位误差在实践中分别由混频器916和917在其信号路径之一中引入。

仍然用图7的测量设备700测量相位

其中双正交混频器715体现为图9的电路900。仍然由等式6计算相位

但需要考虑误差相位

和

使得：

然后，等式6得出：

总之，在没有由复用器722、723提供的信号交换的情况下，非零相位不平衡度

和/或

可能使得最终计算结果的误差约等于

的50％。

由于复用器722和723的输入信号交换，相位误差

927和

928使得最终计算结果无误差。

因此，相位计算使用四个测量值：M1、M2、M3和M4。应了解，测量值M1、M2、M3、M4可以连续地直接一个接一个地进行。可替换的是，M1、M2、M3、M4的确定可以按时间间隔进行。

在本公开的另外的实施例中，可以考虑DC偏移电压的存在。

f)图7的实施例中的电路可能产生导致测量误差的DC偏移电压。

在一个或多个例子中，由于分量不准确，图7的电路中所有电路节点上的DC电压可能会受到生产公差的影响。这些可能会影响上文描述的四个测量值M1到M4的结果。因此，它们可能会影响由等式(6)计算的结果。

当被测电路的输入端702和被测电路的输出端703处的信号为AC信号，意味着信号信息不表示为信号的DC分量时，则可以对从被测电路的输入端702和被测电路的输出端703到双正交混频器715的输入I1、Q1、I2、Q2的所有信号路径施加AC耦合。以此方式，在这些信号路径中产生的DC偏移电压被抵消。

因此，在一个或多个例子中，在第一复用器的输入、第二复用器的输入、第一分相器的输入、第二分相器的输入、第一分相器的输出和第二分相器的输出中的一个或多个处提供AC耦合器，以仅将AC信号传递给后续组件。

然而，双正交混频器715的混频器916和917本身执行频率转换。因此，四个测量值M1到M4中的每一个的有用信息可以包含在双正交混频器921的输出端处的输出信号的平均值中，从而包含在DC分量中。AC耦合不可能置于双正交混频器715或900的输出621或921处的信号路径中。由混频器916或917或由求和电路920产生的任何偏移电压添加到测量结果M1到M4，因此可能影响由等式6计算的结果。

为了补偿DC偏移电压，可以执行这里称为参考平均值并指定符号“M0”的第五测量，由此将被测电路的输入端702处的输入信号和被测电路的输出端703处的输出信号的振幅设置为零。可替换的是，利用复用器722和723执行第五测量，所述复用器722和723的配置方式使得在被测电路的输入端702和被测电路的输出端703处的信号中没有一个被路由到复用器722或723的输出。这可以被视为测量设备或复用器722和723的第五配置。然后可以通过使用此参考平均值测量值M0来校正测量值M1到M4。

因此，测量设备700可被配置成基于双正交混频器715的输出来确定参考平均值(M0)，其中所述测量设备被配置成使得以下之一：到双正交混频器的输入从第一分相器和第二分相器断开，或者第一信号和第二信号被设置为零。

这意味着等式6变成：

如上所述，测量设备700可替换地或另外被配置成测量被测电路的增益。计算单元(图7中未示出)可如下配置。

在第三配置中，第一复用器722和第二复用器723被配置成使得第一信号(在这个例子中包括被测电路701的输入端702处的输入信号)被第一复用器722和第二复用器723传递到分相器。双正交混频器715在其输出721处提供一对信号中的一个信号，所述信号包括I1.I2+Q1.Q2。其平均值可通过上文描述的任一方式来确定。因此，在此第三配置中，可以执行测量“M5”，其中：

M5＝第三配置中的平均值(I1.I2+Q1.Q2)

＝A.Acos((45°)-(45°))+A.Acos((-45°)-(-45°))＝2.A.A

在第四配置中，第一复用器722和第二复用器723被配置成使得第二信号(在这个例子中包括被测电路701的输出端703处的输出信号)被第一复用器和第二复用器传递到分相器。双正交混频器715在其输出721处提供一对信号中的一个信号，所述信号包括I1.I2+Q1*Q2。其平均值可通过上文描述的任一方式来确定。因此，在此第四配置中，可以执行测量“M6”：

因此，概括地说，测量设备700被配置成确定第五平均值(M5)，所述第五平均值包括在双正交混频器的所述输出处提供的所述一对信号中包括I1.I2+Q1.Q2的一个信号，其中第一复用器处于第一模式且第二复用器处于第二模式；以及测量设备700被配置成确定第六平均值(M6)，所述第六平均值包括在双正交混频器的所述输出处提供的所述一对信号中包括I1.I2+Q1.Q2的一个信号，其中第一复用器处于第二模式且第二复用器处于第一模式。

然后，等于比值B/A的信号增益可以计算为：

应了解，在仅确定增益(即，不确定相移)的一个或多个例子中，给定由双正交混频器715输出的一对信号中仅需要一个信号来确定增益，则双正交混频器715可以体现为用于确定I1.I2的第一混频器和用于确定Q1.Q2的第二混频器，以及基于第一混频器和第二混频器的输出确定I1.I2+Q1.Q2的求和元件。

如上所述，图7的实施例中的电路可能产生导致测量误差的DC偏移电压。因此，M0可用于去除任何DC偏移值，并且通过将复用器722和723置于如先前概述的第五配置中来确定。因此，在一个或多个例子中，为了补偿DC偏移电压，使用以下计算来确定增益：

因此，图7的电路允许测量被测电路701的信号增益。

在替代实施例中，增益也可以计算为：

在一个或多个例子中，可以有效地执行使用等式10的计算。实际上，根据上文描述的M0、M1、M2和M6的定义，可以验证这对应于：

现在，M1与M6或M2与M6之间的比值只随着比值

而不是

增加，这可能更容易确定。

测量设备700还可以被配置用于估计被测电路的输入端702和被测电路的输出端703处的信号的信号功率。

如上所述，计算M5-M0与A.A成比例，即，与被测电路701的输入端702处信号的信号功率成比例。M5-M0的绝对值还取决于测量设备700在输入端702与双正交混频器721的输出端之间的增益。这意味着它取决于混频器转换增益、复用器722和723的插入增益，以及分相器704和712的增益。此外，分相器704和712中的相位误差对测量结果M5-M0有影响。如果需要，可以通过执行一次性校准来补偿所有这些误差。在这种校准期间，可将已知信号施加到被测电路701的702的输入端，并且获得相当于测量值M5的所得测量结果，并将其存储为校准函数(fc)。当使用结果M5-M0来估计输入端702处的信号功率时，此校准函数信息可以稍后用于补偿这些误差。校准函数可以包括从例如M5-M0+fc的结果中加上或减去的值。在其它例子中，校准函数包括结果的函数，即fc(M5-M0)。

类似地，可以通过使用测量结果M6-M0来估计被测电路701的输出端703处的信号功率。这里，还可以确定用于确定被测电路701的输出端703与双正交混频器721的输出端之间的测量链的增益的校准，这允许补偿测量设备700中的所有增益或相位误差。

总之，在确定相移和/或增益时，测量设备700可以采用各种配置，其中第一复用器723和第二复用器722可以不同的模式组合配置。表1中概括了上文描述的用于产生相移、增益、输入信号功率和输出信号功率中的一个或多个的各种配置。

配置	第一复用器	第二复用器	测量值
				1	第一模式	第一模式	M1、M2
2	第二模式	第二模式	M3、M4
				3	第一模式	第二模式	M5
4	第二模式	第一模式	M6
				5	无吞吐量	无吞吐量	MO(参考平均值)
6	已知(a)	已知(a)	Fc(输入分支)
				7	已知(b)	已知(b)	Fc(输出分支)

表1

示例图10示出测量设备1000的实施例。测量设备1000与图7的测量设备700基本相同。然而，在图10的例子中，结合将双正交混频器1021输出的信号对转换为数字格式的模数转换器1029示出计算单元1030。因此，在这个例子中，计算单元可被配置成视需要确定M1到M6和M0的平均值。如上所述，计算单元1030被配置成根据方程式等式7、等式9和/或等式10执行计算。图10的实施例另外包括控制单元1031。控制单元1031控制第一复用器1022和第二复用器1023以及双正交混频器618、619的那些复用器。控制单元可被配置成控制复用器，以允许循序地或以间隔开的间隔而一个接一个地执行所需的测量(从M0到M6所需的测量)。控制单元还可被配置成控制计算单元1030，以基于由双正交混频器1015输出的电流信号的在正确的时间执行所有计算。

在一个或多个例子中，计算单元1030可以不执行求平均值。可以通过使用具有低截止频率的ADC 1029来实现求平均值。因此，这种ADC1029的输出的单个采样可以提供平均值。

作为实际的例子，被测电路1001的操作频率可以在5G频带，包括28GHz频带周围的频率。在这种例子中，ADC的截止频率可以设置为1MHz。应了解，ADC的截止频率可以低于被测电路的操作频率以提供平均值。在上述例子中，ADC截止频率大约比在5G频带处操作的被测电路的操作频率小四个数量级。在其它例子中，ADC的截止频率可达被测电路的操作频率的十分之一、百分之一或千分之一。然而，只要ADC的截止频率低于被测电路的频率，ADC进行的单个采样就将经历被测电路的多个周期，因此将固有地输出平均值。

图11中示出另一个示例实施例。这里，双正交混频器输出信号1121由电压表1132接收。计算单元1130可被配置成如上所述确定相移和/或增益。

在其它例子中，计算单元1030、1130可被配置成提供用于由不同实体确定相移和/或增益的平均值。

因此，为了总结图10和11，测量设备700、1000、1100可以包括用于确定被测电路的相移的计算单元，所述计算单元包括模数转换器1029，用于将双正交混频器的输出转换为数字信号以供计算单元处理。

此外，测量设备700、1000、1100可以包括用于确定被测电路的增益的计算单元，所述计算单元包括电压表1132，用于确定双正交混频器的输出处的电压以供计算单元1130处理。

在图11的情况下，可以存在如上文所讨论使用的单独的求平均组件，或可替换的是，计算单元1130可被配置成根据电压表的输出确定平均值。

在一个或多个实施例中，测量设备700、1000、1100可以在图10和11的例子之间切换。因此，计算单元1030可以包括在ADC 1029与电压表1132之间切换的开关，所述ADC 1029和电压表1132都耦合到双正交混频器715、1015、1115的输出。

在一个或多个例子中，测量设备700、1000、1100可以与被测电路形成于同一集成电路上。在一个或多个实施例中，至少第一和第二分相器704、1004、1104、712、1012、1112形成于同一集成电路上。

在一个或多个实施例中，测量设备包括内置自测试电路。图12示出布置1200，其中测量设备700、1000、1100与被测电路701、1001、1101位于同一集成电路上。测量设备700、1000、1100可被视为BIST电路。

在一个或多个例子中，将由测量设备确定的被测电路的相移提供给校准单元1201，所述校准单元1201可被配置成基于所述相移校准被测电路。因此，在要求被测电路提供期望相移的情况下，测量设备可被配置成测量相移并向校准单元提供反馈，所述校准单元可被配置成调整被测电路以实现期望相移。

在一个或多个例子中，将由测量设备确定的被测电路的增益提供给校准单元1201，所述校准单元1201被配置成基于所述增益校准被测电路。因此，在要求被测电路提供期望增益的情况下，测量设备可被配置成测量增益并向校准单元提供反馈，所述校准单元可被配置成调整被测电路以实现期望增益。

布置1200可包括电子装置，所述电子装置包括5G新无线电收发器，其中被测电路701、1001、1101包括所述收发器的传输路径或接收路径之一的一部分，并且测量设备700、1000、1100被配置成确定所述传输/接收路径的相移和增益中的一个或两个。

在一个或多个例子中，测量设备被配置成跟踪电路老化，由此可以在电路使用寿命期间测量对被测电路的增益和/或相移的跟踪，以确定与电路老化相关的影响。

在一个或多个例子中，测量设备被配置成测量被测电路的增益和/或相位，并且可以用作自测试。在一个或多个例子中，当相移和/或增益测量值落在预定范围之外时，被测电路可被视为有缺陷。这提供了低成本生产测试的可能性，或者在操作过程中自动生成警告的可能性。

实施大量RFIC的自校准和自测试可以显著降低成本，特别是对于例如无线通信系统RFIC的低单位成本组件。

除非明确说明了特定顺序，否则上图中的指令和/或流程图步骤可以以任何顺序执行。而且，本领域的技术人员将认识到，虽然已论述了一个示例指令集/方法，但是在本说明书中的材料可以多种方式组合从而还产生其它例子，并且应在此详细描述提供的上下文内来进行理解。

在一些示例实施例中，上文描述的指令集/方法步骤实施为体现为可执行指令集的功能和软件指令，所述可执行指令集在计算机或以所述可执行指令编程并控制的机器上实现。此类指令经过加载以在处理器(例如，一或多个CPU)上执行。术语处理器包括微处理器、微控制器、处理器模块或子系统(包括一个或多个微处理器或微控制器)，或其它控制或计算装置。处理器可指代单个组件或多个组件。

在其它例子中，本文中示出的指令集/方法以及与其相关联的数据和指令存储于相应存储装置中，所述存储装置被实施为一个或多个非暂时性机器或计算机可读或计算机可用存储介质。这类计算机可读或计算机可用存储介质被视为物品(或制品)的部分。物品或制品可以指任何所制造出的单个组件或多个组件。如本文所定义的一种或多种非暂时性机器或计算机可用介质排除信号，但是这一种或多种介质能够接收和处理来自信号和/或其它暂时性介质的信息。

本说明书中论述的材料的示例实施例可整体或部分地经由网络、计算机或基于数据的装置和/或服务加以实施。这些可包括云、因特网、内联网、移动装置、台式电脑、处理器、查找表、微控制器、消费者设备、基础架构，或其它致能装置和服务。如本文和权利要求书中可使用，提供以下非排他性定义。

在一个例子中，本文论述的一个或多个指令或步骤是自动化的。术语自动化或自动地(和其类似变型)意指使用计算机和/或机械/电气装置来控制设备、系统和/或过程的操作，而不需要人类干预、观测、努力和/或决策。

应了解，据称将耦合的任何组件可直接地或间接地耦合或连接。在间接耦合的状况下，可在称为耦合的两个组件之间安置另外的组件。

在本说明书中，已经按选定的细节集合来呈现示例实施例。然而，本领域的技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它示例实施例。所附权利要求意在涵盖所有可能的示例实施例。

Claims

1.一种测量设备，其特征在于，包括：

2.根据权利要求1所述的测量设备，其特征在于，为了确定所述被测电路的所述相移，所述计算单元被配置成基于所述第一复用器处于所述第一模式和所述第二复用器处于所述第一模式时所述输出处的所述一对信号，确定以下内容：

I1.I2+Q1.Q2的第一平均值M1；以及

I1.Q2-I2.Q1的第二平均值M2；并且

所述计算单元被配置成基于所述第一复用器处于所述第二模式和所述第二复用器处于所述第二模式时所述输出处的所述一对信号，确定以下内容：

I1.I2+Q1.Q2的第三平均值M3；

I1.Q2-I2.Q1的第四平均值M4；

其中所述被测电路的所述相移由下式给出：

3.根据权利要求2所述的测量设备，其特征在于，为了确定所述被测电路的所述相移，所述计算单元被配置成确定以下内容：

其中所述被测电路的所述相移包括：

4.根据权利要求1至3中的任一项权利要求所述的测量设备，其特征在于，所述计算单元被配置成确定以下平均值以确定所述被测电路的所述增益：

其中所述增益包括：

5.根据权利要求4所述的测量设备，其特征在于，所述计算单元被配置成通过确定另外的平均值来确定所述被测电路的所述增益，所述另外的平均值包括：

其中所述增益包括：

6.根据权利要求4所述的测量设备，其特征在于，所述计算单元被配置成通过确定另外的平均值来确定所述被测电路的所述增益，所述另外的平均值包括：

其中所述增益包括：

7.根据在前的任一项权利要求所述的测量设备，其特征在于，所述计算单元被配置成确定以下平均值以确定提供给所述被测电路的所述第一信号的信号功率：

其中所述第一信号的所述信号功率包括：

＝fc(M5-M0)

8.根据在前的任一项权利要求所述的测量设备，其特征在于，所述计算单元被配置成确定以下平均值以确定提供给所述被测电路的所述第二信号的信号功率：

其中所述第一信号的所述信号功率包括：

＝fc(M6-M0)

9.根据权利要求7或权利要求8所述的测量设备，其特征在于，所述校准数据是基于所述测量设备在所述第一复用器和所述第二复用器处都配备有已知信号功率的信号来确定的，并且其中所述校准数据是基于以下值中的一个或两个来确定的：

10.一种电子装置，其特征在于，包括根据在前的任一项权利要求所述的测量电路，所述电子装置包括5G新无线电收发器，其中所述被测电路包括所述收发器的传输路径或接收路径中的一个的一部分。