CN114024558B - 一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种通过电流复用来实现超低功耗的超宽带调频发射机。该发射机可以集成至超宽带调频雷达或通信系统中使用，其目的是显著地降低发射机模块在整个超宽带调频收发机系统中所产生的功耗。所设计的压控振荡器和功率振荡器堆叠模块能够将所需要的电源电压降低到1.4V，通过射频电流复用技术将所需电流降低50％。若采用标准电源电压1.8V的180nm CMOS工艺，功耗可降低50％；若采用标准电源电压1.2V的65nm CMOS工艺，功耗可降低41.7％。当工艺电压更高时，所提出发射机的功耗优化愈加明显。本发明提出的发射机可应用在不同的超宽带集成收发机中，基于电流复用的低功耗设计使本发明可应用在各种超低功耗的场景中。

Description

一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机
技术领域
本发明提出一种通过电流复用来实现超低功耗的超宽带调频发射机，属于无线通信技术以及雷达测距技术领域。
背景技术
近年来，超宽带调频技术在国内外均发展迅速，无线体域网和无线个人网开始从众多小型系统中脱颖而出获得人们的青睐。这些系统的广泛应用更要求我们设计出超低功耗、多距离通信的无线通信收发机。一些医疗方面的电子系统也要求使用高分辨率的雷达测距收发机。很多技术都可以帮助我们实现收发机的设计，其中超宽带技术相比于一些常用的窄带技术能够实现更高分辨率、架构更简单的低功耗收发机。现有的一些收发机芯片往往都有着功耗巨大的缺点，实现复用度高、超低功耗的超宽带调频发射机是本发明致力于研究的内容。
发明内容
本发明提出了一种通过将射频电流复用来实现超低功耗的超宽带调频发射机，发射机可以集成至超宽带调频雷达或通信系统中使用，能够显著地降低发射机模块在整个超宽带调频收发机系统中所产生的功耗，本发明所提出的发射机结构为：三角波发生器生成一个三角波(完成雷达测距功能时生成一个频率固定不变的三角波，完成无线通信功能时生成一个频率在f1和f2之间变化的三角波)，三角波输入到三级环形压控振荡器中控制压控振荡器的输出，再通过一个推挽型的功率放大器进行功率放大，功率放大器的输出端连接一个50Ω的天线，本发明还设计了一个逐次逼近型频率自动校正模块同时和三角波发生器以及环形压控振荡器相连用来校正它们的中心频率，从而提高整体电路对于工艺、温度以及电源电压变化的鲁棒性。
本系统是一个可用于实现测距与通信的发射机结构，本系统通过一个差分型弛豫振荡器来生成所需要的不同类型的三角波信号。本发明提出的一种通过射频电流复用来实现超低功耗的超宽带调频发射机可以对两种不同数据率的基带信号进行调制：100Kbps的基带信号和1Mbps的基带信号。在完成无线通信功能时，基带数据0和1通过双调频技术携带到三角波发生器生成的三角波序列中，三角波在f1和f2之间进行频率切换时就代表着所承载的基带数据在0和1之间变化(若基带信号数据率为100Kbps，那么基带数据0加载到三角波上对应频率为0.95MHz的信号，基带数据1加载到三角波上对应频率为1.05MHz的信号；若基带信号数据率为1Mbps，那么基带数据0加载到三角波上对应频率为9.5MHz的信号，基带数据1加载到三角波上对应频率为10.5MHz的信号)，这一过程称为2-频移键控三角波(子载波)生成。之后模拟三角波再输入到压控振荡器中进行射频调频；在完成雷达测距功能时，只需要生成一个固定频率的三角波，之后再通过压控振荡器进行进一步的射频调频得到超宽带信号。通过上述步骤生成的三角波信号控制压控振荡器生成一个中心频率为4GHz的超宽带信号，并且通过逐次逼近型频率自动校正模块来校正差分弛豫振荡器以及环形压控振荡器的中心频率。压控振荡器的输出端连接了一个导通角为180°-360°的推挽型功率放大器，再通过50Ω的天线将射频功率信号发射出去。
本发明所提出的发射机最具有创新性的两个技术内容是：三级环形压控振荡器与单级推挽型功率放大器。本发明创新性地运用射频电流复用技术将两个大功率射频模块集成在一起，大大降低了整个发射机系统的功耗。基于射频电流复用技术设计的环形压控振荡器和推挽型放大器的结构如图1所示。可以看到，在电源与地之间堆叠了压控振荡器与功放。
如图1所示，晶体管M1-M2为校正控制字C<5:0>控制的电流镜管，逐次逼近型频率自动校正模块输出的6比特控制字C<5:0>可以控制二进制开关电流阵列提供的离散型可控电流。晶体管M1、M10为电流镜管，晶体管M11、M12和晶体管M13、M14也是电流镜管，将直流偏置电流IB通过各自宽长比的比例转换为晶体管M14所在支路的电流，Vtri是前级三角波发生器的输出，接入到由运放、电阻R4、晶体管M15和晶体管M16构成的电压转电流电路。电压转电流电路的工作原理为：在运放正常工作时，运放的输入端满足“虚短”原则，电阻R4两端的电压等于Vtri，根据欧姆定律可以得到电阻R4、晶体管M15和晶体管M16所在支路的电流。从而得到三角波电压Vtri通过电压转电流提供的连续性三角波电流，也就是流经M14的电流。晶体管M12、M13、M14、M15、M16、M17构成了三级反相器，三个反相器首尾相连构成了振荡器，由于流经晶体管的电流变化会导致反相器的延时变化，从而造成了振荡器振荡频率的变化，再结合电压Vtri会控制电流的变化，就整体构成了一个电压控制频率的压控振荡器。三级反相器形成了压控振荡器的核，三级环形压控振荡器可以在投入更低的成本同时产生更低的功耗和更高的频率，能够确保最大的振荡频率、最小的功耗和较好的相位噪声。压控振荡器的谐振总电流由弛豫振荡器输出的三角波电压Vtri通过电压转电流模块提供的连续性三角波电流和二进制开关电流阵列提供的离散型可控电流共同决定。压控振荡器的振荡频率同时受到三角波电压Vtri和多比特校正控制字C<5:0>的双重调谐，由此可见，压控振荡器在实现了射频调频的基础上还通过逐次逼近型频率自动校正模块以及二进制权值开关电流模块实现了中心频率校正。C<5:0>是逐次逼近型频率自动校正模块的6比特输出，能够对压控振荡器以及弛豫振荡器进行频率校正。
为了优化相位噪声，考虑到快速调频(比如在0.5μs间隙内，压控振荡器瞬时频率变化500MHz)与低速校正(每一比特校正位对应ms级时隙)的实际情况，在整体振荡电流受限(如0.4mA)的前提下，适当加大调制情况下的振荡电流比例，降低校正情况下的振荡电流比例并引入RC低通滤波器(截止频率50kHz)以抑制校正偏置电流噪声。当中心频率校正完成后，压控振荡器核的校正电流也就固定了，总的振荡电流只随调制电流变化。高线性的电压到电流的转换及匹配的电流镜设计，以及压控振荡器核对称的充放电能力(合理选择M17、M18、M19与M20、M21、M22的尺寸比值)，确保了压控振荡器的调谐线性度。
晶体管M23、M24构成了一个隔离反相器。环形压控振荡器的输出一方面送往接收端的混频器作为射频本振，另一方面通过隔离反相器(由M23、M24构成)送往单级推挽型功放。三级反相器后接隔离反相器是为了增大驱动能力，从而确保其能够驱动电容C3、C4。PAIN即为压控振荡器的输出信号，当然也是后接单级推挽型功放的输入信号。偏置管M25、M26与功放的推挽管M27、M28严格匹配，确保了功放的直流工作点稳定，提高了整个系统的鲁棒性。电容C3、C4是耦合电容，起到通过交流信号、阻断直流信号的作用，信号PAIN通过电容C3、C4流经晶体管M27或M28输出到片外。具体工作方式为：在信号的上半周期，NMOS管M27导通，此时PMOS管M28是负载管。在信号的下半周期，PMOS管M28导通，此时NMOS管M27是负载管。电阻R1、R2、R3为晶体管提供直流偏置的同时阻断交流信号。电感Lbond、电容Cpad是芯片绑定线所带的电感和芯片焊盘所带的电容，电感LEXT、电容CEXT、电容CEXT2是片外的电感和电容，输出端的电感和电容作为阻抗匹配网络后接50Ω天线将射频功率信号发射出去。第一级寄生电感电容L型匹配网络(Lbond和Cpad)和第二级片外可调L型匹配网络(LEXT和CEXT)，一起实现了宽带选频放大。
当电路工作在校正模式时，逐次逼近型频率自动校正模块可以控制开关电流模块的电流再通过电流镜镜像电流控制振荡器的输出频率，从而达到将振荡器的中心频率控制在4GHz的目的；当电路工作在调制模式时，逐次逼近型频率自动校正模块的输出锁存，镜像电流不变，但电压Vtri控制的镜像电流变化，从而控制振荡器的频率变化，从而达到通过电压控制振荡器频率的目的。也就是说，双通路环形压控振荡器正常工作时，其校正电流是固定的，但调制电流是时变的；而压控振荡器正常工作时，希望其工作电流是恒定的；考虑到校正电流(如0.3mA)大于调制电流(如0.1mA)，可将压控振荡器的校正电流与功率放大器的工作电流进行共享，并在M27与M19之间添加旁路电容C5，以确保功放的交流地(电容C5为旁路电容，用来提供交流地)。如此，就实现了单级推挽型功率放大器和环形压控振荡器的超宽带堆叠架构。本发明在电源和地之间运用射频电流复用技术堆叠了数字型控制振荡器和推挽型功率放大器，提出的压控振荡器和功率放大器结构比现有压控振荡器和功率放大器结构简单很多，并且该结构的总电源电压仅受限于3个VGS和1个VDS(VGS,M27+VGS,M28+VDS,M19+VGS,M22)，在电源和地之间只有三个栅-源电压和一个漏-源电压，能够将所需要的电源电压降低到1.4V。若采用标准电源电压为1.8V的180nm CMOS工艺，可以将功耗降低50％(由(2*I-I)/(2*I)得出)；若采用标准电源电压为1.2V的65nm CMOS工艺，可以将功耗降低41.7％(由(2*I*1.2-I*1.4)/(2*I*1.2)得出)。当工艺电压更高时，本发明所述结构的功耗优化愈加明显。
本发明所述的通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机的工作模式设置具体包括如下步骤：
步骤一：供电与信号连接，如图2所示，具体包括如下子步骤：
步骤1.1直流电源电压、直流偏置电流与控制字设置。首先根据芯片制造时的工艺偏差来设置直流电源电压以及直流偏置电流。在标准情况(工艺角tt，温度27°)下，电源电压VDD设置为直流1.4V、偏置电流IB设置为直流5μA。在校正模式，开关电流控制字C<5:0>由逐次逼近型频率自动校正模块决定。在调制模式，逐次逼近型频率自动校正模块的输出C<5:0>锁存；
步骤1.2输入信号设置。若基带信号数据率为100Kbps，那么在通信模式下，输入信号Vtri为频率在0.95MHz和1.05MHz之间变化的三角波信号。在雷达模式下，输入信号Vtri为频率固定为0.95MHz的三角波信号。若基带信号数据率为1Mbps，那么在通信模式下，输入信号Vtri为频率在9.5MHz和10.5MHz之间变化的三角波信号。在雷达模式下，输入信号Vtri为频率固定为9.5MHz的三角波信号；
步骤1.3阻抗匹配网络设置。其中，天线A1阻抗一般为射频标准阻抗，一般为50Ω，电容Cpad、CEXT、CEXT2和电感Lbond、LEXT作为阻抗匹配网络，依据具体的电路情况设置。
步骤二：各模块开始正常工作，具体包括如下子步骤：
步骤2.1环形压控振荡器工作。当电路工作在校正模式时，逐次逼近型频率自动校正模块可以控制开关电流模块的电流再通过电流镜镜像电流控制振荡器的输出频率，从而达到将振荡器的中心频率控制在4GHz的目的。当电路工作在调制模式时，逐次逼近型频率自动校正模块的输出锁存，镜像电流不变，但电压Vtri控制的镜像电流变化，从而控制振荡器的频率变化，从而达到通过电压控制振荡器频率的目的。在通信模式下，前端弛豫振荡器产生的频率变化的三角波电压信号控制振荡器的输出频率。在雷达模式下，前端弛豫振荡器产生的固定频率的三角波电压信号控制振荡器的输出频率；
步骤2.2单级推挽型功率放大器工作。具体工作方式为：在信号的上半周期，NMOS管M27导通，此时PMOS管M28是负载管。在信号的下半周期，PMOS管M28导通，此时NMOS管M27是负载管。从环形压控振荡器获得的经过隔离反相器增加驱动能力后的射频信号通过功率放大器，得到射频功率信号，通过天线发射出去，完成了发射机的射频调制工作。
有益效果
本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机与现有发射机相比，具有以下有益效果：
1.本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机可以大大降低功耗。所设计的创新型压控振荡器和功率振荡器模块能够将所需要的电源电压降低到1.4V，同时通过射频电流复用技术将所需电流降低50％。同时在电源和地之间只有三个栅-源电压和一个漏-源电压，能够将所需要的电源电压降低到1.4V。若采用标准电源电压为1.8V的180nm CMOS工艺，可以将功耗降低50％；若采用标准电源电压为1.2V的65nm CMOS工艺，可以将功耗降低41.7％。当工艺电压更高时，所提议结构的功耗优化愈加明显；
2.本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机使用了三级环形压控振荡器。环形压控振荡器可以在投入更低的成本同时产生更低的功耗和更高的频率；
3.本发明提出的发射机结构使用了逐次逼近型频率自动校正模块对弛豫振荡器和压控振荡器进行精确校正，并且将最主要的射频模块进行堆叠实现电流复用，各模块都得到了简化，大大降低了发射机的功耗，提高了发射机的复用度；
4.本发明提出的射频前端可应用于不同的超宽带调频收发机中，后续可以将本发明提出的发射机集成到收发机系统中来实现测距和雷达功能，可复用性高，并且可以实现时差测距、频差测距、相差测距多模式使用。
附图说明
图1是本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机射频前端的电路原理图；
图2是本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机射频前端的工作电路原理图；
图3是本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机中的功率放大器回波损耗仿真结果示意图；
图4是本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机中的功率放大器输出功率仿真结果示意图；
图5是本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机中的压控振荡器相位噪声仿真结果示意图；
图6是本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机中的压控振荡器调谐曲线仿真结果示意图；
图7是本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机在雷达工作模式下的仿真结果示意图；
图8是本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机在雷达工作模式下仿真结果的局部放大图；
图9给出了本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机在基带信号数据率为1Mbps的通信工作模式下的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合实施例、电路图和仿真结果图对本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机的各个电路模块以及它们各自的工作过程做进一步说明和详细描述。
实施例1
本发明提出了一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机，具有极功耗低、复用度高、能效比高等优点。
本发明所提出的发射机最具有创新性的两个技术内容是：三级环形压控振荡器与单级推挽型功率放大器。本发明创新性地运用射频电流复用技术将两个大功率射频模块集成在一起，大大降低了整个发射机系统的功耗。基于射频电流复用技术设计的环形压控振荡器和推挽型放大器的结构如图1所示。可以看到，在电源与地之间堆叠了压控振荡器与功放。
其中，晶体管M1-M2为校正控制字C<5:0>控制的电流镜管，逐次逼近型频率自动校正模块输出的6比特控制字C<5:0>可以控制二进制开关电流阵列提供的离散型可控电流。晶体管M1、M10为电流镜管，晶体管M11、M12和晶体管M13、M14也是电流镜管，将直流偏置电流IB通过各自宽长比的比例转换为晶体管M14所在支路的电流，Vtri是前级三角波发生器的输出，接入到由运放、电阻R4、晶体管M15和晶体管M16构成的电压转电流电路。电压转电流电路的工作原理为：在运放正常工作时，运放的输入端满足“虚短”原则，电阻R4两端的电压等于Vtri，根据欧姆定律可以得到电阻R4、晶体管M15和晶体管M16所在支路的电流。从而得到三角波电压Vtri通过电压转电流提供的连续性三角波电流，也就是流经M14的电流。晶体管M12、M13、M14、M15、M16、M17构成了三级反相器，三级反相器形成了压控振荡器的核，三级环形压控振荡器可以在投入更低的成本同时产生更低的功耗和更高的频率，能够确保最大的振荡频率、最小的功耗和较好的相位噪声。压控振荡器的谐振总电流由弛豫振荡器输出的三角波电压Vtri通过电压转电流模块提供的连续性三角波电流和二进制开关电流阵列提供的离散型可控电流共同决定。压控振荡器的振荡频率同时受到三角波电压Vtri和多比特校正控制字C<5:0>的双重调谐，由此可见，压控振荡器在实现了射频调频的基础上还通过逐次逼近型频率自动校正模块以及二进制权值开关电流模块实现了中心频率校正。C<5:0>是逐次逼近型频率自动校正模块的6比特输出，能够对压控振荡器以及弛豫振荡器进行频率校正。
为了优化相位噪声，考虑到快速调频(比如在0.5μs间隙内，压控振荡器瞬时频率变化500MHz)与低速校正(每一比特校正位对应ms级时隙)的实际情况，在整体振荡电流受限(如0.4mA)的前提下，适当加大调制情况下的振荡电流比例，降低校正情况下的振荡电流比例并引入RC低通滤波器(截止频率50kHz)以抑制校正偏置电流噪声。当中心频率校正完成后，压控振荡器核的校正电流也就固定了，总的振荡电流只随调制电流变化。高线性的电压到电流的转换及匹配的电流镜设计，以及压控振荡器核对称的充放电能力(合理选择M17、M18、M19与M20、M21、M22的尺寸比值)，确保了压控振荡器的调谐线性度。
晶体管M23、M24构成了一个隔离反相器。环形压控振荡器的输出一方面送往接收端的混频器作为射频本振，另一方面通过隔离反相器(由M23、M24构成)送往单级自偏置推挽型功放。三级反相器后接隔离反相器是为了增大驱动能力，从而确保其能够驱动电容C3、C4。PAIN即为压控振荡器的输出信号，当然也是后接单级推挽型功放的输入信号。偏置管M25、M26与功放的推挽管M27、M28严格匹配，确保了功放的直流工作点稳定，提高了整个系统的鲁棒性。电容C3、C4是耦合电容，起到通过交流信号、阻断直流信号的作用，信号PAIN通过电容C3、C4流经晶体管M27或M28输出到片外。具体工作方式为：在信号的上半周期，NMOS管M27导通，此时PMOS管M28是负载管。在信号的下半周期，PMOS管M28导通，此时NMOS管M27是负载管。电阻R1、R2、R3为晶体管提供直流偏置的同时阻断交流信号。电感Lbond、电容Cpad是芯片绑定线所带的电感和芯片焊盘所带的电容，电感LEXT、电容CEXT、电容CEXT2是片外的电感和电容，输出端的电感和电容作为阻抗匹配网络后接50Ω天线将射频功率信号RFOUT发射出去。第一级寄生电感电容L型匹配网络(Lbond和Cpad)和第二级片外可调L型匹配网络(LEXT和CEXT)，一起实现了宽带选频放大。
当电路工作在校正模式时，逐次逼近型频率自动校正模块可以控制开关电流模块的电流再通过电流镜镜像电流控制振荡器的输出频率，从而达到将振荡器的中心频率控制在4GHz的目的；当电路工作在调制模式时，逐次逼近型频率自动校正模块的输出锁存，镜像电流不变，但电压Vtri控制的镜像电流变化，从而控制振荡器的频率变化，从而达到通过电压控制振荡器频率的目的。也就是说，双通路环形压控振荡器正常工作时，其校正电流是固定的，但调制电流是时变的；而压控振荡器正常工作时，希望其工作电流是恒定的；考虑到校正电流(如0.3mA)大于调制电流(如0.1mA)，可将压控振荡器的校正电流与功率放大器的工作电流进行共享，并在M27与M19之间添加旁路电容C5，以确保功放的交流地(电容C5为旁路电容，用来提供交流地)。如此，就实现了单级推挽型功率放大器和环形压控振荡器的超宽带堆叠架构。本发明在电源和地之间运用射频电流复用技术堆叠了数字型控制振荡器和推挽型功率放大器，提出的压控振荡器和功率放大器结构比现有压控振荡器和功率放大器结构简单很多，并且该结构的总电源电压仅受限于3个VGS和1个VDS(VGS,M27+VGS,M28+VDS,M19+VGS,M22)，在电源和地之间只有三个栅-源电压和一个漏-源电压，能够将所需要的电源电压降低到1.4V。若采用标准电源电压为1.8V的180nm CMOS工艺，可以将功耗降低50％(由(2*I-I)/(2*I)得出)；若采用标准电源电压为1.2V的65nm CMOS工艺，可以将功耗降低41.7％(由(2*I*1.2-I*1.4)/(2*I*1.2)得出)。当工艺电压更高时，所提议结构的功耗优化愈加明显。
本发明所述的通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机各模块工作模式的设置情况，具体到本实施例包括如下步骤：
步骤A：供电与信号连接，如图2所示，具体包括如下子步骤：
步骤A.1直流电源电压、直流偏置电流与控制字设置。首先要根据芯片制造时的工艺偏差来设置电源电压与偏置电流，在标准情况(工艺角tt，温度27°)下电源电压VDD设置为直流1.4V、偏置电流IB设置为直流5μA。在校正模式，开关电流控制字C<5:0>由逐次逼近型频率自动校正模块决定。在调制模式，逐次逼近型频率自动校正模块的输出C<5:0>锁存；
步骤A.2输入信号设置。若基带信号数据率为100Kbps，那么在通信模式下，输入信号Vtri为频率在0.95MHz和1.05MHz之间变化的三角波信号。在雷达模式下，输入信号Vtri为频率固定为0.95MHz的三角波信号。若基带信号数据率为1Mbps，那么在通信模式下，输入信号Vtri为频率在9.5MHz和10.5MHz之间变化的三角波信号。在雷达模式下，输入信号Vtri为频率固定为9.5MHz的三角波信号；
步骤A.3阻抗匹配网络设置。其中，天线A1阻抗一般为射频标准阻抗，一般为50Ω，电容Cpad设置为90fF、电容CEXT设置为200fF、电容CEXT2设置为2pF、电感Lbond设置为2nH、电感LEXT设置为3.1nH。
步骤B：各模块开始正常工作，具体包括如下子步骤：
步骤B.1环形压控振荡器工作。当电路工作在校正模式时，逐次逼近型频率自动校正模块可以控制开关电流模块的电流再通过电流镜镜像电流控制振荡器的输出频率，从而达到将振荡器的中心频率控制在4GHz的目的。当电路工作在调制模式时，逐次逼近型频率自动校正模块的输出锁存，镜像电流不变，但电压Vtri控制的镜像电流变化，从而控制振荡器的频率变化，从而达到通过电压控制振荡器频率的目的。在通信模式下，前端弛豫振荡器产生的频率变化的三角波电压信号控制振荡器的输出频率。在雷达模式下，前端弛豫振荡器产生的固定频率的三角波电压信号控制振荡器的输出频率；
步骤B.2单级推挽型功率放大器工作。具体工作方式为：在信号的上半周期，NMOS管M27导通，此时PMOS管M28是负载管。在信号的下半周期，PMOS管M28导通，此时NMOS管M27是负载管。从环形压控振荡器获得的经过隔离反相器增加驱动能力后的射频信号通过功率放大器，得到射频功率信号，通过天线发射出去，完成了发射机的射频调制工作。
实施例2
本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机包括两个最重要的创新性技术模块：三级环形压控振荡器和单级推挽型功率放大器。
图3给出了本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机的回波损耗仿真结果，该结果在3.6-4.4GHz频段内发射机的回波损耗低于-15dB，右图为等效的史密斯圆图；
图4给出了本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机中功率放大器输出功率仿真结果，该结果表明在3.97GHz的中心频率处，输出信号的功率为-8.29dBm；
图5给出了本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机中的压控振荡器相位噪声仿真结果，该结果表明在1MHz的频偏处，压控振荡器的相位噪声为-77.23dBc/Hz；
图6给出了本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机中的压控振荡器调谐曲线仿真结果，该结果表明了压控振荡器的频率范围在3.74-4.27GHz内，达到了超宽带技术要求的500MHz带宽；
图7给出了本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机在雷达模式工作时的仿真波形图，其中子载波信号是弛豫振荡器输出的三角波波形，子载波信号控制压控振荡器产生振荡器输出信号，振荡器输出信号的频率与子载波信号趋势一致。该结果表明压控振荡器的振荡频率受到三角波电压的调谐，三角波电压控制三级环形压控振荡器产生了中心频率为4GHz在3.7MHz-4.3MHz频段内变化的超宽带信号；
图8给出了本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机在雷达模式工作时的仿真波形的局部放大图，能够更加直观鲜明地看到压控振荡器输出的正弦波形；
图9给出了本发明所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机在通信模式工作时的仿真波形图(基带信号数据率为1Mbps)，其中子载波信号是弛豫振荡器输出的三角波波形，三角波电压信号控制压控振荡器产生振荡器输出信号，振荡器输出信号的频率与子载波信号趋势一致，表明压控振荡器的振荡频率受到三角波电压的调谐。恢复的子载波频率在9.5MHz和10.5MHz之间跳变。从恢复的子载波频率曲线可以直观地看出，恢复的子载波频率为9.5MHz代表此时基带数据为0，恢复的子载波频率为10.5MHz代表此时基带数据为1。
以上所述为本发明的较佳实施例而已，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。

Claims (6)

1.一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机，其最具有创新性的特征在于：三级环形压控振荡器与单级推挽型功率放大器构成的射频前端模块；
所述的通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机的射频前端，其工作模式的设置具体包括如下步骤：
步骤一：供电与信号连接，具体包括如下子步骤：
步骤1.1直流电源电压、直流偏置电流与控制字设置；首先要根据芯片制造时的工艺偏差来设置电源电压与偏置电流，在工艺角tt、温度27°的标准情况下电源电压VDD设置为直流1.4V、偏置电流IB设置为直流5μA；在校正模式，开关电流控制字C<5:0>由逐次逼近型频率自动校正模块决定，在调制模式，逐次逼近型频率自动校正模块的输出C<5:0>锁存；
步骤1.2输入信号设置；若基带信号数据率为100Kbps，那么在通信模式下，输入信号Vtri为频率在0.95MHz和1.05MHz之间变化的三角波信号，在雷达模式下，输入信号Vtri为频率固定为0.95MHz的三角波信号，若基带信号数据率为1Mbps，那么在通信模式下，输入信号Vtri为频率在9.5MHz和10.5MHz之间变化的三角波信号，在雷达模式下，输入信号Vtri为频率固定为9.5MHz的三角波信号；
步骤1.3阻抗匹配网络设置；其中，天线A1阻抗一般为射频标准阻抗，一般为50Ω，电容Cpad设置为90fF、电容CEXT设置为200fF、电容CEXT2设置为2pF、电感Lbond设置为2nH、电感LEXT设置为3.1nH；
步骤二：各模块开始正常工作，具体包括如下子步骤：
步骤2.1环形压控振荡器工作；当电路工作在校正模式时，逐次逼近型频率自动校正模块可以控制开关电流模块的电流再通过电流镜镜像电流控制振荡器的输出频率，从而达到将振荡器的中心频率控制在4GHz的目的，当电路工作在调制模式时，逐次逼近型频率自动校正模块的输出锁存，镜像电流不变，但电压Vtri控制的镜像电流变化，从而控制振荡器的频率变化，从而达到通过电压控制振荡器频率的目的，在通信模式下，前端弛豫振荡器产生的频率变化的三角波电压信号控制振荡器的输出频率，在雷达模式下，前端弛豫振荡器产生的固定频率的三角波电压信号控制振荡器的输出频率；
步骤2.2单级推挽型功率放大器工作；具体工作方式为：在信号的上半周期，NMOS管M27导通，此时PMOS管M28是负载管，在信号的下半周期，PMOS管M28导通，此时NMOS管M27是负载管，从环形压控振荡器获得的经过隔离反相器增加驱动能力后的射频信号通过功率放大器，得到射频功率信号，通过天线发射出去，完成了发射机的射频调制工作。
2.根据权利要求1所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机，其特征在于：Vtri是前级三角波发生器的输出，接入到由运放、电阻R4、晶体管M15和晶体管M16构成的电压转电流电路，电压转电流电路的工作原理为：在运放正常工作时，运放的输入端满足“虚短”原则，电阻R4两端的电压等于Vtri，根据欧姆定律可以得到电阻R4、晶体管M15和晶体管M16所在支路的电流，从而得到三角波电压Vtri通过电压转电流提供的连续性三角波电流，也就是流经M14的电流，晶体管M12、M13、M14、M15、M16、M17构成了三级反相器，三个反相器首尾相连构成了振荡器，由于流经晶体管的电流变化会导致反相器的延时变化，从而造成了振荡器振荡频率的变化，再结合电压Vtri会控制电流的变化，就整体构成了一个电压控制频率的压控振荡器，三级反相器形成了压控振荡器的核，三级环形压控振荡器可以在投入更低的成本同时产生更低的功耗和更高的频率，能够确保最大的振荡频率、最小的功耗和较好的相位噪声，压控振荡器在1MHz的频偏处，其相位噪声为-77.23dBc/Hz，并且压控振荡器的频率范围在3.74-4.27GHz内，达到了超宽带技术要求的500MHz带宽。
3.根据权利要求1所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机，其特征在于：为了优化相位噪声，考虑到快速调频与低速校正的实际情况，在整体振荡电流受限的前提下，适当加大调制情况下的振荡电流比例，降低校正情况下的振荡电流比例并引入截止频率为50kHz的RC低通滤波器以抑制校正偏置电流噪声，当中心频率校正完成后，压控振荡器核的校正电流也就固定了，总的振荡电流只随调制电流变化，高线性的电压到电流的转换及匹配的电流镜设计，以及压控振荡器核对称的充放电能力即要合理选择M17、M18、M19与M20、M21、M22的尺寸比值，确保了压控振荡器的调谐线性度。
4.根据权利要求1所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机，其特征在于：当电路工作在校正模式时，逐次逼近型频率自动校正模块可以控制开关电流模块的电流再通过电流镜镜像电流控制振荡器的输出频率，从而达到将振荡器的中心频率控制在4GHz的目的；当电路工作在调制模式时，逐次逼近型频率自动校正模块的输出锁存，镜像电流不变，但电压Vtri控制的镜像电流变化，从而控制振荡器的频率变化，从而达到通过电压控制振荡器频率的目的，也就是说，双通路环形压控振荡器正常工作时，其校正电流是固定的，但调制电流是时变的；而压控振荡器正常工作时，要求其工作电流是恒定的；考虑到校正电流大于调制电流，可将压控振荡器的校正电流与功率放大器的工作电流进行共享，并在M27与M19之间添加旁路电容C5，以确保功放的交流地，如此，就实现了单级推挽型功率放大器和环形压控振荡器的超宽带堆叠架构，在电源和地之间运用射频电流复用技术堆叠了数字型控制振荡器和推挽型功率放大器，提出了比现有结构简单的振荡器和功率放大器结构，并且数字型控制振荡器和推挽型功率放大器堆叠结构的总电源电压仅仅会受限于3个VGS和1个VDS，即VGS,M27+VGS,M28+VDS,M19+VGS,M22，在电源和地之间只有三个栅-源电压和一个漏-源电压，能够将所需要的电源电压降低到1.4V，若采用标准电源电压为1.8V的180nm CMOS工艺，可以将功耗降低50％；若采用标准电源电压为1.2V的65nm CMOS工艺，可以将功耗降低41.7％，当工艺电压更高时，所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机结构的功耗优化更明显。
5.根据权利要求1所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机，其特征在于：晶体管M23、M24构成了一个隔离反相器；环形压控振荡器的输出一方面送往接收端的混频器作为射频本振，另一方面通过由M23、M24构成的隔离反相器送往单级推挽型功放，三级反相器后接隔离反相器是为了增大驱动能力，从而确保其能够驱动电容C3、C4，PAIN即为压控振荡器的输出信号，当然也是后接单级推挽型功放的输入信号，偏置管M25、M26与功放的推挽管M27、M28严格匹配，确保了功放的直流工作点稳定，提高了整个系统的鲁棒性，电容C3、C4是耦合电容，起到通过交流信号、阻断直流信号的作用，信号PAIN通过电容C3、C4流经晶体管M27或M28输出到片外；具体工作方式为：在信号的上半周期，NMOS管M27导通，此时PMOS管M28是负载管，在信号的下半周期，PMOS管M28导通，此时NMOS管M27是负载管，电阻R1、R2、R3为晶体管提供直流偏置的同时阻断交流信号，电感Lbond、电容Cpad是芯片绑定线所带的电感和芯片焊盘所带的电容，电感LEXT、电容CEXT、电容CEXT2是片外的电感和电容，输出端的电感和电容作为阻抗匹配网络后接50Ω天线将射频功率信号发射出去，Lbond和Cpad构成的第一级寄生电感电容L型匹配网络和LEXT和CEXT构成的第二级片外可调L型匹配网络，一起实现了宽带选频放大，功率放大器在3.97GHz的中心频率处，输出信号的功率为-8.29dBm。
6.根据权利要求1所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机，其特征在于：在3.56-4.41GHz频段内发射机的回波损耗低于-15dB；所述的一种通过电流复用实现超低功耗的超宽带调频发射机可以集成到收发机系统中来实现测距和雷达功能，可复用性高，并且可以实现时差测距、频差测距、相差测距多模式使用。
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