CN109547052A - 一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机 - Google Patents

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CN109547052A CN201811480905.8A CN201811480905A CN109547052A CN 109547052 A CN109547052 A CN 109547052A CN 201811480905 A CN201811480905 A CN 201811480905A CN 109547052 A CN109547052 A CN 109547052A
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Abstract

本发明涉及一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，属于短距离无线通信以及短距离传感网络技术领域。通过采用可再生型射频FM解调器和中频时延技术，巧妙地将FM‑UWB收发机和调频连续波FMCW雷达合二为一，使整个系统兼具通信与测距两种功能。该收发机系统中，包含双通道环形压控振荡器、推挽功率放大器、电流复用型低噪声放大器和可再生射频FM解调器等在内的低成本射频模块随同差分弛豫振荡器，可以在通信与测距两种模式下共用，节约了大量功耗。仅有两组结构简单的中频模块，即FSK解调器和时间数字转换器TDC，分别为两种模式下的专用模块。前者用以恢复无线传输的原始数据，而后者用来实现高精度测距。

Description

一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机
技术领域
本发明涉及一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，尤其涉及一种低功耗低成本且兼具通信与测距两种功能的超宽带调频收发机，属于短距离无线通信以及短距离传感网络技术领域。
背景技术
随着无线通信技术和传感器技术的蓬勃发展，以人体为中心的小型电子网络，如便携式移动设备、可穿戴电子产品等，开始受到人们的青睐。这些网络可以实现人体监控、娱乐服务等功能。现有的多种短距离无线通信技术各有其自身的优势和局限性，因此它们分别适用于不同的应用场合。在高密度无线传感网络HD-WSN(High Density WirelessSensor Network)和无线体域网WBAN(Wireless Body Area Network)的应用领域中，超宽带技术UWB(Ultra-Wideband)是一种低功耗低成本的方案，相较于窄带通信技术(如蓝牙、WiFi等)有很大优越性。其具有如下特点：良好的共存性、穿透性和窄带干扰抑制；较高的能量效率和测距分辨率；极低的辐射功率和硬件复杂度。
电器和电子工程师学会(美)802.15.6标准中包含了两种主要的UWB方案：脉冲无线电超宽带IR-UWB(Impulse Radio UWB)和超宽带调频FM-UWB(Frequency-ModulatedUWB)。前者通过短脉冲传输数据，后者基于宽带调频信号实现通信。
IR-UWB需要高功耗的射频本振或定时同步模块，增加了电路的设计难度。同时IR-UWB时域窄、频域宽的特性使得天线设计变得复杂，并且限制了通信距离。与之不同的是，FM-UWB无需射频本振和同步模块，不仅降低了电路的成本和功耗，还具有更快的同步速度。FM-UWB有良好的频谱特性，射频带宽易于控制，可避免电压峰值与平均功率比值过高，简化了天线设计。此外，FM-UWB对于相位噪声的要求也较为宽松，设计者可以进一步降低射频压控振荡器的功耗。根据上述特点，FM-UWB技术更加利于实现收发机的低功耗低成本设计。
无线网络中的电子设备不仅需要相互传递数据，还要拥有测距或定位的能力，因此希望网络终端设备中的收发机系统同时满足这两种功能。由于调频连续波雷达收发机同样基于宽带射频频率调制，其结构与FM-UWB收发机十分相似，这使得二者之间的混合设计成为一种可能。现有的一种混合设计方案采用延时相乘结构进行射频鉴频，并通过射频差频信号实现测距。延时相乘结构虽然鲁棒性好，但群延时模块不易实现，混频器的使用也无法满足较宽范围的线性相位跟踪，并且该结构通常导致接收机功耗达到10mW以上，因此这一方案并不适用于低功耗低成本的应用。传统调频连续波FMCW(Frequency-ModulatedContinuous Wave)雷达利用射频差频测距，通过混频得到接收信号和发射信号的频差，根据频差与信号往返时间的线性关系计算出目标距离，其测距分辨率为c/2BW，其中c为光速，BW是雷达信号带宽。为了获得厘米级的测距精度，传统的FMCW雷达的带宽必须超过5GHz，因此收发机的功耗与复杂度很难降低。如何消除测距精度与信号带宽之间的限制，并且针对FM-UWB收发机和FMCW雷达进行低功耗低复杂度的混合设计以实现一种兼具通信与测距功能的复合型收发机系统，是本发明致力于研究和解决的内容。
发明内容
本发明提出了一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其的目的在于基于FM-UWB收发机与FMCW雷达在结构上的相似性，进行混合设计，使收发机系统兼具通信与测距的功能，以解决现有FM-UWB收发机功能单一的问题，并实现功耗的降低与硬件成本的节约。
本发明的核心思想是：通过采用可再生射频FM解调架构和中频时延技术，将FM-UWB收发机和FMCW雷达融合在一起；通过复用各种大功率射频模块节省了功耗，降低了电路的复杂度，同时使其在信号带宽500MHz的情况下达到了厘米级别的测距精度。
本发明是通过如下技术方案实现的。
所述超宽带调频复合型收发机包括发射机和接收机；
带隙基准BGR(Bandgap Reference)以及串行外设接口SPI(Serial PeripheralInterface)模块为发射机和接收机共用；
其中，发射机主要包括：三角波发生器、压控振荡器VCO(Voltage ControlledOscillator)、功率放大器PA(Power Amplifier)、晶振电路、频率自动校正AFC(AutomaticFrequency Calibration)环路；
其中，三角波发生器是开环的；
其中，功率放大器PA是单级推挽结构的Class-AB型PA，导通角为180°-360°，其输出端通过输出阻抗匹配网络连接一个50Ω的天线；
优选的，压控振荡器VCO为三级环形压控振荡器VCO；
其中，频率自动校正AFC环路又包括逐次逼近型SAR(Successive ApproximationRegister)、鉴频器FD(Frequency Detector)以及分频器；
接收机主要包括低噪声放大器LNA(Low Noise Amplifier)、可再生型射频FM解调器、FSK解调器以及时间数字转换器TDC(Time-to-Digital Converter)；
优选的，低噪声放大器LNA为电流复用型三级堆叠低噪声放大器LNA；
优选的，FSK解调器为边缘触发FSK解调器；
其中，可再生型射频FM解调器包括带通滤波器BPF(Band-Passed Filter)、包络检波器、中频放大器以及减法器；
其中，带通滤波器为中心频率对称失谐的带通滤波器；减法器为基于运算跨导放大器OTA(Operational Transconductance Amplifier)的减法器；
带通滤波器、包络检波器以及中频放大器的数量均为2个；减法器的数量为1个；
其中，电流复用型三级堆叠低噪声放大器LNA是一个巴伦内置的宽带LNA，拥有三级堆叠结构，用以放大接收到的在空间中传播而迅速衰减的UWB信号；
其中，接收机中采用宽带LNA的原因是窄带LNA只截取UWB信号中的一部分频率信息，它引入的窄带干扰会严重恶化接收机性能；
所述超宽带调频复合型收发机各模块的连接方式如下：
发射机中各模块的连接关系为：三角波发生器与三级环形压控振荡器VCO相连，三级环形压控振荡器VCO与功放相连，频率自动校正AFC环路同时与三级环形压控振荡器VCO和三角波发生器相连；逐次逼近型SAR与三级环形压控振荡器VCO及鉴频器相连；鉴频器与逐次逼近型SAR以及分频器相连；分频器与三级环形压控振荡器VCO以及运放相连；
接收机中各模块的连接关系为：三级堆叠低噪声放大器LNA与可再生型射频FM解调器相连，可再生型射频FM解调器同时与边缘触发FSK解调器和时间数字转换器TDC相连；
所述超宽带调频复合型收发机采用双调频技术，工作模式包括通信模式和测距模式；
发射机的工作过程如下：
步骤1：判断所述超宽带调频复合型收发机的工作模式，并根据工作模式不同，做如下操作：
1.A若所述超宽带调频复合型收发机处于通信模式，经过2FSK将基带数据“0”和“1”加载在模拟三角波序列上，生成已调制模拟三角波序列；
其中，模拟三角波序列被称为“子载波”，该“子载波”具有两种频率f0和f1，分别代表码元“0”和“1”；
优选的,码元“0”对应的三角波频率为0.95MHz，码元“1”对应的频率为1.05MHz，数据率100kb/s；三角波中心频率为码元“0”对应的三角波频率为以及码元“1”对应的频率两者的均值；
1.B若所述超宽带调频复合型收发机处于测距模式下，则三角波发生器产生的三角波频率固定；
由于所述超宽带调频复合型收发机在测距模式下没有基带数据，所以只需要用一个固定频率的三角波对射频载波进行调频；
优选的，测距模式下的三角波频率为0.95MHz；
本系统中步骤1中的模拟三角波序列由一个差分弛豫振荡器产生；
步骤2：利用步骤1输出的已调制模拟三角波序列调制射频正弦载波，产生频率随已调制模拟三角波序列的电压变化的常包络宽带调频信号；
优选的，已调制模拟三角波序列控制三级环形VCO产生中心频率为4GHz、带宽为500MHz的UWB信号，信号频谱带内平坦而边沿陡峭；
其中，步骤2中的UWB信号的射频调制因子βRF为射频信号带宽与三角波中心频率之比的二分之一；优选的，射频信号带宽为500MHz，三角波中心频率为1MHz；此步骤应采用较大βRF使单位三角波周期内有足够多的正弦波有效周期，进而确保信号的频谱特性；
步骤3：步骤2输出的常包络宽带调频信号经过功率放大器PA，并经输出阻抗匹配网络中的天线发射出去；
接收机的工作过程如下：
步骤A：从天线接收来的信号经三级堆叠低噪声放大器LNA进行放大；
其中，接收来的信号为FM信号，经放大后输出放大后的FM信号；
步骤B：经步骤A放大后的FM信号被分为两个通道送入可再生型射频FM解调器中，恢复出三角波序列；
步骤B具体又包括如下子步骤：
步骤B.1两个中心频率对称失谐的带通滤波器BPF(Band-Passed Filter)利用其幅频特性曲线的倾斜边带，将放大后的FM信号转换成差分AM-FM信号，并保持了良好的线性度；
步骤B.2将步骤B.1转换的差分AM-FM信号通过两个包络检波器分别将两路差分AM-FM信号的包络提取出来；
步骤B.3经过步骤B.2包络提取后的信号再由两个中频放大器和减法器将差分信号转换为单端信号，即恢复出三角波序列；
其中，经过两个中频放大器的原因是降低减法器的增益要求，因为减法器的增益过高，会放大输入失调电压，影响减法器工作；减轻减法器的高增益要求，能有效抑制输入失调电压对减法器性能的恶化；
步骤C：经步骤B恢复出的三角波序列再分别经过FSK解调器及基于过零延迟检测的TDC，两者输出分别用于通信和测距；
其中，FSK解调器的工作过程，具体为：
接收通信模式下经步骤B恢复出的三角波序列，并与接收机产生的本地振荡信号比较频差；
经步骤B恢复出的三角波序列含有两种频率f0和f1，而接收机产生的本地振荡信号频率为f0,本地振荡信号亦由一驰豫振荡器产生；
通过比较两路信号之间的频差，对子载波所代表的码元进行判别；
测距模式下，具体工作过程为：
步骤CA、利用时间数字转换器计算出经步骤B恢复出的三角波序列与发射机中1.B的模拟三角波序列之间的延时；
其中，利用时间数字转换器计算出的延时在不考虑信号在电路中的传播延时的情况下，即是反射回波信号和发射信号之间的延时；
步骤CB、基于步骤CA计算出来的延时正比于目标距离，计算得到所测距离。
频率自动校正AFC的功能是间歇式的频率校正，具体用于校正三角波发生器与三级环形压控振荡器VCO；
其中，频率自动校正AFC对三级环形压控振荡器VCO校正的过程如下：
分频器将三级环形压控振荡器VCO输出的载波进行分频得到载波分频输出，载波分频输出再与晶振电路产生的参考频率经鉴频器FD进行鉴频，输出鉴频结果，该鉴频结果与晶振电路产生的参考频率输入逐次逼近型SAR中使逐次逼近型SAR逐次计数，逐次逼近型SAR输出控制字改变三级环形压控振荡器VCO中的开关电流，从而达到校正的目的。
其中，频率自动校正AFC对三角波发生器进行校正的过程如下：
三角波发生器输出的模拟三角波序列与晶振电路产生的参考频率经鉴频器进行鉴频，输出三角波鉴频结果，该三角波鉴频结果与晶振电路产生的参考频率输入逐次逼近型SAR中使逐次逼近型SAR逐次计数，逐次逼近型SAR输出控制字改变三角波发生器中的开关电流，从而达到校正的目的。
有益效果
一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，与现有技术相比，具有如下有益效果：
1.采用可再生型射频FM解调器比采用延迟相乘结构功耗更低，采用中频延时技术可以使接收机射频模块在两种模式下完全共用，并且无需引入混频器，节约了成本；
2.可再生型射频FM解调器中的两个单端中频放大器的引入使得减法器无需过高的增益，有效抑制了输入失调电压对减法器性能的恶化，削弱了失调电压的影响；
3.步骤CA中的延时即中频信号延时代表了信号往返距离，这与传统FWCW雷达接收信号与发射信号频差计算目标距离的测距原理不同，本发明打破射频带宽对测距精度的限制，测距精度不再与信号带宽相关，而是与TDC的测量精度有关，现有的TDC可以达到几十皮秒甚至几皮秒量级的精度，完全可以实现毫米级别的雷达测距精度；
4.采用环形VCO的相位噪声比LC-VCO差，但环形VCO可以产生更高的频率，消耗更少的功耗和成本，并且FM-UWB对于相位噪声的要求并不苛刻，因此环形VCO是更好的选择；
5.基于边缘触发的FSK解调器具有低功耗以及低成本的特性，且对抽样判决阈值电压不敏感；
6.本收发机系统中的三个振荡器，包括两个弛豫振荡器和一个射频VCO，为保证它们的中心频率不随工艺、电压和温度(PVT，process，voltage and temperature)而变化，采用频率自动校正AFC环路对三个振荡器进行间歇的频率校正。
7.开环三角波生成、间歇式的频率校正、射频前端的电流复用和各模块的简化设计使得整个收发机系统呈现出低功耗低复杂度的特性。
附图说明
图1是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机的系统框图；
图2是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中三角波发生器(弛豫振荡器)的电路结构图；
图3是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中环形VCO的电路结构图；
图4是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中环形VCO的相位噪声仿真曲线；
图5是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中功率放大器为推挽型Class-AB PA的输入输出功率仿真曲线；
图6是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中采用三级堆叠结构和电流复用技术的LNA的电路结构图；
图7是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中LNA的S参数与噪声系数仿真曲线；
图8是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中包含有BPF、包络检波器和减法器的射频解调器的电路结构图；
图9是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中BPF的频率响应曲线；
图10是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中8位TDC的电路结构图；
图11是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中基于边缘触发的FSK解调器的电路结构图；
图12是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机中SAR-AFC对三角波的校正仿真波形图；
图13是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机在通信模式下的信号波形图，包括发射机的基带数据、子载波电压波形与频率变化曲线，以及FSK解调器输出的基带数据；
图14是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机在测距模式下的仿真系统框图；
图15是本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机在测距模式下的信号波形图，给出了图14中关键节点A、B、C、D、E处的信号波形。
具体实施方式
下面结合实施例即附图本发明中的电路模块及工作过程做进一步说明和详细描述。
实施例
本发明一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机包括三角波发生器、射频环形VCO、射频前端模块、可再生射频FM解调器、FSK解调器、TDC、频率自动校正环路等主要模块，如图1所示。
三角波发生器即弛豫振荡器的电路结构如图2所示。电流镜M5-8和开关M1-2通过给振荡电容COSC充放电，产生频率为0.95或1.05MHz的三角波，其中共源共栅结构的电流源提供了稳定的电流。由一列MOS管和一个OTA组成的镜像单元可以控制晶体管M3-4的有效阻值，钳制X点和Y点的电压摆幅在VSW以内。振荡器产生的三角波振荡频率与摆率线性相关，因此该结构也称为摆率控制型，其振荡频率的表达式如公式(1)所示：
为应对后续VCO的增益偏差，三角波发生器的输出缓冲器具备可变增益，使三角波峰峰值可以在0.1～0.2V之间变化，以确保500MHz的射频带宽。通过仿真可得，该三角波发生器存在±50kHz的频偏和1％的幅度失真，在100kHz频偏处相位噪声为－96dBc/Hz。
环形VCO的电路结构如图3所示，图中包含一个开关电流阵列。前级三角波发生器产生的三角波电压首先通过电压转电流跨导模块转换为三角波电流，注入电流源中，驱动三级环形振荡器产生射频载波。虽然FM-UWB对相位噪声要求不高，但是此处依然采用了一种提高相位噪声性能的方法：电流源偏置电流和三角波信号电流被分离，由两组电流镜分别提供，而RC低通滤波器可以滤除前级引入的噪声。受频率校正环路控制的开关电流可以改变偏置电流的大小，使载波中心频率稳定在4GHz，确保VCO的高鲁棒性。由仿真可知，VCO调制范围为3.65GHz～4.42GHz，增益5GHz/V,在1MHz的频偏处的相位噪声是－76dBc/Hz。图4为VCO的相位噪声仿真曲线。
在发射机射频前端，键合线寄生电感、焊盘寄生电容、和片外元件一起构成了PA的两级L型宽带匹配网络。该推挽型PA在文献1中有详细描述，此处不再赘述。参见文献1：B.Zhou,et al..Short-range low-data-rate FM-UWB transceivers:overview,analysis,and design.IEEE Transactions on Circuits and System I:RegularPapers,vol.63,no.3,pp.423-435,2016。PA在3.7～4.3GHz的频带内增益为－2dB，输出功率为－6dBm，效率为50％，输出1dB压缩点为－1.9dBm。PA仿真的输入输出曲线见图5。
接收机射频前端的LNA采用堆叠结构和电流复用技术，其电路结构如图6所示。晶体管M1、电感Ls、Lg、电容Cg一起完成阻抗和噪声匹配，组成第一增益级；晶体管M3-4构成有源巴伦，即第二增益级，实现单端至差分的转换；而第三增益级由晶体管M5-6构成。LNA中两个对称失谐的LC谐振腔可以等效为一个平坦的宽带带通网络，以满足UWB信号的需求。由仿真可知，LNA巴伦的相位误差小于1.5°，巴伦增益误差小于0.3dB；在3.7～4.3GHz的频带内，LNA输入反射系数(S11)小于－12dB，噪声系数3.2～3.6dB，增益(S21)为36dB。LNA的参数仿真图见图7所示。
射频解调器的电路结构见图8所示，包含有BPF、包络检波器和减法器。两个共源共栅放大器和对称失谐的LC谐振腔组成双带通滤波器(ωc1＝4.3GHz，ωc2＝4.3GHz)，后续用以实现包络检波的半波整流器由M5-6和CA-B构成。解调出的差分包络信息被M7-8和RA-B构成的增益级放大，并被送入两路60dB增益的中频放大器中。基于OTA的减法器增益为30dB，可恢复出三角波序列，并有良好的电压失调抑制。整个FM解调器的灵敏度为－70dBm，其中双带通滤波器增益为12dB，包络检波器增益10dB，中频放大器和减法器共有90dB的增益。BPF的频率响应见图9。
如图10所示，8位TDC由时钟边沿对准电路、级联差分延迟单元和温度计码-二进制码译码器组成，其中延迟单元的单位延迟为0.17ns。发射机中的三角波被送入时钟边沿对准电路中产生差分参考时钟，延迟单元将这组参考时钟与接收机恢复的三角波进行比较，将信号往返时间线性地转换为255位的温度计码。每个延迟单元包含两个产生单位延迟的反相器和一个用以延迟判别的差分触发器(DFF)，该结构详见文献2。为确保严格的延迟匹配，在时钟对准电路中和最后一个延迟单元之后分别添加了一个额外的延迟单元。虽然工艺和温度的变化会导致反相器延时产生20％的偏差，但这对于TDC的绝对精度影响不大，因此本TDC不再引用基于延迟锁定环(DLL)的延迟校正技术。TDC的单位延迟和位数对应雷达的测距精度和测距范围，分别为2.6cm和6.5m。为了追求结构的简洁，这里的TDC只有8位有效输出以及255个延迟单元。若想提高测距精度到毫米级别，那么只需减小反相器的延迟时间，并增加TDC的有效位个数。TDC延迟单元结构参见文献2：C.Niclass,et al..A 128×128single-photon image sensor with column-level 10-bit time-to-digitalconverter array.IEEE J.Solid-State Circuits,2008,vol.43,no.12,pp.2977-2989,2008。
FSK解调器的电路结构如图11所示，恢复的子载波被转换为一路2-FSK中频时钟fFSK(f0 or f1)，本振时钟fLO驱动的两个边沿触发DFF在上升沿和下降沿均会对fFSK进行采样。图中的边沿检测器(edge-detector)含有一5μs的延迟模块，当fFSK＝fLO时，边沿检测器输出稳定的零信号，代表码元0；当fFSK≠fLO时，边沿检测器输出一组频率为2(f1－f0)的方波信号，代表码元1。由2μA的电流源和10pF的电容构成的电荷泵可以平滑边沿检测器输出的方波信号，而阈值电平0.5V、判决窗口200mV的迟滞比较器可以进行码元判决，恢复出数据流。
AFC校正环路由三个分频器、一个8位鉴频器FD(Frequency Detector)、一个SAR逻辑构成，其中三个分频器包括一个电流模CML(Current Mode Logic)分频器、一个热激极化电流TSPC(Thermally Stimulated Polarization Current)分频器、一个数字分频器，它们的分频比分别为N1＝8，N2＝64，N3＝8)。校正射频中心频率时，分频器将VCO输出载波进行分频得到fC/(N1N2N3)(约为1MHz)，FD将fC/(N1N2N3)与参考频率FCAL和参考门限值NCAL的乘积NCALFCAL比较，比较结果不同，SAR逻辑便会逐次计数，输出控制字改变振荡电路中的开关电流，达到校正的目的。若是校正弛豫振荡器的频率时，则无需分频器分频，FD直接将信号与NCALFCAL进行比较。AFC环路可以为弛豫振荡器提供±40％的频率调节范围,为射频VCO提供40MHz/LSB的校正增益和±30％的调节范围。SAR-AFC对三角波的校正仿真波形如图12所示，其中FCAL＝5kHz，NCAL＝190，由图可得偏离的三角波将被逐渐校正到0.95MHz，而FD的输出也会收敛于NCAL。
图13为收发机在通信模式下的信号仿真波形，包括发射机的基带数据、子载波电压波形和频率变化曲线和FSK解调器输出的基带数据。仿真数据率为100kb/s，可以从图中观察到，恢复的数据和原始数据相同，只是伴有一些延时。
图14是收发机在测距模式下的仿真系统框图，除信号通路上的主要模块外，发射机与接收机之间置入一个阻抗50Ω、信号衰减64dB的虚拟模块，该模块提供30ns的延时，可以等效9m的通信距离和4.5m的测距往返距离。TDC之后是一个二进制转十进制的译码器，可将TDC的8位二进制输出转化为十进制数。发射机三角波送入TDC之前先经过一个虚拟模块，该模块提供45ns的延迟，以模拟信号在电路中的传播延时。图15给出了图14中关键节点A、B、C、D、E处的信号波形。A点处为弛豫振荡器产生的三角波，B点处为接收机前端的UWB信号，C点为已经解调出的子载波信号，D点为经过延迟的发射机三角波，E点为TDC的十进制输出。图中TDC的输出最后稳定于179(8’b10110011)，即信号往返时间是TDC单位延迟0.17ns的179倍，对应于4.5m的目标距离。仿真结果说明收发机系统可以良好地实现功能。表1中是对收发机系统实施例的性能总结，该收发机实施例基于65nm CMOS工艺实现，总功耗为3.3mW。
表1复合型收发机系统性能参数
工艺 65nm CMOS
电源电压 1.0V
数据率 100Kb/s
射频调节范围 3.65～4.42GHz
射频带 3.75～4.25GHz
VCO相位噪声 －76dBc/Hz@1MHz offset frequency
发射机发射功率 －6dBm
低噪放增益 36dB
灵敏度 －100dBm
噪声系数 3.2～3.6dB
测距分辨率 2.6cm
测距范围 6.5m
发射机功率 1.1mW
接收机功率 2.2mW
功率 3.3mW
以上所述为本发明的较佳实施例而已，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。

Claims (10)

1.一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，包括发射机和接收机；带隙基准BGR以及串行外设接口SPI模块为发射机和接收机共用；其特征在于：发射机包括：三角波发生器、压控振荡器VCO、功率放大器PA、晶振电路、频率自动校正AFC环路；
其中，三角波发生器是开环的；
频率自动校正AFC环路又包括逐次逼近型SAR、鉴频器FD以及分频器；
接收机包括低噪声放大器LNA、可再生型射频FM解调器、FSK解调器以及时间数字转换器TDC；
其中，可再生型射频FM解调器包括带通滤波器BPF、包络检波器、中频放大器以及减法器；
所述超宽带调频复合型收发机各模块的连接方式如下：
发射机中各模块的连接关系为：三角波发生器与三级环形压控振荡器VCO相连，三级环形压控振荡器VCO与功放相连，频率自动校正AFC环路同时与三级环形压控振荡器VCO和三角波发生器相连；逐次逼近型SAR与三级环形压控振荡器VCO及鉴频器相连；鉴频器与逐次逼近型SAR以及分频器相连；分频器与三级环形压控振荡器VCO以及运放相连；
接收机中各模块的连接关系为：三级堆叠低噪声放大器LNA与可再生型射频FM解调器相连，可再生型射频FM解调器同时与边缘触发FSK解调器和时间数字转换器TDC相连；
所述超宽带调频复合型收发机采用双调频技术，工作模式包括通信模式和测距模式；
发射机的工作过程如下：
步骤1：判断所述超宽带调频复合型收发机的工作模式，并根据工作模式不同，做如下操作：
1.A若所述超宽带调频复合型收发机处于通信模式，经过2FSK将基带数据“0”和“1”加载在模拟三角波序列上，生成已调制模拟三角波序列；
其中，模拟三角波序列被称为“子载波”，该“子载波”具有两种频率f0和f1，分别代表码元“0”和“1”；
1.B若所述超宽带调频复合型收发机处于测距模式下，则三角波发生器产生的三角波频率固定；
由于所述超宽带调频复合型收发机在测距模式下没有基带数据，所以只需要用一个固定频率的三角波对射频载波进行调频；
步骤2：利用步骤1输出的已调制模拟三角波序列调制射频正弦载波，产生频率随已调制模拟三角波序列的电压变化的常包络宽带调频信号；
步骤3：步骤2输出的常包络宽带调频信号经过功率放大器PA，并经输出阻抗匹配网络中的天线发射出去；
接收机的工作过程如下：
步骤A：从天线接收来的信号经三级堆叠低噪声放大器LNA进行放大；
其中，接收来的信号为FM信号，经放大后输出放大后的FM信号；
步骤B：经步骤A放大后的FM信号被分为两个通道送入可再生型射频FM解调器中，恢复出三角波序列；
步骤B具体又包括如下子步骤：
步骤B.1两个中心频率对称失谐的带通滤波器BPF(Band-Passed Filter)利用其幅频特性曲线的倾斜边带，将放大后的FM信号转换成差分AM-FM信号，并保持了良好的线性度；
步骤B.2将步骤B.1转换的差分AM-FM信号通过两个包络检波器分别将两路差分AM-FM信号的包络提取出来；
步骤B.3经过步骤B.2包络提取后的信号再由两个中频放大器和减法器将差分信号转换为单端信号，即恢复出三角波序列；
其中，经过两个中频放大器的原因是降低减法器的增益要求，因为减法器的增益过高，会放大输入失调电压，影响减法器工作；减轻减法器的高增益要求，能有效抑制输入失调电压对减法器性能的恶化；
步骤C：经步骤B恢复出的三角波序列再分别经过FSK解调器及基于过零延迟检测的TDC，两者输出分别用于通信和测距；
其中，FSK解调器的工作过程，具体为：
接收通信模式下经步骤B恢复出的三角波序列，并与接收机产生的本地振荡信号比较频差；
经步骤B恢复出的三角波序列含有两种频率f0和f1，而接收机产生的本地振荡信号频率为f0,本地振荡信号亦由一驰豫振荡器产生；
通过比较两路信号之间的频差，对子载波所代表的码元进行判别；
测距模式下，具体工作过程为：
步骤CA、利用时间数字转换器计算出经步骤B恢复出的三角波序列与发射机中1.B的模拟三角波序列之间的延时；
其中，利用时间数字转换器计算出的延时在不考虑信号在电路中的传播延时的情况下，即是反射回波信号和发射信号之间的延时；
步骤CB、基于步骤CA计算出来的延时正比于目标距离，计算得到所测距离。
频率自动校正AFC的功能是间歇式的频率校正，具体用于校正三角波发生器与三级环形压控振荡器VCO；
其中，频率自动校正AFC对三级环形压控振荡器VCO校正的过程如下：
分频器将三级环形压控振荡器VCO输出的载波进行分频得到载波分频输出，载波分频输出再与晶振电路产生的参考频率经鉴频器FD进行鉴频，输出鉴频结果，该鉴频结果与晶振电路产生的参考频率输入逐次逼近型SAR中使逐次逼近型SAR逐次计数，逐次逼近型SAR输出控制字改变三级环形压控振荡器VCO中的开关电流，从而达到校正的目的。
其中，频率自动校正AFC对三角波发生器进行校正的过程如下：
三角波发生器输出的模拟三角波序列与晶振电路产生的参考频率经鉴频器进行鉴频，输出三角波鉴频结果，该三角波鉴频结果与晶振电路产生的参考频率输入逐次逼近型SAR中使逐次逼近型SAR逐次计数，逐次逼近型SAR输出控制字改变三角波发生器中的开关电流，从而达到校正的目的。
2.根据权利要求1所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：功率放大器PA是单级推挽结构的Class-AB型PA，导通角为180°-360°，其输出端通过输出阻抗匹配网络连接一个50Ω的天线。
3.根据权利要求1所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：压控振荡器VCO为三级环形压控振荡器VCO。
4.根据权利要求1所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：带通滤波器为中心频率对称失谐的带通滤波器；减法器为基于运算跨导放大器OTA的减法器。
5.根据权利要求1所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：低噪声放大器LNA为电流复用型三级堆叠低噪声放大器LNA。
6.根据权利要求1所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：FSK解调器为边缘触发FSK解调器。
7.根据权利要求1所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：电流复用型三级堆叠低噪声放大器LNA是一个巴伦内置的宽带LNA，拥有三级堆叠结构，用以放大接收到的在空间中传播而迅速衰减的UWB信号；
其中，接收机中采用宽带LNA的原因是窄带LNA只截取UWB信号中的一部分频率信息，它引入的窄带干扰会严重恶化接收机性能。
8.根据权利要求1所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：步骤1中的模拟三角波序列由一个差分弛豫振荡器产生。
9.根据权利要求1所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：步骤2中已调制模拟三角波序列控制三级环形VCO产生中心频率为4GHz、带宽为500MHz的UWB信号，信号频谱带内平坦而边沿陡峭。
10.根据权利要求9所述的一种用于通信和测距的超宽带调频复合型收发机，其特征在于：UWB信号的射频调制因子βRF为射频信号带宽与三角波中心频率之比的二分之一。
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