CN1139502A - 多载波传输方法中的数字频率校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种方法，该方法用于多载波传输方法中的频率校正。接收信号借助一个预先给定的频率被频移至基带，随后进行修正的傅立叶变换。从经过傅立叶变换的信号中求出一个测量值，该值与预先给定频率和载波信号频率两者之间的频率偏差成正比。在傅立叶变换时将对此测量值予以考虑并借此补偿频率偏差。

Description

多载波传输方法中的数字频率校正方法

                      技术背景

根据主权利要求的分类，本发明涉及在多载波传输方法中的频率校正的方法。由文献US5 228 025已知一种在多载波传输方法中频率校正的方法，其中被接收的信号经带通滤波器滤波，随后通过与一预先给定的振荡器频率混频而被频移至基带，接着被滤波并被转换成数字信号。于是该数字信号经数字傅立叶变换并输出待进一步译码处理。准确的傅立叶变换要求知道准确的发送载波信号的发送频率，以便据此调准振荡器频率。参照预先给定的振荡器频率，检验由数字傅立叶变换输出的信号与载波信号载频的偏差，求出控制值，用此控制值完成振荡器的自动频率校正。以此方式，在被处理的信号中辨认出的载波信号频率与振荡器频率之间的频率偏差可经过对振荡器的进一步调整予以校正。

                    本发明的优点

与上述文献比较，以主权利要求的特征为标志的本发明装置的优点是：振荡器频率的自动频率校正是不必要的，而是在傅立叶变换时直接对求出的频率偏差予以考虑。以这种方式提供了一种简便而可靠的方法，以保证在多载波传输方法中能实现精确的频率解调。

用从属权利要求提供的措施可以对主权利要求中提出的方法作进一步有利的开发和改进。尤其有利的是，为了计算修正的不连续傅立叶变换，可以使用一种快速算法。

本发明方法的另一种改进在于，可以从存储表格中选用修正相移因子。以此方式可以快速无误地提取所需相移因子。

本发明方法的一个良好的应用实例是数字无线电广播。

附图

在附图中示出了本发明的一实施例并在下文中进一步予以说明。

这些附图是

图1多载波传输方法示意图，

图2多载波传输方法接收机，

图3获得相移因子方法的示意图。

图1示意性示出一种数字数据的传输方法，尤其是用于移动接收机的高比特速率无线电广播传送方法。例如这种方法在数字声频无线广播(DAB)中可以利用按正交频分复用法(OFDM)的多载波传输方法实现。其中的图1所示，许多相互并行的信道C₀、C₁，…C_n-1各输入到一个折叠编码器1。此折叠编码器1进行输入信号的折叠编码。随后各信道被输入到时间—频率—编码单元2。该单元对输入信号进行时间—和频率—编码。经时间和频率编码实现了涉及瑞利(Raleigh)过程和信道特性的信道统计不相关性。随后各信道C₀、C₁，…C_n-1的信号在计算单元3中借助正交频分复用法(OFDM)进行时分复用法和载波调制处理。以这种方式得到一信号，该信号在时间上是叠置的，并且具有不同频率的许多载波信号。

在计算单元3中给待传输的数据加上一个同步标记，该标记允许求得时间、频率和相位，接收的数据采用此时间、频率和相位进行传输。这种方法是公知的，例如已在文献DE 41 28 713中作了叙述。

于是这些载波信号经传输线路4传输至接收机。在接收机中进行滤波并移入基带5、进行解调6、时间—频率—解码7和译码8。

图2示出一种接收机，该接收机借助一特殊的实施例实现本发明数字频率校正的方法。

天线16与带通滤波器9连接。该滤波器9经第一信号线路17与混频器10连接。自由振荡器11经第七信号线路23与混频器10耦合在一起。混频器10的输出端经第二信号线路18与滤波器12的输入端连接。滤波器12的输出端经第三信号线路14与A/D—25的输入端连接。A/D—转换器25的输出端经第9信号线路19与傅立叶变换单元15的输入端连接。傅立叶变换单元15的输出端经第四信号线路20连接到一个解调—和时间—/频率解码单元30的输入端。解调—和时间—/频率解码单元30的输出端与信道译码器8的输入端连接。由第四信号线路20引出第五信号线路21与计算单元13的输入端连接。计算单元13经第八信号线路24与存储器14连接。计算单元13的输出端经第六信号线路22与傅立叶变换单元15的数据输入端连接。图2所示的接收机是以如下方式工作的：

由时分复用和调制单元3发出的信号经天线16接收并传送到带通滤波器9。带通滤波器9对接收的信号进行带通滤波并把经滤波的信号传送给混频器10。在混频器10中经滤波的信号与由振荡器11给定的频率混频并从而使接收信号以对一个要扫描的带通信号的中间频率所确定的距离经频率偏移进入通带范围。振荡器的频率与被传输信号的载波大致相当。随后，被频率偏移的信号经滤波器12滤波并进行A/D—转换。该数字化的信号表示一个复合的基带信号，其在傅立叶变换单元15中以傅立叶变换的形式进行数字解调过程，在该过程中从具有许多载波信号的接收信号中滤出一个具有预先给定载频的载波信号。其中，按照时分复用单元3中所用的时分复用方法以时间窗口的形式考察待译码的载波信号的标记。每个标记都进行傅立叶变换。经傅立叶变换的信号进行解调并把时间—和频率解码。随后这些信号由信道译码器8进行信道译码并输出，该信道译码器优先采用软—Viterbi—译码器结构。经傅立叶变换的载波信号同时输入计算单元13。通过检验同步信号标记由计算单元13求出载波信号与预先给定的振荡器频率之间的频率偏差Δf，混频器10用该振荡器频率把接收信号频移。由频率偏差Δf计算出的若干相移因子被送入傅立叶变换单元15。傅立叶变换单元15在下面的傅立叶变换中将考虑到这些新的相移因子。也可以使用其它方法求出频率偏差。

下面借助图2进一步阐述不连续傅立叶变换及相移因子的作用。一个长度为N的序列Xk的不连续傅立叶变换(DFT)由下式给出： $X_l=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\exp (-j2\mathrm{\πkl}/N),l=0,....,N-1,------\left(1\right)$

其中N表示一确定的常数，k和l是从0到N－1的运行变量。如果所有载波信号的子载波间距相等并且使用的是矩形发射脉冲，那么根据公式1进行的DFT计算示出了在多载波方法中的解调过程。这种情况尤其适用于正交频分复用方法，该方法例如在1987年EBU(欧洲广播联盟)技术评论224期第168-189页Alard所发表的文章“数字广播移动接收机使用的调制和信道编码原理”中已有叙述。

频率调节执行机构的实现要求复合基带信号的调制，该基带信号可用扫描值Xk描述。采用复合振荡器信号S对基带信号进行调制，该信号用扫描值Sk描述。

    S_k＝exp(-j2πρk/N)，k＝0，...，N－1.     (2)

其中ρ＝NΔf/Fc是规一化频率偏差，其中Δf是振荡器11与接收信号载波频率的频率偏差。运行变量K从零到N－1，其中N是一规定常数。Fc是复合基带中的扫描速率，即A/D—变换器25的扫描速率，在接收机中频率偏差Δf通过对同步标记的处理求得。频率校正的基带信号的扫描值用 Xk表示，并根据上式由 Xk＝Sk·Xk求得。

本发明方法的基本思想在于，把频率校正与不连续傅立叶变换的计算连系在一起。如此修正的不连续傅立叶变换的起始值是： ${\stackrel{-}{X}}_l=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\exp (-j2\mathrm{\π}(l+\mathrm{\ρ})k/N),l=0,....,N-1,-----\left(3\right)$

其中l是从0到N－1的运行变量。若采用不连续傅立叶变换相移因子的缩写式

   W_N＝exp(-j2π/N)，    (4)那么式3就可用下式表示： ${\stackrel{-}{X}}_l=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{W}_N^{(l+\mathrm{\ρ})k},l=0,.....,N-1,------\left(5\right)$

据此，用于进行频率校正所必须的修正的不连续傅立叶变换与原始不连续傅立叶变换的区别仅在于对相移因子的选择。

更有利的是用快速算法代替公式1表示的不连续傅立叶变换。下面将给出对修正的不连续傅立叶变换也适用的快速算法。

现在我们分析基数为2的快速傅立叶变换的示例。原则上这种分析也适用于计算快速傅立叶变换用的其它快速方法。为了使用基数为2的算法，把N表示成2的幂是必要的，即N的所有数都满足关系式n＝ldN，其中用ld表示以2为底的对数。在此情况下，式5可用下式表示 $W_{N^{\′}}^{(l+\mathrm{\ρ})k}+W_N^{l+\mathrm{\ρ}}\underset{k=0}{\overset{N^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{2k+1}{W}_{N^{\′}}^{(l+\mathrm{\ρ})k},l=0,...,N^{\′}-1----\left(6\right)$

此处，为了缩写而引入了N′＝N/2。剩余载波幅度Xl(l＝N′……，N-1)可由已在式6中计算出的部分和通过下式求得 ${\stackrel{-}{X}}_{N^{\′}+l}=\underset{k=0}{\overset{N^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{2k}{W}_{N^{\′}}^{(l+\mathrm{\ρ})k}-W_N^{l+p}\underset{k=0}{\overset{N^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}=2_{k+1}{W}_{N^{\′}}^{(l-\mathrm{\ρ})k},l=0,...,N^{\′}-1,----\left(7\right)$

公式6和7是修正的不连续傅立叶变换快速计算的基础。经重复使用这些关系式可使长度为N的修正的不连续傅立叶变换化为长度为2的修正的不连续傅立叶变换的基本函数，即所谓的蝶式函数。

有关的算法，例如在奥尔登、慕尼黑、维也纳1987年出版由Brigham所著“FFT—快速傅立叶变换”一书中对作为十分之一时间的算法作了叙述。区别仅在于另外选择了所用相移因子。其最大优点是，可以直接使用已知的硬件以实现快速傅立叶变换，此处假定提取的存储的相移因子是可能的。

下面叙述一种高效率的确定修正的不连续傅立叶变换的N－1个相移因子的方法。为了计算长度为N的修正的不连续傅立叶变换需要N－1个不同的相移因子，这些因子由下面的关系式给出：

其中m表示运行变量。因为相移因子是单一模数的，所以它也可以用相应的相角θ表示： $W_N^{(l+p)2^m}=\exp (-j{\mathrm{\θ}}_{l,m})\mathrm{mic}--{\mathrm{\θ}}_{l,m}=\frac{2\mathrm{\π}}{N}{2}^m(l+\mathrm{\ρ}).-----\left(9\right)$

各不相同的角度可以用下列递推关系式高效率地进行计算

θ_1，m＝2^mθ_1，0                  (10)

θ_1＋1.0＝θ_1，0＋2π/N  mod2π    (11)

θ_0，0＝2πρ/N                    (12)

在定点格式中实现修正的不连续傅立叶变换时规一化频率偏差必须与此格式相匹配。如果出发点是为实现频率校正在两个载频信号之间有数量为R的量化分级是足够的，那么为表示这些中间级就需要字宽为r＝ldR比特。数量R应该作为2的幂来设置。如果按关系式

t＝NRθ/2π

把上面给出的相角θ转换成整数，那么就可以得到下列递推规则：

t_1，m＝2^mt_1，0               (14)

t_1＋1，0＝t_1，0＋R    modNR  (15)

t_0，0＝[ρR]                 (16)用方括弧表示把该数化整去零到最临近的整数值。借助在图3中示出的n＋r比特宽的累加器实现这些关系式。在输入端36输入数值R并将其传输到加法器31。加法器31把从输入端36输入的数值R与由一个延迟元件32输入的值相加。加法器31的输出端与延迟元件32的输入端连接。此外，加法器31的输出端通过向第一输出通道37和第一乘法器33的输入端。第一乘法器33的输出端与第二乘法器34的输入端和第二输出通道38相连。第二乘法器34的输出端与第三输出通道39和另外一个乘法器相连。第m个乘法器35与第m＋1个输出通道40相连。时间延迟元件32的第二个输入端41输入一个起始值。第一、第二、…和第m个乘法器33、34和35各完成一个乘以2的运算。图3示出的电路用于n＋r长的数据字。时间延迟元件32实现一个定时脉冲T的时间延迟，加法器31和乘法器33、34、35均按此定时脉冲的节拍动作。用数值[ρR]经输入端41给累加器赋予初值。人们看到，频率偏差只进入该初值。为了产生所有必要的数值，相位累加器必须运行N/2节拍。用2乘可以实现简单的比特移位操作。在下一个处理步骤中输出通道37、38、39、40的n＋r比特宽的字t经n＋r－l的低值比特的切割成为字长l。下面把相应的数值表示为 ，并用于确定余弦和正弦函数值表格的地址。

数值范围是0，…2^v-1。借助下式 $W_N^{(l+p)2^m}=\cos (2\mathrm{\π}{\tilde{t}}_{l,m}/2^{\mathrm{\υ}})-j\sin (2\mathrm{\π}{\tilde{t}}_{l,m}/2^{\mathrm{\υ}})-----\left(17\right)$

由t的数值得到修正的相移因子，所以式17表示表格数值计算规范与地址 的关系。正弦和余弦函数的数值在存储器14中用字长w存放，该字长应该与信号字长相当。地址字长l应该比w长。采用v＝w＋4可以得到良好的结果。在这种实现形式中表格需要2^v+1个字长w的数值。通过利用正弦和余弦函数的对称性可使表格的填入值的数量减少到两个2^v-1个数值，证明如下。首先因为：

sin(θ)＝cos(θ-π/2)，    (18)

所以 $\sin (2\mathrm{\π}{\tilde{t}}_{l,m}/2^{\mathrm{\υ}})=\cos (2\mathrm{\π}({\tilde{t}}_{l,m}-2^{\mathrm{\υ}-2})/2^{\mathrm{\υ}})-----\left(19\right)$

另外因为

cos(θ-π)＝-cos(θ)       (20)

所以 $\cos (2\mathrm{\π}{\tilde{t}}_{l,m}/2^{\mathrm{\υ}})=-\cos (2\mathrm{\π}({\tilde{t}}_{l,m}-2^{\mathrm{\υ}-1})/2^{\mathrm{\υ}}).-----\left(21\right)$

经这样的安排可以实现一个余弦函数表格仅需要总计2^v-1个字长w的数值。余弦函数存储在存储器14中，并由计算单元13通过表示相应余弦值地址的 —数值调用。该地址以简单方式借助图3所示方法利用累加器求出。用这种方法可以很快找到所需相移因子。

本发明方法优先用于数字无线电广播节目(DAB)的接收。

Claims (5)

1.一种在多载波传输方法中的频率校正方法，其中一个多载波信号经一个带通滤波器滤波，随后经与预先给定的频率混频而移至一个通带范围内，并在此基础上完成数字傅立叶变换和把经傅立叶变换的信号进行通道译码，其中从经傅立叶变换的信号中求得载波信号与用于混频的频率两者之间的频率偏差，其特征在于，由已求得的频率偏差这样地计算出修正的傅立叶变换用的数值，从而使得载波信号与用于混频的频率两者之间的频率偏差可以通过修正的傅立叶变换予以补偿。

2.根据权利要求1所述方法，其特征在于，为计算修正的傅立叶变换使用一种快速算法。

3.根据权利要求1或2其中之一所述方法，其特征在于，用于修正傅立叶变换的一些数值可由表格中读出。

4.根据权利要求3所述方法，其特征在于，在表格中存储数值的地址可利用一个累加器求得。

5.根据权利要求1至4其中之一所述方法，其特征在于，采用修正的傅立叶变换进行的频率校正可用于数字无线电广播的接收。

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