CN113890368A - Llc谐振电路及其控制电路和控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种用于LLC谐振电路的控制电路和控制方法。控制方法包括：检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号；获取上管导通或下管导通时的电流采样信号并对特定电流方向的电流采样信号进行积分获得积分信号；以及基于积分信号控制LLC谐振电路的开关电路的状态切换。本发明可以在重载条件和轻载条件下均实现对LLC谐振电路的系统闭环功率控制，实现过流保护，具有较高的系统可靠性。
Description
技术领域
本发明涉及电子领域，具体但不限于涉及一种用于LLC谐振电路的控制方法，控制电路和LLC谐振电路。
背景技术
提升电源系统功率密度和效率一直是电源系统的重要研究方向。采用开关电源并提升开关频率是其中的方法之一，但是频率的提升也会影响开关损耗。因此，软开关技术被采用于高频开关电源系统。LLC谐振电路利用谐振特性使开关工作于软开关状态，同时具有高频的特性，因此具有较高的电源系统功率密度和效率。
图1示出了LLC谐振电路。LLC谐振电路的原边电路包括两个功率开关Q1和Q2，谐振电感Lr，励磁电感Lm和谐振电容Cr，其中谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr构成谐振网络。LLC谐振电路的副边电路包括整流管D1和D2，以及输出电容Co用于提供输出电压VO。在常规的控制方式中，谐振电路通过检测谐振电容的电压Vsense并据此控制开关管Q1和/或Q2,以实现系统功率控制。然而，该控制方案没有采样系统谐振腔电流，无法实现容性区保护和过流保护，系统的可靠性难以保证。
有鉴于此，需要提供一种新的结构或控制方法，以期解决上述至少部分问题。
发明内容
针对现有技术中的一个或多个问题，本发明提出了一种用于LLC谐振电路的控制方法，控制电路和LLC谐振电路。
根据本发明的一个方面，一种用于LLC谐振电路的控制电路，包括：单向变换电路，具有输入端和输出端，其中单向变换电路的输入端耦接表征LLC谐振电路谐振腔电流的电流采样信号，单向变换电路的输出信号反映大于零值的电流采样信号；积分电路，具有输入端和输出端，其中积分电路的输入端耦接单向变换电路的输出端，积分电路对大于零值的电流采样信号进行积分获得积分信号；以及比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中比较电路的第一输入端耦接积分电路的输出端，比较电路的第二输入端耦接阈值信号，比较电路的输出端用于控制LLC谐振电路的开关。开关可以为LLC谐振电路的上管或下管。
在一个实施例中，单向变换电路包括：跨导放大电路，其输入端接收电流采样信号，其输出端提供电流信号；以及二极管，二极管的阳极耦接跨导放大器的输出端，二极管的阴极耦接积分电路的输入端。
在一个实施例中，积分电路包括：补偿电流源，输出端耦接单向变换电路的输出端；以及积分电容，其第一端耦接单向变换电路的输出端，其第二端接地，积分电容的第一端提供积分信号。
在一个实施例中，积分电路进一步包括第一开关，其第一端耦接积分电容的第一端，第一开关的另一端接地，第一开关的导通状态与LLC谐振电路的上管相反。
在一个实施例中，当积分信号大于阈值信号时，控制电路控制LLC谐振电路的上管关断，并在死区时间后导通LLC谐振电路的下管。
根据本发明的另一个实施例，一种LLC谐振电路包括：原边电路，包括开关电路和谐振网络；副边电路，包括整流管，用于提供输出电压；以及如上任一实施例所述的控制电路。
在一个实施例中，开关电路包括上管和下管，谐振网络包括谐振电感、励磁电感和谐振电容，其中：上管具有第一端、第二端和控制端，上管的第一端耦接输入电压源；下管具有第一端、第二端和控制端，下管的第一端耦接上管的第二端，下管的第二端耦接原边地；谐振电感具有第一端和第二端，其中谐振电感的第一端耦接上管的第二端；励磁电感具有第一端和第二端，其中励磁电感的第一端耦接谐振电感的第二端；谐振电容具有第一端和第二端，其中谐振电容的第一端耦接励磁电感的第二端，谐振电容的第二端耦接原边地。
在一个实施例中，LLC谐振电路进一步包括谐振腔电流检测电路，谐振腔电流检测电路包括检测电容和检测电阻，其中检测电容的第一端耦接谐振电容的第一端，检测电容的第二端耦接检测电阻的第一端，检测电阻的第二端耦接谐振电容的第二端，其中检测电阻的第一端提供电流采样信号。
在一个实施例中，LLC谐振电路进一步包括谐振腔电流检测电路，谐振腔电流检测电路包括：电流互感器，其串联于谐振腔之中，用于获取电流采样信号以表征谐振腔电流。或者在一个实施例中，谐振腔电流检测电路包括检测电阻，其第一端耦接谐振电容的近地端，其第二端耦接地，检测电阻的第一端提供电流采样信号以表征谐振腔电流。
根据本发明的又一个方面，一种用于LLC谐振电路的控制方法，包括：检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号；获取LLC谐振电路的上管导通阶段的电流采样信号并对其中谐振腔电流大于零值时对应的电流采样信号进行积分获得积分信号，或者获取在LLC谐振电路的下管导通阶段的电流采样信号并对其中谐振腔电流小于零值时对应的电流采样信号进行积分获得积分信号；以及基于积分信号控制LLC谐振电路的开关电路的状态切换。
在一个实施例中，检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号包括：将串联的检测电容和检测电阻与谐振电容并联，其中检测电容耦接谐振电容的近输入电源端，检测电阻耦接谐振电容的近地端，通过获取检测电容和检测电阻耦接点的电压以表征谐振腔电流。
在一个实施例中，检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号包括：将电流互感器串联于谐振腔之中，通过所述电流互感器获取电流采样信号以表征谐振腔电流；或者，将检测电阻与谐振电容串联，检测电阻的第一端耦接谐振电容的近地端，检测电阻的第二端耦接地，通过获取检测电阻的第一端的电压以表征谐振腔电流。
在一个实施例中，获取电流采样信号通过检测流过上管的电流来实现。
本发明提出的用于LLC谐振电路的控制方法，控制电路和LLC谐振电路，可以在重载条件和轻载条件下均实现对LLC谐振电路的系统闭环功率控制，可以实现容性区保护和过流保护，具有较高的系统可靠性。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，与说明描述一起用于解释本发明的实施例，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1示出了现有技术的LLC谐振电路；
图2示出了根据本发明一实施例的LLC谐振电路；
图3示出了根据本发明一实施例的LLC谐振电路中的信号波形示意图；
图4示出了根据本发明一实施例的用于LLC谐振电路的控制电路示意图；
图5示出了根据本发明一实施例的开关控制逻辑电路示意图；
图6A示出了根据一对比例的重载状态下的信号示意图；
图6B示出了根据一对比例的轻载状态下的信号示意图；
图7A示出了根据本发明一实施例的重载状态下的信号示意图；
图7B示出了根据本发明一实施例的轻载状态下的信号示意图；
图8示出了根据本发明一实施例的用于LLC谐振电路的控制方法流程示意图。
具体实施方式
为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，但是应当理解，这些描述只是为进一步说明本发明的特征和优点，而不是对本发明权利要求的限制。
该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。不同实施例的组合、不同实施例中的一些技术特征进行相互替换，相同或相近的现有技术手段与实施例中的一些技术特征进行相互替换也在本发明描述和保护的范围内。
说明书中的“耦接”或“连接”既包含直接连接，也包含间接连接。间接连接为通过中间媒介进行的连接，如通过电传导媒介如导体的连接，其中电传导媒介可含有寄生电感或寄生电容，也可通过说明书中实施例所描述的中间电路或部件的连接；间接连接还可包括可实现相同或相似功能的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、信号放大电路、跟随电路等电路或部件的连接。“多个”或“多”表示两个或两个以上。
图2示出了根据本发明一实施例的LLC谐振电路。LLC谐振电路包括原边电路11、副边电路12和控制电路13。原边电路11包括开关电路和谐振网络电路。开关电路包括上管Q1和下管Q2，其中上管Q1和下管Q2串联耦接在输入电压源Vin和原边地PGND之间。在一个实施例中，输入电压源Vin为市电交流电经整流滤波后的直流母线电压源。谐振网络电路包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr串联耦接在开关节点LB及原边地PGND之间。具体地，上管Q1具有第一端、第二端和控制端，其中上管Q1的第一端耦接输入电压源Vin；下管Q2具有第一端、第二端和控制端，下管Q2的第一端耦接上管Q1的第二端，下管Q2的第二端耦接原边地PGND；谐振电感Lr具有第一端和第二端，其中谐振电感Lr的第一端耦接上管Q1的第二端即节点LB；励磁电感Lm具有第一端和第二端，其中励磁电感Lm的第一端耦接谐振电感Lr的第二端；谐振电容Cr具有第一端和第二端，其中谐振电容Cr的第一端耦接励磁电感Lm的第二端，谐振电容Cr的第二端耦接原边地PGND。控制电路13产生控制信号用于控制开关电路。励磁电感Lr可以由变压器的初级绕组产生。在图示的实施例中，控制电路13产生上管控制信号GH和下管控制信号GL分别用于控制上管Q1和下管Q2，通过交替导通上管GH和下管GL，LLC谐振电路产生交流正弦波的谐振信号用于实现开关电路的零电压导通的软开关控制，提高系统效率。
上述的开关电路为半桥开关电路，在另一个实施例中，开关电路也可包括全桥电路。
副边电路12包括和励磁电感Lm电耦合的副边电感L1、L2以及整流管D1和D2，副边电感上感应出来的电压经整流管整流和滤波，用于提供输出电压VO。在另一个实施例中，副边电路包括一个副边电感L1和一个整流管D1。
如图2所示，LLC谐振电路进一步包括一谐振腔电流检测电路，用于检测LLC谐振电路的谐振腔电流，即流过谐振电感Lr或谐振电容Cr的电流。在图示的实施例中，谐振腔电流检测电路包括串联的检测电容C1和检测电阻R1，耦接在谐振电容Cr的近输入电源端和近地端之间。其中检测电阻R1和检测电容C1的耦接点提供电流采样信号Vcs，电流采样信号Vcs与流过谐振电感Lr的电流成正比例关系，用于表征谐振腔电流，即通过获取检测电容C1和检测电阻R1耦接点的电压Vcs检测LLC谐振电路的谐振腔电流。其中在图2所示的实施例中，电流从节点LB流向励磁电感Lm的方向为大于零的电流，从励磁电感Lm流向节点LB的方向为小于零的电流。在图示的实施例中，串联的检测电容C1和检测电阻R1耦接在励磁电感Lm和原边地PGND之间。在另一个实施例中，谐振电容Cr耦接于开关节点LB和谐振电感Lr之间，则谐振腔电流检测电路也可耦接在开关节点LB和谐振电感Lr之间。在又一实施例中，谐振腔电流检测电路包括电流互感器，电流互感器串联于谐振腔之中，电流互感器用于获取电流采样信号以表征谐振腔电流。示例性的，电流互感器可以串联耦接于上管与谐振电感之间，电流互感器可以串联耦接于谐振电感和励磁电感之间，电流互感器也可以串联耦接于励磁电感和谐振电容之间。在又一可替换的实施例中，谐振腔电流检测电路包括检测电阻，检测电阻的第一端耦接谐振电容的近地端，检测电阻的第二端耦接地，检测电阻的第一端提供电流采样信号以表征谐振腔电流。在其他实施例中，电流采样信号也可以通过其他的电路或在其他部位进行检测。例如，通过检测流过上管Q1的电流来实现，例如通过检测与上管串联的电阻的电压差或其他方式来获得表征流过上管的电流的电流采样信号。
控制电路13至少基于电流采样信号Vcs产生控制信号GH和GL用于控制上管Q1和下管Q2。优选地，控制电路13获取上管Q1导通阶段的电流采样信号Vcs，并对其中谐振腔电流大于零值(电流从开关节点LB流向谐振电感Lr)时对应的电流采样信号Vcs进行积分获得积分信号，在优选的实施例中即对电流采样信号Vcs大于零值的部分进行积分，并基于积分信号控制上管Q1的关断时刻，进而控制LLC谐振电路的开关电路的状态切换。其中该积分信号能和上管导通时间长度Ton保持稳定的映射关系，用积分信号作为LLC谐振电路电流模式的闭环控制，可以保证LLC谐振电路全负载范围内都可以实现精准的稳定工作，其原理将在下面结合图6至图7的波形图予以说明。在另一个实施例中，控制电路13获取下管Q2导通阶段的电流采样信号，并对其中谐振腔电流小于零值时对应的电流采样信号进行积分获得积分信号，并基于积分信号控制下管Q2的关断时刻。
图3示出了根据本发明一实施例的LLC谐振电路中的信号波形示意图。信号从上至下分别为控制上管Q1的第一控制信号GH、控制下管Q2的第二控制信号GL，表征流过谐振电容Cr或谐振电感Lr的谐振腔电流Ip，大于零值的电流采样信号Vcsp和积分信号IT。其中在时间t1，下管Q2处于关断状态，谐振腔电流Ip为负值，同时将上管Q1导通，电感中电流通过上管Q1从谐振电容Cr和谐振电感Lr流向输入电压端Vin并逐步减小，在时间t2，谐振腔电流Ip由负值变为零值，同时电流采样信号也变为零值，并开始由负值变为正值。此后，大于零值的电流采样信号Vcsp随着电流采样信号而逐渐上升。积分信号IT对大于零值的电流采样信号Vcsp开始进行积分。在时间t3，积分信号IT达到阈值Vth，控制电路控制第一控制信号GH变低，用于关断上管Q1。经过死区时间后，第二控制信号GL变高用于导通下管Q2，下管导通时长可与上管导通时长相等，实现和上管Q1动作对称的操作。在另一个实施例中，当下管Q2导通后，也可对小于零值的电流采样信号进行积分，并在积分超过阈值时控制下管关断。
图4示出了根据本发明一实施例的用于LLC谐振电路的控制电路示意图。其中控制电路包括单向变换电路41、积分电路42和比较电路43。其中单向变换电路41用于将大于零值的电流采样信号Vcs进行信号变换。单向变换电路41具有输入端和输出端，其中单向变换电路41的输入端耦接表征LLC谐振电路谐振腔电流的电流采样信号Vcs，单向变换电路41的输出信号Icsp反映大于零值的电流采样信号。在图示的实施例中，单向变换电路41包括跨导放大电路411，用于将大于零值的电流采样信号Vcs变换成电流信号Icsp。具体地，单向变换电路41包括跨导放大电路411和二极管D1，其中跨导放大电路的输入端接收电流采样信号Vcs，跨导放大电路411的输出端耦接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极耦接积分电路42的输入端，用于提供与大于零值的电流采样信号Vcs成比例的电流信号Icsp。在其他的实施例中，单向变换电路41还可具有其他的结构，如将二极管D1放在变换电路的前端等。积分电路42具有输入端和输出端，其中积分电路42的输入端耦接单向变换电路41的输出端，积分电路42对大于零值的电流采样信号即电流信号Icsp进行积分以获得积分信号IT。在图示的实施例中，积分电路包括补偿电流源Islope、积分电容C2和第一开关S1。其中补偿电流源Islope的输出端耦接二极管D1的阴极即单向变换电路41的输出端用于接收电流信号Icsp，积分电容C2的第一端耦接单向变换电路41的输出端，积分电容C2的第二端接地，积分电容C2的第一端提供积分信号IT，第一开关S1的第一端耦接积分电容C2的第一端，第一开关S1的另一端接地，第一开关S1的导通状态与LLC谐振电路的上管相反。当上管Q1由关断状态切换为导通状态时，第一开关S1断开，此时谐振腔电流为负值，因此电流采样信号Vcs为负值，二极管D1截止，电流信号Icsp为零，仅有补偿电流源Islope向积分电容C2充电。当谐振腔电流大于零值时，电流采样信号Vcs大于零值，二极管D1导通，电流信号Icsp大于零值并向积分电容C2充电，积分信号IT持续上升。在其他的实施例中，积分电路也可采用其他现有的积分电路形式。比较电路43有同相输入端、反相输入端和输出端，其中比较电路43的同相输入端耦接积分电路42的输出端，比较电路43的反相输入端耦接阈值信号Vth，比较电路43的输出端提供控制信号SC用于控制LLC谐振电路的开关。当积分信号IT大于阈值信号Vth时，比较电路43输出高电平的控制信号SC用于关断上管Q1，并在死区时间后导通LLC谐振电路的下管Q2。
图5示出了根据本发明一实施例的开关控制逻辑电路示意图。除了包括图4所示的提供控制信号SC的电路外，控制电路进一步包括图5所示的开关控制逻辑电路。开关控制逻辑电路包括第一触发电路51和第二触发电路52。其中第一触发电路51包括置位输入端、复位输入端和输出端，第一触发电路51的置位输入端接收导通控制信号Hon用于控制上管Q1的导通，当导通控制信号为高电平时，第一控制信号GH为高电平用于导通LLC谐振电路的上管Q1。当控制信号SC为高电平时，第一触发电路被复位，第一控制信号GH输出低电平用于将上管Q1关断，同时经过预定短时的延时后，信号Lon置高，用于将下管Q2导通，这里的延时用于防止上管Q1和下管Q2同时导通，提高系统可靠性。下管Q2的开关动作可与上管Q1对称，其导通时间可与上管Q1的导通时间相等。在另一个实施例中，也可通过下管Q2导通时的小于零值段的电流采样信号的积分信号与阈值信号比较类似地控制下管Q2的关断时机。
图6A和图6B示出了根据一对比例的信号示意图。在该对比例中，系统通过将上管导通时的电流采样信号Vcs进行积分进而对上管进行关断控制，积分信号
其中图6A示出了系统为重载时的波形图，图6B示出了系统为轻载时的波形图。参看图6A，当系统的负载较重时，电流采样信号Vcs在零值两边不对称，积分信号IT2在预定的电流阈值即t3时刻为正值，可用于反映导通时间长度，可以实现对上管关断的控制。而当负载较轻特别是接近空载时，如图6B所示，电流采样信号Vcs在零值两边呈接近对称分布，在预定的电流阈值附近，电流采样信号的积分信号
无法用于作LLC谐振电路的开关管关断控制。
图7A和图7B示出了根据本发明一实施例的信号示意图，其中图7A示出了重载时的波形图，图7B示出了轻载时的波形图。通过将上管导通时的电流采样信号Vcs大于零值的部分Vcsp进行积分获取积分信号IT，积分信号
从图中可见，无论是重载条件下还是轻载条件下，上管电流阈值处的积分信号IT均为正值，可以反映导通时间，基于积分信号IT对开关管进行控制，可以在重载条件和轻载条件下均实现对LLC谐振电路的上管或下管关断时机的控制，实现系统闭环功率控制，防止系统过流，实现过流保护，具有较高的系统可靠性。
图8示出了根据本发明一实施例的用于LLC谐振电路的控制方法流程示意图。该控制方法包括在步骤801：检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号Vcs。在一个实施例中，检测LLC谐振电路的谐振腔电流包括通过图2所示的检测电路(包括检测电容C1和检测电阻R1)获得电流采样信号Vcs。具体地，检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号可包括：将串联的检测电容C1和检测电阻R1与谐振电容Cr并联，其中检测电容C1耦接谐振电容Cr的近输入电源端，检测电阻R1耦接谐振电容Cr的近地端，通过获取检测电容和检测电阻耦接点的电压检测谐振腔电流。检测LLC谐振电路的谐振腔电流还可通过其他检测电路检测流过上管Q1中的电流和/或检测下管Q2中的电流来实现。在另一实施例中，检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号包括：将电流互感器串联于谐振腔之中，通过电流互感器获取电流采样信号以表征谐振腔电流；或者，将检测电阻与谐振电容串联，检测电阻的第一端耦接谐振电容的近地端，检测电阻的第二端耦接地，通过获取检测电阻的第一端的电压以表征谐振腔电流。控制方法包括在步骤802：获取LLC谐振电路的上管导通阶段的电流采样信号并对其中谐振腔电流大于零值时对应的电流采样信号进行积分获得积分信号IT。在另一个实施例中，该步骤也可以采用获取LLC谐振电路的下管导通阶段的电流采样信号并对其中谐振腔电流小于零值时对应的电流采样信号进行积分获得积分信号。控制方法包括在步骤803基于积分信号IT控制LLC谐振电路的开关电路的状态切换。在一个实施例中，对上管导通阶段且当谐振腔电流Ip为正值时的电流采样信号Vcs进行积分获得积分信号IT并在积分信号大于一预设阈值时关断LLC谐振电路的上管。当上管关断后，系统可控制在一定的死区时间后导通下管，使下管动作和上管对称，并在下管关断后，经过死区时间导通上管，重复上述控制。在另一个实施例中，对下管导通阶段且当谐振腔电流Ip为负值时的电流采样信号Vcs进行积分获得积分信号并在积分信号的绝对值大于一预设阈值时关断下管。
本领域技术人员应当知道，说明书或附图所涉逻辑控制中的“高电平”与“低电平”、“置位”与“复位”、“与门”与“或门”、“同相输入端”与“反相输入端”等逻辑控制可相互调换或改变，通过调节后续逻辑控制而实现与上述实施例相同的功能或目的。
这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。说明书中所涉及的效果或优点等相关描述可因具体条件参数的不确定或其它因素影响而可能在实际实验例中不能体现，效果或优点等相关描述不用于对发明范围进行限制。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。
Claims (13)
1.一种用于LLC谐振电路的控制电路，包括：
单向变换电路，具有输入端和输出端，其中单向变换电路的输入端耦接表征LLC谐振电路谐振腔电流的电流采样信号，单向变换电路的输出信号反映大于零值的电流采样信号；
积分电路，具有输入端和输出端，其中积分电路的输入端耦接单向变换电路的输出端，积分电路对大于零值的电流采样信号进行积分获得积分信号；以及
比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中比较电路的第一输入端耦接积分电路的输出端，比较电路的第二输入端耦接阈值信号，比较电路的输出端用于控制LLC谐振电路的开关。
2.如权利要求1所述的控制电路，其中单向变换电路包括：
跨导放大电路，其输入端接收电流采样信号，其输出端提供电流信号；以及
二极管，二极管的阳极耦接跨导放大器的输出端，二极管的阴极耦接积分电路的输入端。
3.如权利要求1所述的控制电路，其中积分电路包括：
补偿电流源，输出端耦接单向变换电路的输出端；以及
积分电容，其第一端耦接单向变换电路的输出端，其第二端接地，积分电容的第一端提供积分信号。
4.如权利要求3所述的控制电路，其中积分电路进一步包括第一开关，其第一端耦接积分电容的第一端，第一开关的另一端接地，第一开关的导通状态与LLC谐振电路的上管相反。
5.如权利要求1所述的控制电路，其中当积分信号大于阈值信号时，控制电路控制LLC谐振电路的上管关断，并在死区时间后导通LLC谐振电路的下管。
6.一种LLC谐振电路，包括：
原边电路，包括开关电路和谐振网络；
副边电路，包括整流管，用于提供输出电压；以及
如权利要求1-5任一项所述的控制电路。
7.如权利要求6所述的LLC谐振电路，其中开关电路包括上管和下管，谐振网络包括谐振电感、励磁电感和谐振电容，其中：
上管具有第一端、第二端和控制端，上管的第一端耦接输入电压源；
下管具有第一端、第二端和控制端，下管的第一端耦接上管的第二端，下管的第二端耦接原边地；
谐振电感具有第一端和第二端，其中谐振电感的第一端耦接上管的第二端；
励磁电感具有第一端和第二端，其中励磁电感的第一端耦接谐振电感的第二端；
谐振电容具有第一端和第二端，其中谐振电容的第一端耦接励磁电感的第二端，谐振电容的第二端耦接原边地。
8.如权利要求7所述的LLC谐振电路，其中LLC谐振电路进一步包括谐振腔电流检测电路，谐振腔电流检测电路包括检测电容和检测电阻，其中检测电容的第一端耦接谐振电容的第一端，检测电容的第二端耦接检测电阻的第一端，检测电阻的第二端耦接谐振电容的第二端，其中检测电阻的第一端提供电流采样信号。
9.如权利要求7所述的LLC谐振电路，其中LLC谐振电路进一步包括谐振腔电流检测电路，谐振腔电流检测电路包括：
电流互感器，其串联于谐振腔之中，用于获取电流采样信号以表征谐振腔电流；或者，
检测电阻，其第一端耦接谐振电容的近地端，其第二端耦接地，检测电阻的第一端提供电流采样信号以表征谐振腔电流。
10.一种用于LLC谐振电路的控制方法，包括：
检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号；
获取LLC谐振电路的上管导通阶段的电流采样信号并对其中谐振腔电流大于零值时对应的电流采样信号进行积分获得积分信号，或者获取LLC谐振电路的下管导通阶段的电流采样信号并对其中谐振腔电流小于零值时对应的电流采样信号进行积分获得积分信号；以及
基于积分信号控制LLC谐振电路的开关电路的状态切换。
11.如权利要求1所述的控制方法，其中检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号包括：将串联的检测电容和检测电阻与谐振电容并联，其中检测电容耦接谐振电容的近输入电源端，检测电阻耦接谐振电容的近地端，通过获取检测电容和检测电阻耦接点的电压以表征谐振腔电流。
12.如权利要求1所述的控制方法，其中检测LLC谐振电路的谐振腔电流并获取电流采样信号包括：将电流互感器串联于谐振腔之中，通过所述电流互感器获取电流采样信号以表征谐振腔电流；或者，将检测电阻与谐振电容串联，检测电阻的第一端耦接谐振电容的近地端，检测电阻的第二端耦接地，通过获取检测电阻的第一端的电压以表征谐振腔电流。
13.如权利要求1所述的控制方法，其中获取电流采样信号通过检测流过上管的电流来实现。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114583932A (zh) * | 2022-04-29 | 2022-06-03 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | 一种用于llc谐振变换器的控制电路和控制方法 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20110157920A1 (en) * | 2009-12-28 | 2011-06-30 | Stmicroelectronics S.R.L. | Charge-mode control device for a resonant converter |
| CN105634287A (zh) * | 2009-12-28 | 2016-06-01 | 意法半导体股份有限公司 | 用于谐振变换器的充电模式控制设备 |
| CN109586580A (zh) * | 2018-12-12 | 2019-04-05 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 控制电路、谐振变换器及集成电路控制芯片 |
| CN110112926A (zh) * | 2019-06-05 | 2019-08-09 | 南京航空航天大学 | 一种谐振变换器电流检测电路及其控制方法 |
| CN110311567A (zh) * | 2018-03-27 | 2019-10-08 | 意法半导体股份有限公司 | 控制开关谐振转换器 |
-
2021
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Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20110157920A1 (en) * | 2009-12-28 | 2011-06-30 | Stmicroelectronics S.R.L. | Charge-mode control device for a resonant converter |
| CN105634287A (zh) * | 2009-12-28 | 2016-06-01 | 意法半导体股份有限公司 | 用于谐振变换器的充电模式控制设备 |
| CN110311567A (zh) * | 2018-03-27 | 2019-10-08 | 意法半导体股份有限公司 | 控制开关谐振转换器 |
| CN109586580A (zh) * | 2018-12-12 | 2019-04-05 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 控制电路、谐振变换器及集成电路控制芯片 |
| CN110112926A (zh) * | 2019-06-05 | 2019-08-09 | 南京航空航天大学 | 一种谐振变换器电流检测电路及其控制方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 鲁静: ""L-LLC谐振型双向DC-DC变换器的复合最优轨迹控制策略研究"", 《电工技术学报》 * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114583932A (zh) * | 2022-04-29 | 2022-06-03 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | 一种用于llc谐振变换器的控制电路和控制方法 |
| CN114583932B (zh) * | 2022-04-29 | 2022-07-26 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | 一种用于llc谐振变换器的控制电路和控制方法 |
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