CN113824319A - 光接收器装置、脉冲宽度调制器电路系统与灵敏度控制方法 - Google Patents

光接收器装置、脉冲宽度调制器电路系统与灵敏度控制方法 Download PDF

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CN113824319A CN202010566013.0A CN202010566013A CN113824319A CN 113824319 A CN113824319 A CN 113824319A CN 202010566013 A CN202010566013 A CN 202010566013A CN 113824319 A CN113824319 A CN 113824319A
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陈信全
洪各立
郭鸿志
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Abstract

光接收器装置包括升压转换器电路、光接收器电路以及脉冲宽度调制控制器电路系统。升压转换器电路用于根据脉冲宽度调制信号转换电源电压，以产生输出电压。光接收器电路用于根据输出电压设定增益，以根据增益转换光信号为数据信号。脉冲宽度调制控制器电路系统用于根据控制码执行数字模拟转换以逐步地调整关联于输出电压的电流，并比较输出电压与一参考电压以产生脉冲宽度调制信号。

Description

光接收器装置、脉冲宽度调制器电路系统与灵敏度控制方法
技术领域
本发明涉及光接收器装置，特别涉及光接收器装置中具有数字模拟转换操作的脉冲宽度调制器电路系统以及灵敏度控制方法。
背景技术
在光纤网络的应用中，光电二极管可用来将光信号转换成电信号，以进行后续数据处理。在实际的远距离通讯中，若光电二极管对光的灵敏度不够高或不稳定，可能造成接收到的数据的信噪比变低而导致比特错误率变高。
发明内容
在一些实施例中，光接收器装置包括升压转换器电路、光接收器电路以及脉冲宽度调制控制器电路系统。升压转换器电路用于根据脉冲宽度调制信号转换电源电压，以产生输出电压。光接收器电路用于根据输出电压设定增益，以根据增益转换光信号为数据信号。脉冲宽度调制控制器电路系统用于根据控制码执行数字模拟转换以逐步地调整关联于输出电压的电流，并比较输出电压与一参考电压以产生脉冲宽度调制信号。
在一些实施例中，脉冲宽度调制控制器电路系统包括反馈电路、数字模拟转换器电路系统以及调制器电路系统。反馈电路用于根据输出电压产生反馈电压，其中输出电压是经由升压转换器电路根据脉冲宽度调制信号产生。数字模拟转换器电路系统用于根据控制码执行数字模拟转换以逐步地调整关联于输出电压的电流。调制器电路系统用于根据反馈电压产生脉冲宽度调制信号。
在一些实施例中，灵敏度控制方法包括下列操作：根据脉冲宽度调制信号转换电源电压，以产生输出电压；根据控制码执行数字模拟转换以逐步地调整关联于输出电压的电流；比较输出电压与参考电压以产生脉冲宽度调制信号；以及根据输出电压设定光接收器电路的增益，以控制光接收器电路的灵敏度。
附图说明
有关本发明的技术方案、实际操作与技术效果，现在配合附图作为优选实施例详细说明如下。
图1为根据本发明一些实施例绘制一种光接收器装置的示意图；
图2A为根据本发明一些实施例绘制图1的数字模拟转换器电路的示意图；
图2B为根据本发明一些实施例绘制图2A的电流源阵列电路的示意图；
图2C为根据本发明一些实施例绘制图2B中的电流的波形示意图；以及
图3为根据本发明一些实施例绘制一种灵敏度控制方法的流程图。
附图标记说明：
100:光接收器装置
120:升压转换器电路
140:光接收器电路
142:转阻放大器电路
144:后置放大器电路
160:脉冲宽度调制控制器电路系统
162:反馈电路
164:数字模拟转换器电路
165:锁存器电路
166:误差放大器电路
168:比较器电路
C1:电容
D1,D2:二极管
FSW:控制码
IDAC:电流
L1:电感
N1,N2:节点
RF1,RF2:电阻
S1,S2P,S2N:信号
SD:数据信号
SL:光信号
SPWM:脉冲宽度调制信号
SR:重置信号
SS:设定信号
TN:晶体管
VDD:电源电压
VE:误差信号
VF:反馈电压
VOUT:输出电压
VREF:参考电压
VSAW:锯齿波信号
220,222,224:编码器电路
240:电流源阵列电路
B1～B9,T11～T17,T21～T81:比特
2421～24217:电流源电路
SW1～SW17:开关
0I～8I,64I,507I～511I:电流
300:灵敏度控制方法
S310,S320,S330,S340:操作
具体实施方式
本申请所使用的所有词汇具有其通常的含义。上述词汇在普遍常用的字典中的定义，在本申请的内容中包括任一在此讨论的词汇的使用例子仅为示例，不应限制本发明的保护范围。同样地，本发明也不仅以说明书所示出的各种实施例为限。
关于本申请中所使用的“耦合”或“连接”，均可指二或多个组件相互直接作实体或电性接触，或是相互间接作实体或电性接触，也可指二或多个组件相互操作或动作。如本申请所用，用语“电路系统(circuitry)”可为由至少一电路(circuit)所形成的单一系统，且用语“电路”可为由至少一个晶体管与/或至少一个主被动组件按一定方式连接以处理信号的装置。
如本申请所用，用语“与/或”包括了列出的关联项目中的一个或多个的任何组合。在本申请中，使用第一、第二与第三等等的词汇，是用于描述并辨别各个组件，并无特定次序之分。因此，在本申请中的第一组件也可被称为第二组件，而不脱离本发明的本意。为易于理解，在各附图中的类似组件将被指定为相同标号。
图1为根据本发明一些实施例绘制一种光接收器装置100的示意图。在一些实施例中，光接收器装置100可用于(但不限于)光纤网络应用。
光接收器装置100包括升压转换器电路120、光接收器电路140以及脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)控制器电路系统160(后文简称PWM控制器电路系统160)。升压转换器电路120用于根据脉冲宽度调制信号SPWM(后文简称PWM信号SPWM)转换电源电压VDD，以自节点N1产生输出电压VOUT。例如，升压转换器电路120包括电感L1、晶体管TN、二极管D1以及电容C1。电感L1的第一端接收电源电压VDD，且电感L1的第二端耦合至晶体管TN的第一端(例如为漏极)以及二极管D1的阳极。晶体管TN的第二端(例如为源极)耦合至地端，且晶体管TN的控制端(例如为栅极)用于接收PWM信号SPWM。晶体管TN可根据PWM信号SPWM选择性地导通。二极管D1的阴极耦合至节点N1与电容C1的第一端以产生输出电压VOUT，且电容C1的第二端耦合至地端。于此例中，二极管D1可为(但不限于)肖特基二极管(Schottky diode)。当晶体管TN根据PWM信号SPWM导通时，电感L1基于电源电压VDD进行储能。若晶体管TN导通的时间越长，电感L1所储存的能量就越高。当晶体管TN根据PWM信号SPWM关断时，电感L1经由二极管D1将先前储存的能量转移至电容C1，以产生输出电压VOUT。
光接收器电路140为一光接收次组件(receiver optical sub-assembly,ROSA)，其可根据输出电压VOUT设定一增益，并根据此增益转换光信号SL为数据信号SD。例如，光接收器电路140包括二极管D2、转阻放大器电路142以及后置放大器电路144。二极管D2的阴极耦合至节点N1以接收输出电压VOUT，且二极管D2的阳极用于产生信号S1。在此实施例中，二极管D2可为(但不限于)雪崩光电二极管(avalanche photodiode)，其根据输出电压VOUT被逆向偏压。若输出电压VOUT越高(即逆向偏压升高)，二极管D2的增益就越大。如此，二极管D2可响应于光信号SL产生功率较大的信号S1。反之，若输出电压VOUT越低(即逆向偏压降低)，二极管D2的增益就越低。如此，二极管D2可响应于光信号SL产生功率较小的信号S1。换言之，二极管D2可基于输出电压VOUT设定对光信号SL的灵敏度(相当于前述的增益)。转阻放大器电路142可将信号S1转换为信号S2P与信号S2N，且后置放大器电路144可根据信号S2P与信号S2N产生数据信号SD。
PWM控制器电路系统160用于根据频率切换(frequency switching)控制码FSW(后文简称控制码FSW)执行数字模拟转换以逐渐地调整关联于输出电压VOUT的电流IDAC，并比较输出电压VOUT与参考电压VREF以产生PWM信号SPWM。在一些实施例中，控制码FSW可用于设定输出电压VOUT的一目标位准。例如，如后所述，电流IDAC-可响应于控制码FSW被调整，以调整输出电压VOUT。
详细而言，PWM控制器电路系统160可包括反馈电路162、数字模拟转换器(digitalto analog converter,DAC)电路164(后文简称DAC电路164)、误差放大器电路166、比较器电路168以及锁存器电路165。反馈电路162耦合至节点N1，并用于根据输出电压VOUT产生反馈电压VF。例如，反馈电路162包括电阻RF1与电阻RF2。电阻RF1耦合于节点N1以及节点N2之间，且电阻RF2耦合于节点N2与地端之间。电阻RF1与电阻RF2对输出电压VOUT分压，以产生反馈电压VF。在一些实施例中，电阻RF1可为芯片外(off-chip)电阻，电阻RF2可为芯片内(on-chip)电阻，但本发明并不以此为限。DAC电路164的输出端耦合至节点N2，以产生(例如为汲取)电流IDAC。在一些实施例中，电流IDAC流经反馈电路162的至少一部分(例如为电阻RF1)。在一些实施例中，DAC电路164根据控制码FSW执行数字模拟转换以调整电流IDAC，以调整输出电压VOUT(如后述的式(1))。关于DAC电路164的详细操作将于后参照图2A至图2C说明。
在一些实施例中，误差放大器电路166、比较器电路168以及锁存器电路165操作为调制器电路系统，其用于根据反馈电压VF产生PWM信号SPWM。例如，误差放大器电路166根据反馈电压VF与参考电压VREF产生误差信号VE。比较器电路168比较误差信号VE与锯齿波信号VSAW以产生重置(reset)信号SR。锁存器电路165可为(但不限于)SR(set-reset)锁存器，其可根据重置信号SR与设定(set)信号SS产生PWM信号SPWM。通过上述设置方式，输出电压VOUT可表示为下式(1)：
Figure BDA0002547666230000051
从上式(1)可得知，若电流IDAC越高，输出电压VOUT越高；反之，若电流IDAC越低，输出电压VOUT越低。换言之，通过调整电流IDAC，升压转换器电路120可相应调整输出电压VOUT。
在一些相关技术中，若需要将输出电压于短时间内调整(例如为升高或降低)至另一目标位准时，由于PWM控制器的内部节点的电容以及负反馈机制的反应时间的影响，输出电压会发生电压过冲(overshoot)或电压下冲(undershoot)的现象，导致光电二极管的增益在一定期间内不稳定。
相较于前述的相关技术，在本发明的一些实施例中，通过DAC电路164的数字模拟操作，电流IDAC--可逐步地被升高或降低。如此一来，升压转换器电路120可逐步地且线性地调整增加或降低输出电压VOUT，以避免发生电压过冲或电压下冲等问题。
图2A为根据本发明一些实施例绘制图1的DAC电路164的示意图。DAC电路164包括多个编码器电路220、222与224以及电流源阵列电路240。多个编码器电路220、222与224根据控制码FSW产生多组数字码。详细而言，编码器电路220根据控制码FSW产生多个比特B1～B9，其中多个比特B1～B9的第一部份(例如为比特B1～B3)为第一组数字码。编码器电路222根据多个比特B1～B9的第二部分(例如为比特B4～B6)产生多个比特T11～T17(后称第二组数字码)。编码器电路224根据多个比特B1～B9的第三部分(例如为比特B7～B9)产生多个比特T21～T81(后称第三组数字码)。在一些实施例中，控制码FSW、第二组数字码以及第三组数字码中每一者为温度计码(thermometer code)，且多个比特B1～B9为二进制码(binarycode)。
如图2A所示，电流源阵列电路240用于根据上述的多组数字码选择性地导通，以产生电流IDAC。为易于说明电流源阵列电路240，参照图2B，图2B为根据本发明一些实施例绘制图2A的电流源阵列电路240的示意图。电流源阵列电路240包括多个开关SW1～SW17与多个电流源电路2421～24217。多个开关SW1～SW3为第一组开关，多个开关SW4～SW10为第二组开关，且多个开关SW11～SW17为第三组开关。多个电流源电路2421～2423为第一组电流源电路，多个电流源电路2424～24210为第二组电流源电路，且多个电流源电路24211～24217为第三组电流源电路。
第一组开关SW1～SW3、第二组开关SW4～SW10以及第三组SW11～SW17分别由前述的第一组数字码、第二组数字码以及第三组数字码控制。例如，多个开关SW1～SW3分别根据多个比特B1～B3选择性地导通，多个开关SW4～SW10分别根据多个比特T11～T17选择性地导通，且多个开关SW11～SW17分别根据多个比特T21～T81选择性地导通。
第一组电流源电路2421～2423、第二组电流源电路2424～24210以及多个电流源电路24211～24217分别耦合至第一组开关SW1～SW3、第二组开关SW4～SW10以及第三组开关SW11～SW17。多个电流源电路2421～2423的电流分别为I、2I以及4I。多个电流源电路2424～24210中每一者的电流为8I。多个电流源电路24211～24217中每一者的电流为64I。换言之，在第三组电流源电路24211～24217中的一个电流源电路的电流(即64I)高于第二组电流源电路2424～24210的总电流(即56I)，且第二组电流源电路2424～24210中的一个电流源电路的电流(即8I)高于第一组电流源电路2421～2423的总电流(即7I)。
换个方式解释，第一组数字码(即多个比特B1～B3)为根据控制码FSW中具有较低权重的比特产生，第二组数字码(即多个比特T11～T17)为根据控制码FSW中具有次高权重的比特产生，且第三组数字码(即多个比特T21～T81)为根据控制码FSW中具有最高权重的比特产生。因此，耦合至第一组开关SW1～SW3(其由第一组数字码控制)的第一组电流源电路2421～2423的总电流较低。耦合至第二组开关SW4～SW10(其由第二组数字码控制)的第二组电流源电路2424～24210的总电流为次高。耦合至第三组开关SW11～SW17(其由第三组数字码控制)的第三组电流源电路24211～24217的总电流为最高。
通过上述设置方式，当第一组开关SW1～SW3、第二组开关SW4～SW10以及第三组开关SW11～SW17中的至少一开关根据第一组数字码、第二组数字码与第三组数字码导通(即开关为闭合(closed))时，耦合至该至少一开关的至少一电流源电路可自节点N2产生电流IDAC。举例而言，电流IDAC与多个比特B0～B9的关系可表示为下表：
Figure BDA0002547666230000071
Figure BDA0002547666230000081
由上表可知，当多个比特B1～B9全为逻辑值0时，全部的开关SW1～SW17皆不导通(即开关为开路)。在此条件下，所有的电流源电路2421～24217皆不连接至节点N2，故电流IDAC为0I。若比特B1为逻辑值1且剩余的比特B2～B9为逻辑值0，开关SW1为导通且剩余的开关SW2～SW17皆不导通。在此条件下，电流源电路2421连接至节点N2且剩余的电流源电路2422～24217皆不连接至节点N2，故电流IDAC为1I(电流源电路2421产生1I的电流)。若比特B4为逻辑值1且剩余的比特B1～B3与B5～B9皆为逻辑值0，开关SW4为导通且剩余的开关SW1～SW3与SW5～SW17皆不导通。在此条件下，电流源电路2424连接至节点N2且剩余的电流源电路2421～2423与2425～24217皆不连接至节点N2，故电流IDAC为8I(电流源电路2424产生8I的电流)。若多个比特B1～B6为逻辑值1且剩余的比特B7～B9皆为逻辑值0，多个开关SW1～SW10为导通且剩余的开关SW11～SW17皆不导通。在此条件下，多个电流源电路2421～24210连接至节点N2且剩余的电流源电路24211～24217不连接至节点N2，故电流IDAC为63I(电流源电路2421～2423产生7I的电流，电流源电路2424～24210产生56I的电流)。
若比特B7为逻辑值1且剩余的比特B1～B6与B8～B9皆为逻辑值0，开关SW11为导通且剩余的开关SW1～SW10与SW12～SW17皆不导通。在此条件下，电流源电路24211连接至节点N2且剩余的电流源电路2421～24210与24212～24217不连接至节点N2，故电流IDAC为64I(请依前段方式类推，后文不再赘述)。若比特B8为逻辑值1且剩余的比特B1～B7与B9皆为逻辑值0，多个开关SW11～SW12为导通且剩余的开关SW1～SW10与SW13～SW17皆不导通。在此条件下，多个电流源电路24211～24212连接至节点N2且剩余的电流源电路2421～24210与24213～24217不连接至节点N2，故电流IDAC为128I。依此类推，当所有的比特B1～B9皆为逻辑值1时，所有的开关SW1～SW17皆为导通。在此条件下，所有电流源电路2421～24217连接至节点N2，故电流IDAC为511I。
图2B中的电流源阵列电路240的设置方式用于示例，且本发明并不以此为限。依据实际设计需求，电流源阵列电路240中的任一电流源电路可由并联的多个单位电流源电路实施。例如，在一些实施例中，多个电流源电路24211～24217中的每一者可为8个具有电流8I的电流源电路(共产生64I的电流)并联形成。
图2C为根据本发明一些实施例绘制图2B中的电流IDAC的波形示意图。如图2C所示，通过上述的设置方式，电流源阵列电路240可响应于控制码FSW导通对应数量的电流源电路，以逐步地调整电流IDAC(例如由0I～511I，共512个步阶)。如此一来，根据前述式(1)，升压转换器电路120可逐步地且线性地增加输出电压VOUT，以避免发生电压过冲或电压下冲，由此使二极管D2的灵敏度保持稳定，改善了前述相关技术的缺陷。
图3为根据本发明一些实施例绘制一种灵敏度控制方法300的流程图。在一些实施例中，灵敏度控制方法300可由(但不限于)图1的升压转换器电路120以及PWM控制器电路系统160实施。
在操作S310，根据脉冲宽度调制信号转换电源电压，以产生输出电压。在操作S320，根据控制码执行数字模拟转换以逐步地调整关联于输出电压的电流。在操作S330，比较输出电压与参考电压以产生脉冲宽度调制信号。在操作S340，根据输出电压设定光接收器电路的增益，以控制光接收器电路的灵敏度。
上述灵敏度控制方法300的多个操作的说明可参考前述多个实施例，故在此不再赘述。上述多个操作仅为示例，并非限定需依照此示例中的顺序执行。在不违背本发明的各实施例的操作方式与范围下，在灵敏度控制方法300下的各种操作当可适当地增加、替换、省略或以不同顺序执行。或者，在灵敏度控制方法300下的一个或多个操作可以是同时或部分同时执行。
综上所述，通过本发明一些实施例中的光接收器装置、PWM控制器电路系统与灵敏度控制方法，升压转换器可基于数字模拟转换的操作逐步地且线性地提升用于控制光接收器电路的输出电压。如此一来，可以避免电压过冲与电压下冲，以稳定光接收器电路的灵敏度。
虽然本发明的实施例如上所述，然而这些实施例并非用来限定本发明，本技术领域技术人员可依据本发明的明示或隐含的内容对本发明的技术特征施以变化，凡此种种变化均属于本发明所寻求的保护范围。

Claims (10)

1.一种光接收器装置，包括：
一升压转换器电路，用于根据一脉冲宽度调制信号转换一电源电压，以产生一输出电压；
一光接收器电路，用于根据所述输出电压设定一增益，以根据所述增益转换一光信号为一数据信号；以及
一脉冲宽度调制控制器电路系统，用于根据一控制码执行一数字模拟转换以逐步地调整关联于所述输出电压的一电流，并比较所述输出电压与一参考电压以产生所述脉冲宽度调制信号。
2.根据权利要求1所述的光接收器装置，其特征在于，所述脉冲宽度调制控制器电路系统包括：
一反馈电路，用于根据所述输出电压产生一反馈电压；
一数字模拟转换器电路，用于根据所述控制码执行所述数字模拟转换以产生所述电流；
一误差放大器电路，用于根据所述反馈电压与一参考电压产生一误差信号；
一比较器电路，用于比较所述误差信号与一锯齿波信号，以产生一重置信号；以及
一锁存器电路，用于根据一设定信号与所述重置信号产生所述脉冲宽度调制信号。
3.根据权利要求2所述的光接收器装置，其特征在于，所述数字模拟转换器电路包括：
多个编码器电路，用于根据所述控制码产生多组数字码；以及
一电流源阵列电路，用于根据所述多组数字码选择性地导通，以产生所述电流。
4.根据权利要求3所述的光接收器装置，其特征在于，所述电流源阵列电路包括：
多组开关，分别由所述多组数字码控制；以及
多组电流源电路，分别耦合至所述多组开关，
其中当所述多组开关中的至少一开关根据所述多组数字码导通时，所述多组电流源电路中耦合至所述至少一开关的至少一电流源电路产生所述电流。
5.根据权利要求4所述的光接收器装置，其特征在于，所述多组电流源电路包括：
一第一组电流源电路，耦合至所述多组开关中的一第一组开关，其中所述第一组开关由所述多组数字码中的一第一组数字码控制；
一第二组电流源电路，耦合至所述多组开关中的一第二组开关，其中所述第二组开关由所述多组数字码中的一第二组数字码控制；以及
一第三组电流源电路，耦合至所述多组开关中的一第三组开关，其中所述第三组开关由所述多组数字码中的一第三组数字码控制，
其中所述第三组电流源电路中的一电流源电路的一电流高于所述第二组电流源电路的一总电流，且所述第二组电流源电路中的一电流源电路的一电流高于所述第一组电流源电路的一总电流。
6.根据权利要求3所述的光接收器装置，其特征在于，所述多个编码器电路包括：
一第一编码器电路，用于根据所述控制码产生多个比特，其中所述多个比特中的一第一部分为所述多组数字码中的一第一组数字码；
一第二编码器电路，用于根据所述多个比特中的一第二部分产生所述多组数字码中的一第二组数字码；以及
一第三编码器电路，用于根据所述多个比特中的一第三部分产生所述多组数字码中的一第三组数字码。
7.一种脉冲宽度调制控制器电路系统，包括：
一反馈电路，用于根据一输出电压产生一反馈电压，其中所述输出电压是经由一升压转换器电路根据一脉冲宽度调制信号产生；
一数字模拟转换器电路系统，用于根据一控制码执行一数字模拟转换以逐步地调整关联于所述输出电压的一电流；以及
一调制器电路系统，用于根据所述反馈电压产生所述脉冲宽度调制信号。
8.根据权利要求7所述的脉冲宽度调制控制器电路系统，其特征在于，所述数字模拟转换器电路系统包括：
多个编码器电路，用于根据所述控制码产生多组数字码；以及
一电流源阵列电路，用于根据所述多组数字码选择性地导通，以产生所述电流。
9.根据权利要求8所述的脉冲宽度调制控制器电路系统，其特征在于，所述电流源阵列电路包括：
多组开关，分别由所述多组数字码控制；以及
多组电流源电路，分别耦合至所述多组开关，其中当所述多组开关中的至少一开关根据所述多组数字码导通时，所述多组电流源电路中耦合至所述至少一开关的至少一电流源电路产生所述电流。
10.一种灵敏度控制方法，包括：
根据一脉冲宽度调制信号转换一电源电压，以产生一输出电压；
根据一控制码执行一数字模拟转换以逐步地调整关联于所述输出电压的一电流；
比较所述输出电压与一参考电压以产生所述脉冲宽度调制信号；以及
根据所述输出电压设定一光接收器电路的一增益，以控制所述光接收器电路的一灵敏度。
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