CN102957318A - 发光二极管发光模块及其电压转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有取样保持及积分电路的电压转换装置。该电压转换装置依据LED发光装置中的每一个发光通道的实际状态所产生的最小差值，并通过取样保持及积分电路产生一个重叠电压，并使得电压转换装置能够输出满足不同的PWM信号来驱动发光装置中的每一个发光通道；将该具有能处理交错信号的取样保持及积分电路的电压转换装置与调整脉冲宽度功能的控制装置一起提供给LED发光装置时，可以达到更节能的目的。

Description

发光二极管发光模块及其电压转换装置

技术领域

本发明是有关一种发光二极管发光模块以及发光二极管发光模块的电压转换装置；特别是有关于一种在驱动发光二极管发光模块的电压转换装置中，用于对发光二极管发光模块提供最适当的脉冲宽度调制(PWM)，并配置一个能处理交错信号的取样保持及积分电路，通过此取样保持及积分电路的电压调整转换装置所输出的电压来满足脉冲调制需求，使得发光二极管发光模块能以最适当的PWM信号来驱动发光二极管发光模块中的每一个发光通道，以达到节省能源的目的，同时也可达到发光二极管发光模块在发光照射的区域中维持亮度及彩色的一致。

背景技术

目前大尺寸液晶电视(LCD TV)所使用的发光模块(backlight module)大多采冷阴极荧光管(Cold Cathode Fluorescent Lamp；CCFL)或发光二极管(Light Emitting Diode；LED)为光源的直照方式。由于CCFL灯管是使用水银(Hg)作为发光材料，而水银无论在生产制造或是后续回收处理均有环保的问题，同时CCFL灯管必须与外界空气隔离，才能增加其使用寿命；以及，再加上发光二极管技术日臻完善，其发光效率已比CCFL灯管更具优势，且发光二极管技术对其色彩、亮度控制也极为弹性、容易，因此，由发光二极管所形成的直下式发光模块，已逐渐取代CCFL灯管成为发光模块主要的发光元件。

请参考图1A，是一种现有的发光二极管所形成的直下式发光模块的示意图。如图1A所示，直下式发光装置400是由多个发光通道(401-40n；n＝整数)所形成，而每一个发光通道401由多个发光二极管500所形成。然而，以发光二极管作为直下式发光模块的主要缺点之一是，个别发光二极管的亮度很难达到完全一致，尤其当以红光、绿光、蓝光发光二极管三者混合而产出白光时，其白光的色温(color temperature)难以控制。此外，不同色光的发光二极管其亮度对于温度变化的反应也不尽相同，当发光二极管使用一段时间后，发光二极管的温度会随着时间升高，且个别发光二极管的亮度差异会日渐扩大；例如，当温度由室温提升到温度80℃以上时，红光发光二极管的亮度衰减最多、其次是蓝光发光二极管，再其次是绿光发光二极管。因此，这种利用多个发光二极管组成的直下式发光模块，其容易受到个别发光二极管的变异而影响其色温与亮度的均匀。

此外，在先前技术中，用来驱动直下式发光模块中的发光二极管的模拟驱动电路，大都将三角波产生器及放大器所产生的控制信号输入至直流对直流转换器600(DC-DC Converter)中，以控制发光二极管的开启或关闭。特别是使用降压型(buck type)或升压型(boost type)的直流对直流转换器。然而，当上述的直流对直流转换器600被用来驱动具有多个被串联成一体的发光二极管所形成的阵列(Array)时，每一个发光二极管的光通量会因每一发光二极管的顺向电压的偏差而变化，因此，无法有效控制发光二极管阵列(LED Array)的色温与亮度的均匀。

此外，为解决每一个发光二极管的电压变化，有些技术使用查表方式(look-up table)来进行，然而这些方法都需要使用大量的存储器，使得这技术无法整合制造成一颗芯片中。

接着，请参考在图1B，是一种现有的驱动发光二极管发光模块的直流对直流转换器的功能方块示意图。如图1B所示，实际输入至输出电压发光装置400的电压信号，是将输入的脉冲宽度调制(PWMI)与输出电压经过电流控制电路53调制后，再将控制每一个发光通道的脉冲宽度调制(PWM)信号经过选择电路52后，选择一个最小导通时的脉冲高度信号，之后将此最小的脉冲高度信号输入至升压电路51中，最后将一个输出电压(V_out)送到发光装置400；因此，当PWM信号在其负载周期为导通(on)时，则每一个发光通道自输出电压(V_out)处吸取电流；而当PWM信号在其负载周期为关闭(off)时，则每一个发光通道都会关闭；在现有技术中，都会使用一个箝制电路(clamp circuit)(未显示于图中)来维持在负载周期为关闭(off)时能够提供一固定电压。上述，经由直流对直流转换器所产生的控制每一个发光通道的PWM信号，其均是使用相同的频率(frequency)、相同的相位(phrase)以及相同的负载周期(duty cycle)来驱动发光装置400，如图1C所示(是图1B的发光装置400的等效电路示意图)；很明显地，图1C的等效电路是无法达到改变PWM信号的宽度(duty cycle)及相位(phrase)。同时，使用相同的相位以及相同的负载周期(duty cycle)的PWM信号来驱动发光装置400是不必要的，其优选的方式应该是可以依据每一个发光通道中，其实际的变化来提供适当的PWM信号。

再接着，为了改善图1C无法处理不同相位(phase)的问题，另一种已知的技术是在图1C加上V_FB电阻及保持电路后，即可达到改变PWM信号的相位(phase)，使得发光装置400可以使用不同相位(phase)，的PWM信号来驱动发光装置400。然而，这样会增加电路的复杂度及在芯片上增加一个回馈的管脚，因此会增加制造的成本。

发明内容

为了解决上述的状态，本发明的一主要目的在于提供一种具有取样保持及积分电路的电压转换装置，依据LED发光装置中的每一个发光通道的实际状态所产生的最小差值，并通过取样保持及积分电路产生一重叠电压，并使得电压转换装置能够输出不同的PWM信号来驱动发光装置中的每一个发光通道；将该具有取样保持及积分电路的电压转换装置与调整脉冲宽度功能的控制装置一起提供给LED发光装置时，可以进一步达到更节能的目的。

本发明的另一主要目的在于提供一种具有调整脉冲宽度功能的控制装置，通过多条校正回路的信息及取样保持及积分电路的设计，使得本发明的控制装置能依据LED发光装置中的每一个发光通道的实际状态进行PWM信号的调整，使得本发明可以在相同频率下、用不同相位以及不同负载周期的PWM信号来驱动发光装置中的每一发光通道，使得本发明的控制装置除了可以提供适当的电流至每一个发光装置，以避免LED发光装置驱动不良而造成亮度或彩色不一致情形之外，还可以同时依据取样保持及积分电路所产生的PWM信号来驱动发光装置，以达到更节能的目的。

本发明的还有一主要目的在于提供一种具有调整脉冲宽度功能的调制单元，用于将一模拟的PWM信号转换为数字PWM控制信号，并经过校正单元处理后，再将校正处理后的数字PWM控制信号输入至恒定电流装置，使得控制LED发光装置的电流大小一致。

本发明的再一主要目的在于提供一种具有调整脉冲宽度功能的控制装置，通过多条校正回路的信息，使得控制装置能依据LED发光装置中的每一个发光通道的实际状态进行PWM信号的调整，以适当的电流提供至每一个发光通道，因此本发明可以在相同频率下、用不同相位以及不同负载周期的PWM信号来驱动发光装置中的每一发光通道，因此可以避免LED发光装置驱动不足而造成亮度或彩色不一致情形。

依据上述目的，本发明首先提供一种电压转换装置，其输出端与一恒定电流产生器所输出的多个发光通道的脉冲宽度调制信号(VLED)连接，其中电压转换装置的特征包括：一最小电压选择电路，其输入端分别与多个发光通道的脉冲宽度调制信号(VLED)及多个相应每一个发光通道的第一参考电压(VLED_ref)连接，其输出端则输出发光通道的脉冲宽度调制信号(VLED)减去参考电压(VLED_ref)的最小导通时的脉冲高度信号(dVLED_min)；一取样保持及积分电路，具有一第一输入端与一第二输入端，第一输入端与最小电压选择电路所输出的最小导通时的脉冲高度信号(dVLED_min)连接，并输出一个重叠电压(Vsum)；及一升压电路，其第一输入端与取样保持及积分电路所输出的重叠电压(Vsum)连接，其第二输入端与一个第二参考电压(Vref)连接，其输出端与第二分压电路连接，并输出一输出电压(Vout)，而输出电压(Vout)与LED发光装置中的每一该发光通道连接；其中第二分压电路提供一节点电压(Vovp)，且节点电压(Vovp)与取样保持及积分器电路的第二输入端以及升压电路连接，而节点电压(Vovp)是由输出电压(Vout)以及第二分压电路以分压原理获得；而重叠电压(Vsum)是由取样保持及积分电路中的第一分压电与最小导通时的脉冲高度信号(dVLED_min)及节点电压(Vovp)以重叠原理获得。

本发明接着提供一种发光模块，其与一输入脉冲宽度调制信号(PWM_in)连接，而发光模块包括：一个LED发光装置，是由多个发光通道所组成；一个恒定电流产生器，其第一输入端与LED发光装置中的每一发光通道连接，其第二输入端与输入脉冲宽度调制信号(PWM_in)连接，并由一输出端输出每一发光通道的脉冲宽度调制信号(VLED)；一个电压转换装置，其包括：一个最小电压选择电路，其输入端分别与恒定电流产生器所输出的每一发光通道的脉冲宽度调制信号(VLED)及多个相应每一发光通道的第一参考电压(VLED_ref)连接，其输出端则输出一最小导通时的脉冲高度信号(dVLED_min)；一个取样保持及积分电路，具有一第一输入端与一第二输入端，第一输入端与该最小电压选择电路所输出的最小导通时的脉冲高度信号(dVLED_min)连接，并输出一个重叠电压(Vsum)；及一个升压电路，其第一输入端与取样保持及积分电路所输出的重叠电压(Vsum)连接，其第二输入端与一第二参考电压(Vref)连接，其一输出端与一第二分压电路连接，并输出一输出电压(Vout)，而，且输出电压(Vout)与LED发光装置中的每一发光通道连接；其中第二分压电路提供一节点电压(Vovp)，且节点电压(Vovp)与取样保持及积分电路的第二输入端以及升压电路连接，而节点电压(Vovp)是由输出电压(Vout)以及第二分压电路以分压原理获得；而重叠电压(Vsum)是由取样保持及积分电路中的第一分压电路与最小导通时的脉冲高度信号(dVLED_min)及节点电压(Vovp)以重叠原理获得；一个控制装置，与输入脉冲宽度调制信号及由恒定电流产生器所输出的多条校正回路连接，并输出多个数字信号至恒定电流产生器的输入端。

本发明再提供一种取样保持及积分电路包括：第一差动放大器，其第一输入端与一个积分器连接，其第二输入端与第一差动放大器的输出端形成回馈连接；第二差动放大器，其第一输入端与第二分压电路所提供的节点电压连接，其第二输入端与第二差动放大器的输出端连接；第一分压电路，是由多个电阻所形成，其一端与第一差动放大器的输出端连接，其第二端与第二差动放大器的输出端连接；其中积分器与最小电压选择电路输出端所输出的最小的脉冲高度信号连接。

经由本发明所提供的具有调整脉冲宽度调制功能的控制装置以及使用本发明具有调整脉冲宽度调制功能的控制装置所形成的发光模块，可以避免驱动不良而造成亮度或彩色不一致情形。

附图说明

图1是一种现有的发光二极管所形成的直下式发光模块的示意图；

图2为本发明的LED发光模块的系统方块示意图；

图3为本发明的DPWM调制单元的系统方块示意图；

图4为本发明的DPWM FSM进行数字编码的示意图；

图5为本发明的多任务单元的实际电路示意图；

图6为本发明的电压转换装置的系统方块示意图；

图7为本发明的最小电压选择电路的示意图；

图8为本发明的取样保持及积分电路的示意图；

图9为本发明的PWM控制LED发光模块的信号示意图。

【主要元件符号说明】

10LED发光模块；

100电压转换装置；

110升压电路；

120最小电压选择电路；

1220比较器；

140取样保持及积分电路；

141第一差动放大器；

142第一分压电路；

143第二差动放大器；

144第二分压电路(过电压保护电路)；

147电容；

145积分器；

200PWM控制装置；

210PWM测量单元；

230校正单元；

250DPWM调制单元；

2510DPWM的有限状态机；

2530多任务单元；

2550波形产生单元；

300恒定电流产生器；

310校正回路；

400LED发光装置；

401～40n发光通道；

500LED元件；

600直流对直流转换器。

具体实施方式

由于本发明仅公开了一种发光二极管(LED)发光模块调整装置，特别是有关于一种在驱动LED发光模块前，对LED发光模块的每一通道进行调整以提供最适当的脉冲宽度调制的装置；其中所利用到的一些关于LED、LED所形成的发光模块是利用现有技术来达成，因此在下述说明中，并不作完整描述。此外，在下文中的附图，也并未依据实际的相关尺寸完整绘制，其作用仅在表达与本发明特征有关的示意图。

此外，在后续说明中，会将如下的名词以英文字母来取代，例如：发光二极管以LED来取代、脉冲宽度调制以PWM来取代、输入的脉冲宽度调制信号以PWM_in来取代及具有调整功能的脉冲宽度调制以DPWM来取代。

首先，请参阅图2，是本发明的LED发光模块的系统方块示意图。如图2所示，LED发光模块10包括一个电压转换装置100、一个PWM控制装置200、一个与PWM控制装置200连接的恒定电流产生器300以及一个与电压转换装置100及恒定电流产生器300连接的LED发光装置400所组成。很明显地，本发明的LED发光装置400分别与电压转换装置100的输出端及恒定电流产生器300的输入端连接，使得电压转换装置100的输出端可经由LED发光装置400与恒定电流产生器300产生一回路；其中电压转换装置100的输出端提供一个电压控制信号并与LED发光装置400上的多个发光通道并联连接，而恒定电流产生器300的每一个第一输入端与PWM控制装置200所提供的多个PWM控制信号连接；同时，恒定电流产生器300的每一个第二输入端则分别与LED发光装置400上的多个发光通道连接；通过本发明所公开的控制方式，使得本发明的LED发光装置400中的每一个发光通道之间可以由不同相位以及不同负载周期的PWM信号来驱动发光装置。

接着，如图2所示，电压转换装置100用于将一个输入电压(Vin)转换成一个较高的输出电压(V_out)；其中此电压转换装置100可以是直流对直流转换器；接着，将转换后的输出电压输入至一个LED所形成的发光装置400，例如一种使用在液晶电视中的LED背光模块；LED发光装置400可以是由多个LED元件500所形成，或是由多个LED发光通道401所形成，其中每一个LED发光通道由多个LED元件500所形成，如图1A所示。接着，本发明的LED发光模块还包括一个具有调整功能的脉冲宽度调制控制装置200(Dimming PWM Controller；DPWM Controller)，是将一个PWM_in转换为多个DPWM控制信号(DPWM Channel；DPWM_ch)，其中，PWM_in是由配置有LED发光装置400的显示系统所提供；例如：由液晶电视的控制器提供；其中，PWM控制装置200由PWM测量单元210、校正单元230及DPWM调制单元250所组成。之后，DPWM控制装置200将转换后的每一个数字的DPWM控制信号输出至恒定电流产生器300(CurrentRegulator)的第一输入端中，再由恒定电流产生器300的另一输入端与LED发光装置400的一端连接；同时，电压转换装置100的输出端可将每一个通道的电流输入至一个LED发光装置400中。因外，本发明的具有调整功能的脉冲宽度调制控制装置，用于将PWM信号转换为数字信号，并经过校正单元处理后，再将校正处理后的数字控制信号转换成相应的数字信号，使得本发明的具有调整功能的脉冲宽度调制控制装置，能够以半导体工艺形成芯片来控制PWM模拟信号。

再请参考图2，恒定电流产生器300会将多个预设数量的反馈信号与DPWM控制装置200中的校正单元230连接，以形成一个电流互动校正回路310(current calibration handshake loop)；在本发明中，为了避免过于复杂的说明，本实施例的恒定电流产生器300的预设反馈信号为3个；即本发明的电流互动校正回路310是以每通道有3条反馈信号将恒定电流产生器300与校正单元230连接，因此可以使校正单元230产生N个通道校正的信号Ch0_cal[2:0]～ChN_cal[2:0]，其中[2:0]即代表每个通道有三条反馈信号(即3bits)。在此要强调，本发明中的电流互动校正回路310其可以是2条反馈信号(使校正单元230产生N通道校正的信号Ch0_cal[1:0]～ChN_cal[1:0])、4条反馈信号(使校正单元230产生N通道校正的信号Ch0_cal[3:0]～ChN_cal[3:0])或是其它大于四条反馈信号者，对此本发明并不加以限制；而在本实施例则是以预设为3条反馈信号。很明显地，这些多条的校正的信号都是以数字信号方式传递。

当本发明的LED发光装置400开机后，电流互动校正回路310即经由3条反馈信号送至校正单元230，并使校正单元230产生N条校正的信号(即Ch0_cal[2:0]～ChN_cal[2:0])，其主要目的是经由恒定电流产生器300将LED发光装置400中的每一个通道的LED元件500或是多个LED String 401的目前状态送至PWM控制装置200中的校正单元230，并使校正单元230产出生N条校正的数字信号(Ch0_cal[2:0]～ChN_cal[2:0])，并将此N条校正的数字信号送至DPWM调制单元250中；其中，所述的目前状态是指每一个发光通道(例如：每一通道的LED元件500或是每一个LED String 401)的偏压状态不相同，因此，需要以不同的电流去驱动；特别是要以PWM来达到节省能源的目的时，更是需要视每一个发光通道的状态而给予适当的驱动电流，以避免驱动不良而造成亮度或彩色不一致情形。

在前述的电流互动校正回路310操作的过程中，DPWM控制装置200中的PWM测量单元210会对PWM_in的信号进行计数(counting)，以测量出DPWM控制装置200是要以多少位来传递数字信号，并将这些位的数字信号传递至DPWM调制单元250中，以产生多个DPWM控制信号(即DPWM_ch0～DPWM_chN)，并将这些DPWM控制信号传送至恒定电流产生器300。例如：当LED发光模块10的频率信号(time clock)为20MHz，而PWM_in的信号有效周期(duty cycle)为1KHz时，则由当PWM测量单元210以LED发光模块10的频率信号对PWM_in的信号进行计数后，可以数20,000次，而将20,000转换成二进码时，即可使用15位来表示20,000这个数字并以PWM_pulse[14:0]表示。

接着，请参考图3，是本发明的DPWM调制单元的系统方块示意图。如图3所示，DPWM调制单元包括一个DPWM的有限状态机(DPWM Finite State Machine；DPWM FSM)2510；一个多任务单元(Multiplexer)2530以及一个波形产生单元(WaveformGenerator)2550；其中，DPWM FSM 2510会将由PWM测量单元210输入的15位的数字信号(即PWM_pulse[14:0])并依据预设的PWM信号控制要求将进行数字编码，此一控制要求为一等比例降低PWM_in的有效周期；例如：如果预设的控制要求是以将PWM_in依序降低0.4％的有效周期来提供发光通道时，则DPWM FSM 2510会依序送出8个经校正之后的DPWM数字信号(Cal0_DPWM_pulse[14:0]～Cal7_DPWM_pulse[14:0])，其中每一校正的DPWM控制是将PWM_in依序降低4％；则DPWM FSM2510会依序送出8个校正后的DPWM数字信号如下：

3bits反馈信号	校正的数字信号	PWM降调整比例
			000	Cal0_DPWM_pulse[14:0]	不调整
001	Cal1_DPWM_pulse[14:0]	降低4％
			010	Cal2_DPWM_pulse[14:0]	降低8％
011	Cal3_DPWM_pulse[14:0]	降低12％
			100	Cal4_DPWM_pulse[14:0]	降低16％
101	Cal5_DPWM_pulse[14:0]	降低20％
			110	Cal6_DPWM_pulse[14:0]	降低24％
111	Cal7_DPWM_pulse[14:0]	降低28％

此时，每一个DPWM FSM 2510的通道所对应的数字信号计算如下：

首先，若由PWM测量单元210输入的15位信号PWM_pulse[14:0]＝101_1011_0111_0100时，15位信号换算后的十进制(decimal)的数值为23412。

接着，由于DPWM FSM 2510第1校正的数字Cal0_DPWM_pulse[14:0]因为不调整，因此经由DPWM FSM 2510所输出的Ca10_DPWM_pulse[14:0]的15位数字信号为101_1011_0111_0100；之后将此15位数字信号送到多任务单元2530中。

再接着，由于DPWM FSM 2510第2通道的数字Cal1_DPWM_pulse[14:0]设定为将PWM_in降低4％，因此其十进制的计算方式为23412/1.04＝22512(尾数四舍五入)。但因在数字电路中，无法直接用除法来得到降低4％后的数值，因而，必须使用DPWM FSM 2510来计算第2通道数值。其计算方式说明如下：

将15位数字信号101_1011_0111_0100有1的相对十进制的数值计算出来并且将每一十进制数值都除以1.04；这是因为在二进制中，具有实际数值的位置为有1者，因此可得到

01_1011_0111_0100＝23412(十进制)

＝16384+4096+2048+512+256+64+32+16+4(十进制)

则

23412/1.04＝(16384+4096+2048+512+256+64+32+16+4)/1.04

＝(16384/1.04)+(4096/1.04)+(2048/1.04)+(512/1.04)+

(256/1.04)+(64/1.04)+(32/1.04)+(16/1.04)+(4/1.04)

再接着，将每一项进行如下的换算

16384/1.04＝6384-(16384*(1-(1/1.04)))＝16384-630  (1)

4096/1.04＝4096-(4096*(1-(1/1.04)))＝4096-158     (2)

2048/1.04＝2048-(2048*(1-(1/1.04)))＝2048-79      (3)

512/1.04＝512-(512*(1-(1/1.04)))＝512-20    (4)

256/1.04＝256-(256*(1-(1/1.04)))＝256-10    (5)

64/1.04＝64-(64*(1-(1/1.04)))＝64-2         (6)

32/1.04＝32-(32*(1-(1/1.04)))＝32-1         (7)

16/1.04＝16-(16*(1-(1/1.04)))＝16-1         (8)

4/1.04＝4-(4*(1-(1/1.04)))＝4-0             (9)

接着，将(1)+(2)+(3)+...(9)＝＞

23412/1.04＝23412-(630+158+79+20+10+1+1)

＝22782-(158+79+20+10+1+1)

＝22624-(79+20+10+1+1)

＝22545-(20+10+1+1)

＝22525-(10+1+1)

＝22515-(1+1)

＝22514-1

＝22513

此时，将22513转换为二进制的101_0111_1111_0001后，则由DPWM FSM 2510所输出的Call_DPWM_pulse[14:0]的15位数字信号为101_0111_1111_0001；之后将此15位数字信号送到多任务单元2530中。

其它通道的依前述方式计算并换算成15位数字信号，可得到

Cal2_DPWM_pulse[14:0]＝23412/1.08＝21678(十进制)

＝101_0100_1010_1110

Cal3_DPWM_pulse[14:0]＝23412/1.12＝20904(十进制)

＝101_0001_1010_1000

Cal4_DPWM_pulse[14:0]＝23412/1.16＝20183(十进制)

＝100_1110_1101_0111

Cal5_DPWM_pulse[14:0]＝23412/1.2＝19510(十进制)

＝100_1100_0011_0110

Cal6_DPWM_pulse[14:0]＝23412/1.24＝18881(十进制)

＝100_1001_1100_0001

Cal7_DPWM_pulse[14:0]＝23412/1.28＝18291(十进制)

＝100_0111_0111_0011

之后将上述计算出的第2至第8校正的15位数字信号分别送到多任务单元2530中。此外，要强调的是，本发明的DPWMFSM 2510依据预设的PWM信号控制方式进行数字编码时，其可以将8个校正值同时进行数字编码，如图4所示；当然，也可以是将8个校正值依序进行数字编码，对此本发明并不加以限制。再者，如前所述，本发明的DPWM FSM 2510的通道数N可以设定成8个通道、16个通道或是32个通道或是更高的通道数量，对此本发明并不加以限制，而在说明书中只是以N个通道来做实施例的说明。

请再参考图3，当DPWM FSM 2510已经产生出8个校正后的DPWM 15位数字编码信号后，会将此8个校正的DPWM数字编码信号送至多任务单元2530的第一输入端，而多任务单元2530的第二输入端则是与校正单元230所产生多条校正信号(即Ch0_cal[2:0]～ChN_cal[2:0])连接。

多任务单元2530的操作方式，请参考图5，是本发明的多任务单元的实际电路示意图。如图5所示，多任务单元2530是由多个电路元件所形成，在本实施例中，此电路元件可以是一种多任务选择器。此外，本发明的多任务单元2530也可以设定成16个通道或是32个通道或是更高的通道数量，对此本发明并不加以限制。多任务单元2530中的每一个多任务选择器的第一输入端与DPWM FSM 2510所送出的8个DPWM信号连接，而每个DPWM信号中包含15位数字编码信号，同时，多任务选择器的第二输入端则是与一个由校正单元230所产生校正信号(Ch0_cal[2:0]～ChN_cal[2:0])连接；因此，当本实施例的电流互动校正回路310是以3条回路与校正单元230连接而使校正单元230产生8条校正信号后，每一个多任务选择器的第二输入端是与一个校正信号(Ch_cal[2:0])连接；接着，每一个多任务选择器以校正信号对由第一输入端的8个的15位数字编码信号进行选择，选出针对该通道最佳的数字编码信号(Ch_PWM_pulse[14:0])并将其输出至波形产生单元2550的第一输入端。

依据上述，很明显地，多任务单元2530可以是由多个多任务选择器来形成多个通道，而此多任务单元2530的通道数量可以依据波形产生单元2550所要控制的LED的数量而定。例如：在图5的实施例中，当多任务单元2530是用来控制N个LED时，此多任务单元2530是由N个多任务选择器来形成N个输出通道，且每一个多任务选择器都会依据第二端所输入的一条校正信号(Ch_cal[2:0])来选择由第一输入端所输入的8个校正后的DPWM 15位数字编码信号，以得到一组最佳的数字编码信号(Ch_PWM_pulse[14:0])，之后，将得到的N个通道的最佳15位数字编码信号(Ch_PWM_pulse[14:0])输入至波形产生单元2550中。

再次要强调，在本实施例中，多单元2530是由N个多任务选择器来形成N个输出通道，而每一个多任务选择器的第一输入端与DPWM FSM 2510所送出的8个DPWM连接，而多任务单元2530的第二输入端则是与校正单元230所产生N条校正信号中的一条连接；因此，当多任务单元2530是个输出通道时，则其连接方式之一可以选择将多任务单元2530的第1至第N个多任务选择器依序与一条校正信号连接；当多任务单元2530操作时，每一个多任务选择器会从第一输入端的8个15位数字编码信号中，由一条校正信号选择出一组最佳的数字编码信号并输出；因此，当多任务单元2530具有N个输出通道时，其每一个通道所输出的15位数字编码信号可以是相同或是不相同，但其一定是从第一输入端的8个15位数字编码信号中选出。

再请参考图3，当多任务单元2530已经选出N个通道的15位数字编码信号后，会将此N个通道的数字编码信号送至波形产生单元2550中的第一输入端，而波形产生单元2550中的第二输入端则是与测量单元210所提供的15位的数字信号(即PWM_pulse[14:0])连接。最后，由波形产生单元2550依据第一输入端的N个通道的数字编码信号(Ch0_DPWM_pulse[14:0]～ChN_DPWM_pulse[14:0])与由第二输入端提供的一个15位的数字信号(即PWM_pulse[14:0])，经过处理后输出N个模拟的DPWM控制信号(即模拟的PWM信号DPWM_ch0～DPWM_chN)，并将这些模拟的DPWM控制信号传送至恒定电流产生器300。当每一个模拟的DPWM控制信号输入至恒定电流产生器300(Current Regulator)中，再由恒定电流产生器300将每一个模拟的DPWM控制信号经过适当的处理后，将每一个通道的电流输入至一个LED发光装置400中。

当本发明的LED发光装置400经过前述的开机过程后，通过电流互动校正回路310与校正单元230间的回路所产生N条校正的信号，将此N条校正的信号与经过DPWM FSM 2510所输出的8个15位数字信号在多任务单元2530中选出一个数字编码信号(Ch_PWM_pulse[14:0])后，将选择后的最佳15位数字编码信号输入至波形产生单元2550中，以转换成模拟的DPWM控制信号。再经由DPWM控制装置200所输出的DPWM控制信号至恒定电流产生器300。其主要目的是经由恒定电流产生器300将LED发光装置400中的每一个通道的LED元件500或是多个LEDString 401的目前状态送至PWM控制装置200中的校正单元230，并使校正单元230产出生N条校正的数字信号，并将此N条校正的数字信号送至DPWM调制单元250中；其中，所述的目前状态是指每一个发光通道(例如：每一通道的LED元件500或是每一个LED String 401)的偏压状态不相同，因此，需要以不同的电流去驱动；特别是要以PWM来达到节省能源的目的时，更是需要视每一个发光通道的状态而给予适当的驱动电流，以避免驱动不良而造成亮度或彩色不一致情形。

接着，请参阅图6，是本发明的电压转换装置的系统方块示意图。如图6所示，电压转换装置100的一端与恒定电流产生器300所输出的每一个发光通道的脉冲宽度调制信号(VLED)连接；其中，每一个发光通道的脉冲宽度调制信号(VLED)是将LED发光装置400中的每一个发光通道(例如：LED1-LED8)经过恒定电流产生器300及输入脉冲宽度调制信号(PWM_in)调制后，输出每一个发光通道的脉冲宽度调制信号(例如：VLED1-8)。

电压转换装置100包括一个升压电路110、一个最小电压选择电路120、一个取样保持及积分电路(a sampling-hold andintegrating circuit)140及一过电压保护电路144所组成。最小电压选择电路120，其输入端分别与每一个的脉冲宽度调制信号(VLED1-8)及多个相应每一个发光通道的参考电压(VLED_ref1-8)连接，其输出端则输出一个经过比较后的最小导通时的脉冲高度信号(dVLED_min)，再将此最小导通时的脉冲高度信号输入至一个取样保持及积分电路140中，通过此取样保持及积分电路140的电路设计，并以电路的重叠原理(SUPERPOSITION THEORY)得到一个重叠电压(V_sum)；之后，再将此重叠电压输出至升压电路110并与一参考电压(V_ref)比较后，将一个输出电压(V_out)送到LED发光装置400以形成一个回路。此外，输出电压(V_out)会与一过电压保护电路144(OverVoltage Protect circuit；OVP)连接，其中，过电压保护电路144是由R_O1及R_O2电阻串联所形成，因此串联电阻R_O1及R_O2的一端与升压电路110的输出电压(V_out)连接，另一端则接地，而串联电阻R_O1及R_O2之间所形成的节点电压(V_OVP)可由分压方式得到；同时，此节点电压(V_OVP)会回馈至升压电路110及取样保持及积分电路140。再者，输出电压(V_out)会与一个电容器147连接，当PWM控制信号为导通时，输出电压(V_out)即可提供LED发光装置400所需电流并同时对电容器147进行充电；而当PWM控制信号为关闭时，输出电压(V_out)通过电容器147保持住电压。

再接着，请参考图7，为本发明的最小电压选择电路的示意图。如图7所示，最小电压选择电路120是由多个第一比较器1210及一个第二比较器1220所组成；其中，每一个第一比较器1210的第一输入端与经过恒定电流产生器300调制后的每一个发光通道的脉冲宽度调制信号(VLED1-8)连接，而第二输入端则分别与一个参考电压(VLED_ref1-8)连接；之后，每一比较器1210的输出端均会输出一电压差值(dVLED)至第二比较器1220的输入端，而第二比较器1220再将多个输入电压中的最小导通时的脉冲高度电压(dVLED_min)输出。在本发明的实施例中，参考电压(VLED_ref)可以分别提供(例如：提供VLED_ref__1；VLED_ref_2....等)并与相应的每一个发光通道的脉冲宽度调制信号(例如：VLED_1；VLED_2....等)进行比较，并将比较结果输出至第二比较器1220；此外，参考电压也可以是提供一个的参考电压值(VLED_ref)，分别与相应的每一个发光通道的脉冲宽度调制信号(例如：VLED_1；VLED_2....等)进行比较，并将比较结果输出至第二比较器1220；对此参考电压(VLED_ref)的提供方式，并不加以限制，可依设计者选择。

请接着参考图8，为本发明的取样保持及积分电路的示意图。如图8所示，取样保持及积分电路140包括一个第一差动放大器141，其第一输入端与一个积分器145连接，用于将输入至第一差动放大器141第一输入端的电压保持大于0V；其第二输入端与第一差动放大器141的输出端V1形成回馈连接；同时，第一差动放大器141的输出端V1与一个由多个电阻所形成的第一分压电路142连接；例如：在本实施例中，是以R1、R2及R3形成第一分压电路142，其中R3与R1、R2并联；一第二差动放大器143，其第一输入端与过电压保护电路144所形成的节点电压(V_OVP)连接；由于，节点电压(V_OVP)是由电压保护电路144回馈至第二差动放大器143的第一输入端；而其第二输入端与第二差动放大器143的输出端V2连接，同时，第二差动放大器141的输出端V2也与第一分压电路142连接。

在本发明的取样保持及积分电路140的实施例中，最小电压选择电路120所输出的最小导通时的脉冲高度电压(dVLED_min)会输入至取样保持及积分电路140中的积分器145，因此，积分器145会将最小电压提高至一个保持电压(V_hold)；而在一优选实施例中，取样保持及积分电路140的第一差动放大器141的增益值(gain)可以设计为1，因此，在第一差动放大器141中，其V_hold＝V1；同时，取样保持及积分电路140的第二差动放大器143的增益值(gain)也可以设计为1，因此，在第二差动放大器143中，其V_OVP＝V2。很明显地，由取样保持及积分电路140的第一分压电路142可以依据保持电压(V_hold)及节点电压(V_OVP)以重叠原理可以得到重叠电压(V_sum)，其中

$V_{\mathrm{sum}}=\frac{[(R1\×R3\×V2)+(R2\×R3\×V1)]}{(R1\×R2)+(R2\×R3)+(R3\×R1)}$

而当重叠电压(V_sum)确定后，即可输出至图6的升压电路110中，并与一个参考电压(V_ref)比较后，由升压电路110送出一个输出电压(V_out)；而此输出电压(V_out)与过电压保护电路144连接，并由分压原理得到节点电压(V_OVP)，而此节点电压(V_OVP)即被回馈至第二差动放大器143的第一输入端；据此，重叠电压(V_sum)也可视为升压电路110的放大误差回馈电压。同时，而当重叠电压(V_sum)确定后，即可得知第二差动放大器143的输出端V2的电压值，进而决定过电压保护电路144(也可称为第二分压电路)所形成的节点电压(V_OVP)，其中

$V_{\mathrm{OVP}}=V2=\frac{[V_{\mathrm{sum}}\×((R1\×R2)+(R2\×R3)+(R1\×R3))-(R2\×R3\×V1)]}{R1\×R3}$

由图6所示，升压电路110中的参考电压(V_ref)是可以依据使用者的需求来设计；而在一稳态状况(steady state)下，参考电压(V_ref)会被设计成与重叠电压(V_sum)相等，此时，第二分压电路所形成的节点电压(V_OVP)可以表示为

$V_{\mathrm{OVP}}=V2=\frac{[V_{\mathrm{ref}}\×((R1\×R2)+(R2\×R3)+(R1\×R3))-(R2\×R3\×V_{\mathrm{hold}})]}{R1\×R3}$

如上式所示，当参考电压(V_ref)确定后，节点电压(V_OVP)会随着保持电压(V_hold)的状态而改变；例如，当保持电压(V_hold)在上升阶段时，节点电压(V_OVP)会下降，同时，也使得输出电压(V_out)下降；而当保持电压(V_hold)在下降阶段时，节点电压(V_OVP)会上升，同时，也使得输出电压(V_out)上升。因此，当参考电压(V_ref)经由设计确定后，输出电压(V_out)能够被调整到优选的设计规格；例如：将输出电压(V_out)设计至吻合最小电压为0的规格(即dVLED_min＝0)；同时，在本实施例的过电压保护电路144的启动不会受到整个系统的控制方法的影响。

因此，当PWM信号在其负载周期为导通(on)时，则LED发光装置400中的每一个发光通道(401-408)从输出电压(V_out)处吸取电流；而当PWM信号在其负载周期为关闭(off)时，升压电路110会被关闭，此时，可由与节点电压(V_out)连接的电容147来提供每一个发光通道(401-408)所需的电压，而不会造成在PWM信号在其负载周期为关闭(off)时，使得输出电压产生变化。此外，本发明的电压转换装置100可以依据LED发光装置400上的多个发光通道(401-408)的PWM信号状态，并从多个发光通道(401-408)的PWM信号状态中选择一个与参考电压差值最小的PWM信号，经过取样保持及积分电路140及升压电路110的运算后，输出一输出电压(Vout)；很明显地，本发明的电压转换装置100可以依据LED发光装置400上的多个发光通道(401-408)的PWM信号状态产生一个适当的输出电压(V_out)来驱动LED发光装置400。

请再参考图2及图9，其中，图9为本发明的PWM控制LED发光模块的信号示意图。如图2所示，当恒定电流产生器300将多个控制信号经过适当的处理后，输出多个电流大小接近的电流至LED发光装置400中的每一个发光通道(401-408)；而LED发光装置400中的每一个发光通道(401-408)会输出多个调制后的脉冲宽度调制信号(VLED1-8)；很明显地，当PWM信号在其负载周期为导通(on)时，则每一个发光通道(401-408)自输出电压(V_out)处吸取电流，而其实际吸取的电压为输出电压(V_out)与每一个发光通道(401-408)的脉冲宽度调制信号(VLED)的组合，如图9所示。由于本发明的提供给LED发光装置400中的每一个发光通道(401-408)的偏压是经由DPWM控制装置200所输出的DPWM控制信号再至恒定电流产生器300；而如前所述，其每一个发光通道(401-408)的偏压状态可以不相同。因此，当要以PWM信号来达到节省能源的目的时，本发明即可由DPWM控制装置200来依据每一个发光通道的状态而给予适当的驱动电流，以避免驱动不良而造成亮度或彩色不一致情形；同时，再经过本发明的具有取样保持及积分电路140的电压转换装置100来提供一个依据最小的电压差值所产生输出电压(V_out)至LED发光装置400中的每一个发光通道(401-408)。因此本发明使用PWM控制装置及具有取样保持及积分电路140的电压转换装置100来提供每一个发光通道的偏压状态的控制回路，其可以提供不同相位、及不同周期(DUTY CYCLE)的PWM信号至LED发光装置400中；以进一步达到节省能源的目的。很明显地，当本发明的控制回路经过适当的设计后，以相同相位、相同频率及相同周期的PWM信号至LED发光装置400即为本发明的一特定实施例。

虽然本发明以前述的优选实施例公开如上，然其并非用于限定本发明，本领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作细微的更改与修饰，因此本发明的专利保护范围须视本说明书所附的权利要求所界定者为准。

Claims (10)

1.一种电压转换装置，其特征在于，其一端与一恒定电流产生器连接，且该恒定电流产生器接收多个可调整脉冲宽度调制信号的控制装置所输出的多个发光通道的脉冲宽度调制信号，该电压转换装置包括：

一最小电压选择电路，其输入端分别与该多个发光通道的脉冲宽度调制信号及多个相应每一该发光通道的多个第一参考电压连接，其输出端则输出一最小导通时的脉冲高度信号；

一取样保持及积分电路，具有一第一输入端与一第二输入端，该第一输入端与该最小电压选择电路所输出的该最小导通时的脉冲高度信号连接，并输出一个重叠电压；及

一升压电路，其第一输入端与取样保持及积分电路所输出的该重叠电压连接，其第二输入端与一第二参考电压连接，其一输出端与一第二分压电路连接，并输出一输出电压，且该输出电压与该LED发光装置中的每一该发光通道连接；其中

该第二分压电路提供一节点电压，且该节点电压与该取样保持及积分电路的该第二输入端以及升压电路连接，而该节点电压是由该输出电压以及该第二分压电路以分压原理获得；

而该重叠电压是由该取样保持及积分电路中的第一分压电路与该最小导通时的脉冲高度信号及该节点电压以重叠原理获得。

2.根据权利要求1所述的电压转换装置，其特征在于，该取样保持及积分电路包括：

一第一差动放大器，其第一输入端与一个积分器连接，其第二输入端与第一差动放大器的输出端形成回馈连接；

一第二差动放大器，其第一输入端与该第二分压电路所提供的节点电压连接，其第二输入端与第二差动放大器的输出端连接；

一第一分压电路，是由多个电阻所形成，其一端与该第一差动放大器的输出端连接，其第二端与该第二差动放大器的输出端连接；其中

该积分器与该最小电压选择电路输出端所输出的该最小导通时的脉冲高度信号连接。

3.根据权利要求2所述的电压转换装置，其特征在于，该第一差动放大器及该第二差动放大器的增益值为1。

4.根据权利要求2所述的电压转换装置，其特征在于，该第一差动放大器的输出电压始终大于0V。

5.一种发光模块，其特征在于，其与一输入脉冲宽度调制信号连接，该发光模块包括：

一LED发光装置，是由多个发光通道所组成；

一恒定电流产生器，其第一输入端与该LED发光装置中的每一该发光通道连接，其第二输入端与该输入脉冲宽度调制信号连接，并由一输出端输出每一该发光通道的脉冲宽度调制信号；

一电压转换装置，包括：

一最小电压选择电路，其输入端分别与该恒定电流产生器所输出的每一发光通道的脉冲宽度调制信号及多个相应每一该发光通道的第一参考电压连接，其输出端则输出一最小导通时的脉冲高度信号；

一取样保持及积分电路，具有一第一输入端与一第二输入端，该第一输入端与该最小电压选择电路所输出的该最小导通时的脉冲高度信号连接，并输出一个重叠电压；及

一升压电路，其第一输入端与取样保持及积分电路所输出的该重叠电压连接，其第二输入端与一第二参考电压连接，其一输出端与一第二分压电路连接，并输出一输出电压，且该输出电压与该LED发光装置中的每一该发光通道连接；其中

该第二分压电路提供一节点电压，且该节点电压与该取样保持及积分电路的该第二输入端以及升压电路连接，而该节点电压是由该输出电压以及该第二分压电路以分压原理获得；

而该重叠电压是由该取样保持及积分电路中的第一分压电路与该最小导通时的脉冲高度信号及节点电压以重叠原理获得；

一控制装置，与该输入脉冲宽度调制信号及由该恒定电流产生器所输出的多条校正回路连接，并输出多个数字信号至恒定电流产生器的输入端。

6.根据权利要求5所述的发光模块，其特征在于，该取样保持及积分电路包括：

一第一差动放大器，其第一输入端与一个积分器连接，其第二输入端与第一差动放大器的输出端形成回馈连接；

一第二差动放大器，其第一输入端与该第二分压电路所提供的节点电压连接，其第二输入端与第二差动放大器的输出端连接；

一第一分压电路，是由多个电阻所形成，其一端与该第一差动放大器的输出端连接，其第二端与该第二差动放大器的输出端连接；其中

该积分器与该最小电压选择电路输出端所输出的该最小导通时的脉冲高度信号连接。

7.根据权利要求6所述的发光模块，其特征在于，该第一差动放大器及该第二差动放大器的增益值为1。

8.根据权利要求5所述的发光模块，其特征在于，该控制装置包括：

一测量单元，是对该输入脉冲宽度调制信号进行计数，将该输入脉冲宽度转换为多个位的第一数字信号并输出该多个位的第一数字信号；

一校正单元，与该多条校正回路连接并产生多个不同编码的第二数字信号；

一调制单元，其输入端与该多个位的第一数字信号及该多个不同编码的第二数字信号连接，并将该多个位的第一数字信号以一预设的控制要求进行编码，并依据该控制要求输出多个模拟信号。

9.根据权利要求8所述的发光模块，其特征在于，该调制单元与该多个位的第一数字信号及该多个不同编码的第二数字信号连接，该调制单元包括：

一有限状态机，其一输入端与该多个位的第一数字信号连接，并将该第一数字信号以该预设的控制要求进行编码，并产生及输出多个不同编码的第三数字信号；

一多任务单元，是由多个电路元件所组成，每一该电路元件的一第一输入端与该多个不同的第三数字信号连接，而每一该电路元件的一第二输入端与该多个不同编码的第二数字信号其中一个连接，并输出多个不同编码的第四数字信号；以及

一个波形产生单元，其一第一输入端与该多个位的第一数字信号连接，而一第二输入端与该多个不同编码的第四数字信号连接，并将该多个不同编码的第四数字信号其转换成多个模拟信号。

10.根据权利要求5所述的发光模块，其特征在于，其进一步包括一电容与该节点电压连接。

Images