CN113746343A - 开关电源、开关电源参数设计方法及电子设备 - Google Patents

开关电源、开关电源参数设计方法及电子设备 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种开关电源，包括：主控芯片，所述主控芯片中设置有第一开关元件和驱动模块，所述驱动模块配置为控制所述第一开关元件周期性地导通和关断；所述主控芯片设置有反馈供电引脚，所述反馈供电引脚连接所述驱动模块；所述开关电源还包括：反馈供电电路，所述反馈供电电路配置为根据所述开关电源的输出电压生成反馈信号且配置为向所述主控芯片供电。同时还提供一种适用于上述开关电源参数设计方法以及一种电子设备。本发明通过复用反馈供电引脚VCC和反馈供电电路，配置使得传统的、具有BUCK架构的主控芯片IC601可以实现flyback架构的功能，便于开关电源的归一化设计。

Description

开关电源、开关电源参数设计方法及电子设备
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，尤其涉及一种开关电源，一种开关电源参数设计方法以及一种电子设备。
背景技术
开关电源是继线性稳压电源后的一种新型稳压电源电路，开关电源通过对输出电压实时监测并动态控制开关管的导通和关断时间比来稳定输出电压。由于开关电源效率高且容易小型化，因此已经被广泛地应用于绝大多数电子产品中。开关电源中最常采用的拓扑结构包括buck架构和flyback架构。buck架构(又称Buck变换器或者降压斩波器)是可以实现电压降低的直流-直流转换器，输出(负载)端的电压低于输入(电源)端的电压，但输出电流大于输入电流。buck架构通常包括一个晶体管、一个二极管以及一个储能元件。最简单的buck控制芯片包括一个高压输入引脚，一个芯片供电引脚以及一个芯片接地引脚。而另一种flyback架构(又称flyback变换器或者反激式转换器)是一种输入及输出电路之间有电器隔离(通常由变压器实现)的变换器，可以实现交流-直流转换以及直流-直流转换以及变压器的隔离效果。最简单的flyback控制芯片包括一个高压输入引脚、一个芯片供电引脚、一个芯片接地引脚以及一个反馈引脚。
由于两种架构各有优势，因此在现有技术中，同一种设备可能既存在buck架构也存在flyback架构，由于两种架构的控制芯片不能兼容，这使得电子设备的开关电源无法归一化设计。
本背景技术所公开的上述信息仅仅用于增加对本申请背景技术的理解，因此，其可能包括不构成本领域普通技术人员已知的现有技术。
发明内容
针对现有技术中同一种设备可能既存在buck架构也存在flyback架构，由于两种控制芯片无法兼容，使得开关电源无法归一化设计的问题，本发明的第一个方面设计并提出一种开关电源。
一种开关电源，包括：主控芯片，所述主控芯片中设置有第一开关元件和驱动模块，所述驱动模块配置为控制所述第一开关元件周期性地导通和关断；所述主控芯片设置有反馈供电引脚，所述反馈供电引脚连接所述驱动模块；所述开关电源还包括：反馈供电电路，所述反馈供电电路配置为根据所述开关电源的输出电压生成反馈信号且配置为向所述主控芯片供电。
作为一种优选的电路，所述主控芯片还设置有：高压输入引脚，所述高压输入引脚连接所述第一开关元件的开关通路；所述高压输入引脚配置为连接外部输入电压；和接地引脚，所述接地引脚连接第一接地点；所述开关电源还包括：隔离电路，所述隔离电路包括变压器，所述变压器的至少一个初级绕组一端连接所述外部输入电压，另一端连接所述高压输入引脚，所述变压器的至少一个次级绕组连接负载电路；所述反馈供电电路包括：第一电阻，所述第一电阻的第一端连接所述反馈供电引脚；第一电容，所述第一电容的正极连接所述第一电阻的第二端，所述第一电容的负极连接所述第一接地点；和第二电容，所述第二电容与所述变压器的初级辅助绕组并联，所述第二电容的正极连接所述负载电路。
进一步的，所述负载电路包括：第一分压电阻，所述第一分压电阻的第一端一路连接所述变压器的次级绕组，另一路连接开关电源输出端；第二分压电阻，所述第二分压电阻的第一端连接所述第一分压电阻的第二端；和稳压二极管，所述稳压二极管的负极连接所述第二分压电阻的第二端，所述稳压二极管的正极连接第三接地点；所述反馈供电电路还包括：光耦，所述光耦的输入端与所述第二分压电阻并联，所述光耦的输出端连接所述第二电容。
进一步的，所述反馈供电电路还包括：第一二极管，所述第一二极管的正极连接所述变压器的初级辅助绕组，所述第一二极管的负极连接所述第二电容的正极；和第二电阻，所述第二电阻的第一端连接所述光耦的输出端，所述第二电阻的第二端连接所述反馈供电引脚。
进一步的，所述开关电源还包括：第二二极管，所述第二二极管的正极连接所述变压器的次级绕组；第三电容，所述第三电容的正极连接所述第二二极管的负极，所述第三电容的负极连接第二接地点；和第四电容，所述第四电容的正极连接所述第二二极管的负极，所述第四电容的负极连接第二接地点。
进一步的，所述开关电源还包括：第三电阻，所述第三电阻的第一端一路连接所述第一电阻，另一路连接所述反馈供电引脚，所述第三电阻的第二端连接所述第一接地点。
本发明的第二个方面提供一种应用于上述开关电源的参数设计方法，其中，第一电容的电容值通过以下步骤确定：获取主控芯片的第一工作电流；获取主控芯片的正常工作周期；获取主控芯片在一个正常工作周期内所述反馈供电引脚的电压最大值VON1和所述反馈供电引脚的电压最小值VOFF1；计算主控芯片在一个正常工作周期内所述反馈供电引脚的电压最大值VON1和所述反馈供电引脚的电压最小值VOFF1之差；计算所述第一电容的电容值：
Figure BDA0003243668460000031
其中，C1为第一电容的电容值，I1为主控芯片的第一工作电流，Δt1为主控芯片的正常工作周期，ΔU为主控芯片在一个正常工作周期内所述反馈供电引脚的电压最大值VON1和所述反馈供电引脚的电压最小值VOFF1之差,ΔU＝VON1-VOFF1。
进一步的，所述第一电阻的电阻值满足：
Figure BDA0003243668460000032
其中：τ＝R1×C1,R为第一电阻的电阻值，e为自然常数，
Figure BDA0003243668460000033
f为主控芯片的工作频率，N为大于1的正整数。
进一步的，第二电容的电容值通过以下步骤确定：
获取主控芯片的第二工作电流；
获取设定穿越频率；
获取设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2；
计算设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2之差；
计算所述第二电容的电容值；
Figure BDA0003243668460000041
其中，C2为第二电容的电容值，I1为主控芯片的目标工作电流，
Figure BDA0003243668460000042
f0为设定穿越频率，ΔU2为设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2之差。
本发明的第三个方面提供一种电子设备，包括开关电源；所述开关电源，包括：主控芯片，所述主控芯片中设置有第一开关元件和驱动模块，所述驱动模块配置为控制所述第一开关元件周期性地导通和关断；所述主控芯片设置有反馈供电引脚，所述反馈供电引脚连接所述驱动模块；所述开关电源还包括：反馈供电电路，所述反馈供电电路配置为根据所述开关电源的输出电压生成反馈信号且配置为向所述主控芯片供电。
与现有技术相比，本发明的优点和积极效果是：
本发明通过复用反馈供电引脚VCC和反馈供电电路，配置使得传统的、具有BUCK架构的主控芯片IC601可以实现flyback架构的功能，便于开关电源的归一化设计。
结合附图阅读本发明的具体实施方式后，本发明的其他特点和优点将变得更加清楚。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明所提供的开关电源一种实施例的电路图；
图2为如图1所示的开关电源中主控芯片的电路图；
图3为本发明所提供的开关电源中设置第三电阻时的局部电路图；
图4为设置第三电阻前后的纹波电压测试对比图；
图5为本发明所提供的开关电源反馈供电引脚在设定穿越频率下的波形图；
图6为现有技术中采用flyback架构的开关电源的芯片供电引脚的启动波形；
图7为现有技术中采用buck架构的开关电源的芯片供电引脚的启动波形。
图8为现有技术中采用buck架构的开关电源的芯片工作时序图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下将结合附图和实施例，对本发明作进一步详细说明。
需要说明的是，在本发明的描述中，术语“上”、“下”、“左”、“右”、“竖”、“横”、“内”、“外”等指示的方向或位置关系的术语是基于附图所示的方向或位置关系，这仅仅是为了便于描述，而不是指示或暗示装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
针对现有技术中同一种设备可能既存在buck架构也存在flyback架构，在设计开关电源时两种控制芯片无法兼容，使得开关电源无法归一化设计的问题，设计并提出一种开关电源。具体来说，本发明所提供的开关电源包括一颗主控芯片IC601。主控芯片IC601中设置有第一开关元件和驱动模块，驱动模块配置为控制第一开关元件周期性地导通和关断，维持稳定输出电压。主控芯片IC601可以选用现有的开关电源驱动芯片，例如松下的MIP2E4DMY，或者罗姆公司的BM2P151X(芯片内部结构如图2所示)。这两种主控芯片IC601均采用BUCK架构，在现有技术中通常应用于非隔离性拓扑。如图2所示，以后者为例，罗姆公司的BM2P151X芯片作为一种应用于AC-DC转换的PWM(脉宽调制)型DC-DC转换器，其中以MOS管(Super Junction MOSFET)作为第一开关元件,以PWM控制器(PWM CONTROL)为核心元件构成驱动模块，PWM控制器配置为控制MOS管周期性地导通和关断。与现有技术不同，在本发明中对开关电源的反馈路径进行改进，特别设计有反馈供电电路。反馈供电电路一方面配置为根据开关电源的输出电压生成反馈信号，另一方面配置为向主控芯片IC601供电，从而配置使得传统的、具有BUCK架构的主控芯片IC601的芯片供电引脚的功能扩展，即使得主控芯片IC601配置有复用的反馈供电引脚VCC，改进后的反馈供电引脚VCC连接驱动模块，同时作为反馈和供电引脚使用。本发明通过复用反馈供电引脚VCC和反馈供电电路，配置使得传统的、具有BUCK架构的主控芯片IC601可以实现flyback架构的功能，便于开关电源的归一化设计。
以下参照图1和图2对开关电源示例性的电路图进行详细介绍。除反馈供电引脚VCC之外，主控芯片IC601还设置有高压输入引脚DRAIN和接地引脚GND_IC。高压输入引脚DRAIN连接第一开关元件的开关通路，例如如图2所示，连接MOS管的漏极，高压输入引脚DRAIN配置为连接外部输入电压Vin，接地引脚GND_IC连接第一接地点GND1。如图1所示，在本发明中，将主控芯片IC601应用于隔离型拓扑结构中，开关电源中采用变压器L601作为隔离电路，变压器L601的初级绕组PI一端连接外部输入电压Vin，另一端连接高压输入引脚DRAIN，初级绕组PI与反向串联的稳压二极管并联。变压器L601的次级绕组S1-1、S1-2连接负载电路。
示例性的，主控芯片IC601执行电流模式的PWM控制。主控芯片IC601采用内部振荡器(OSC)生成开关频率(即主控芯片IC601的工作频率)，进一步设置最大占空比(MaxDuty)。当通过高压输入引脚DRAIN引入外部输入电压Vin时，外部输入电压Vin施加在MOS管的漏极，反馈供电引脚VCC的电压随之升高，当反馈供电引脚VCC的电压升高到设定阈值时，驱动模块即开始控制第一开关元件，即MOS管周期性地导通和关断。在这个过程中，主控芯片IC601会进行过流检测。当驱动模块开始执行开关操作之后，负载电路一端的输出电压开始上升直至输出电压达到恒定值。
如图8所示，不难理解，当负载电路的输出负载增加时，负载电路的输出电压会下降，同时反馈供电引脚VCC的电压也会下降。在主控芯片IC601中设置有比较器K1。反馈供电引脚VCC的反馈信号作为一路信号输入至比较器，比较器会将反馈信号和基准信号进行比较，当反馈信号的电压下降时，与基准信号之间的误差加大。为了实现反馈控制，如果主控芯片IC601可以在反馈供电引脚VCC的电压出现下降时，将开关频率和限流点均增大一点，即可以在保证稳定的同时，调整到理想的输出电压。在这个过程中，还需要满足反馈供电引脚VCC的电压满足主控芯片IC601的启动条件，即使得反馈供电引脚VCC具有复用功能。
为此，特别设计的反馈供电电路包括第一电阻R1、第一电容C1和第二电容C2。从电路连接上看，第一电阻R1和第一电容C1串联，作为暂态的充放电电路，第二电容C2则起到满足快速反馈响应的要求。具体来说，第一电阻R1的第一端连接反馈供电引脚VCC，第一电容C1的正极连接第一电阻R1的第二端，第一电容C1的负极连接第一接地点GND1，第二电容C2与变压器L601的初级辅助绕组PB并联，第二电容C2的正极连接负载电路。
在变压器L601的次级侧，负载电路包括第一分压电阻R611、第二分压电阻R612和稳压二极管ZD601。第一分压电阻R611的第一端连接变压器L601的次级绕组S1-1、S1-2，另一路连接开关电源的输出端(例如12V输出电压)。第二分压电阻R612的第一端连接第一分压电阻R611的第二端。稳压二极管ZD601的负极连接第二分压电阻R612的第二端，稳压二极管ZD601的正极连接第三接地点GND3。反馈供电电路采用光耦PC601进行隔离，光耦PC601的输入端与第二分压电阻R612并联，光耦PC601的输出端连接第二电容C2。为提供平滑的电流，反馈供电电路还包括第一二极管D601和第二电阻R602，第一二极管D601的正极连接变压器L601的初级辅助绕组PB，第一二极管D601的负极连接第二电容C2的正极。第二电阻R602的第一端连接光耦PC601的输出端，第二电阻R602的第二端连接反馈供电引脚VCC。在变压器L601的次级侧，开关电源还设计有第二二极管D611、第三电容C611和第四电容C612，第二二极管D611的正极连接变压器L601的次级绕组S1-1、S1-2，第三电容C611的正极连接第二二极管D611的负极，第三电容C611的负极连接第二接地点GND2，第四电容C612的正极连接第二二极管D611的负极，第四电容C612的负极连接第二接地点GND2。
如图4所示，为改善纹波电压，开关电源还包括第三电阻R17，第三电阻R17的第一端一路连接第一电阻R1，另一路连接反馈供电引脚VCC，第三电阻R17的第二端连接第一接地点GND1。
由于反馈供电电路和反馈供电引脚同时承载着向主控芯片供电以及输出端信号反馈的作用，因此需要反馈供电引脚的信号在满足快速反应特性的同时，在供电时也保持稳定。由于这两个控制目标从某种程度上是相悖的，因此，在本发明中，即趋向于在二者之间寻求平衡。为达到这一目的，需要开关电源的环路，即反馈路径同时满足启动条件和穿越频率的约束，因此，本发明的另一个方面提供一种开关电源的参数设计方法，设计合理的第一电容的电容值、第二电容的电容值以及第一电阻的电阻值，
具体来说，第一电容的电容值首先需要满足提供稳定的主控芯片工作电压的要求，第一电容的电容值满足主控芯片的启动条件。
第一电容的电容值通过以下步骤确定：
获取主控芯片的第一工作电流。沿用上述主控芯片的可选型号示例，通过参数手册或者实验条件下的测定，获取满足主控芯片buck模式工作状态的第一工作电流为2.7mA。
获取主控芯片的正常工作周期。沿用上述主控芯片的型号示例，通过对波形的检测，如图7所示，示例性的，可以在实验条件下测得主控芯片的正常工作周期为80ms。
获取主控芯片在一个正常工作周期内反馈供电引脚的电压最大值VON1和反馈供电引脚的电压最小值VOFF1。沿用上述主控芯片的型号示例，同样通过对波形的检测，示例性的，在一个正常工作周期内反馈供电引脚的电压最大值VON1为6.5V，反馈供电引脚的电压最小值VOFF1为4.5V。
计算主控芯片在一个正常工作周期内反馈供电引脚的电压最大值VON1和反馈供电引脚的电压最小值VOFF1之差，沿用上述主控芯片的型号示例，同样通过对波形的检测，示例性的，在一个正常工作周期内反馈供电引脚的电压最大值VON1和反馈供电引脚的电压最小值VOFF1之差为2V。
根据电路的拓扑模型，主控芯片的启动公式为，
I1×Δt1＝C1×ΔU
其中，C1为第一电容的电容值，I1为主控芯片的第一工作电流，Δt1为主控芯片的正常工作周期，ΔU为主控芯片在一个正常工作周期内反馈供电引脚的电压最大值VON1和反馈供电引脚的电压最小值VOFF1之差,ΔU＝VON1-VOFF1。
换算第一电容的电容值为：
Figure BDA0003243668460000091
通过计算可以得出，满足主控芯片启动且正常工作的条件下，第一电容的电容值为108μF，取100μF。
100μF的第一电容可以满足80ms即一个正常工作周期的稳定供电，即可以满足主控芯片buck架构下的正常工作。但是，如果在80ms的过程中一直保持稳定供电(电压信号恒定)，则无法起到及时反馈的作用，即反馈信号没有根据实际的负载变化，开关电源的环路控制就会发生紊乱。在稳定供电的同时，还需要保证反馈供电引脚的电压可以迅速反馈，优选在对第一电容的电容值进行设计后，再通过对第一电阻的电阻值以及第二电容的电容值的参数设计实现这一目的。
由于第一电阻和第一电容组成RC暂态充放电电路，因此根据RC电路时间常数的表达，第一电阻的电阻值满足：
Figure BDA0003243668460000101
其中：τ＝R1×C1,R1为第一电阻的电阻值，C1为第一电容的电容值,e为自然常数，
Figure BDA0003243668460000102
f为主控芯片的工作频率，N为大于1的正整数。N优选为3，即取三个周期的反馈时间。
举例来说，如果主控芯片的工作频率是100K，三个周期的反馈时间为30μs，第一电容为100μF时，计算可得R1为100Ω。
针对多个可选的主控芯片进行计算，在本发明中，第一电容的电容值在68μF～300μF区间范围内，第一电阻的电阻值在68Ω～470Ω的区间范围内。
第二电容的电容值则通过以下步骤确定：
获取主控芯片的第二工作电流，第二工作电流为flyback架构下的目标工作电流。通过在实验条件下的测试，第二工作电流示例性的为3mA。
获取设定穿越频率。通常来说，根据环路测试响应的分析结果，flyback架构下的穿越频率点在1KHz-6KHz之间。在本发明中，设定穿越频率为3KHz。
在设定穿越频率下进行模拟，如图5所示，通过波形获取设定穿越频率条件下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2。
计算设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2之差，如图5所示，示例性地，可以得到设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2之差为1V。
计算第二电容的电容值；
Figure BDA0003243668460000103
其中，C2为第二电容的电容值，I2为主控芯片的第二工作电流，
Figure BDA0003243668460000111
f0为设定穿越频率，ΔU2为设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2之差。
计算可以得到，第二电容的优选电容值为0.5μF，优选取0.47μF/50V。对应flyback架构下的穿越频率点在1KHz-6KHz之间，第二电容的电容值在0.47μF～4.7μF之间，相应的，第三电阻R17取值范围在39KΩ～100KΩ之间。
本发明的第三个方面提供一种电子设备，包括开关电源。开关电源的具体电路参见上述实施例的详细描述，在此不再赘述。设置有上述开关电源的电子设备可以实现同样的技术效果。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其进行限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的普通技术人员来说，依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明所要求保护的技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种开关电源，包括：
主控芯片，所述主控芯片中设置有第一开关元件和驱动模块，所述驱动模块配置为控制所述第一开关元件周期性地导通和关断；
其特征在于:
所述主控芯片设置有反馈供电引脚，所述反馈供电引脚连接所述驱动模块；
所述开关电源还包括：
反馈供电电路，所述反馈供电电路配置为根据所述开关电源的输出电压生成反馈信号且配置为向所述主控芯片供电。
2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，
所述主控芯片还设置有：
高压输入引脚，所述高压输入引脚连接所述第一开关元件的开关通路；所述高压输入引脚配置为连接外部输入电压；和
接地引脚，所述接地引脚连接第一接地点；
所述开关电源还包括：
隔离电路，所述隔离电路包括变压器，所述变压器的至少一个初级绕组一端连接所述外部输入电压，另一端连接所述高压输入引脚，所述变压器的至少一个次级绕组连接负载电路；
所述反馈供电电路包括：
第一电阻，所述第一电阻的第一端连接所述反馈供电引脚；
第一电容，所述第一电容的正极连接所述第一电阻的第二端，所述第一电容的负极连接所述第一接地点；和
第二电容，所述第二电容与所述变压器的初级辅助绕组并联，所述第二电容的正极连接所述负载电路。
3.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，
所述负载电路包括：
第一分压电阻，所述第一分压电阻的第一端一路连接所述变压器的次级绕组，另一路连接开关电源输出端；
第二分压电阻，所述第二分压电阻的第一端连接所述第一分压电阻的第二端；和
稳压二极管，所述稳压二极管的负极连接所述第二分压电阻的第二端，所述稳压二极管的正极连接第三接地点；所述反馈供电电路还包括：
光耦，所述光耦的输入端与所述第二分压电阻并联，所述光耦的输出端连接所述第二电容。
4.根据权利要求3所述的开关电源，其特征在于，
所述反馈供电电路还包括：
第一二极管，所述第一二极管的正极连接所述变压器的初级辅助绕组，所述第一二极管的负极连接所述第二电容的正极；和
第二电阻，所述第二电阻的第一端连接所述光耦的输出端，所述第二电阻的第二端连接所述反馈供电引脚。
5.根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于，
所述开关电源还包括：
第二二极管，所述第二二极管的正极连接所述变压器的次级绕组；
第三电容，所述第三电容的正极连接所述第二二极管的负极，所述第三电容的负极连接第二接地点；和
第四电容，所述第四电容的正极连接所述第二二极管的负极，所述第四电容的负极连接第二接地点。
6.根据权利要求5所述的开关电源，其特征在于，
所述开关电源还包括：
第三电阻，所述第三电阻的第一端一路连接所述第一电阻，另一路连接所述反馈供电引脚，所述第三电阻的第二端连接所述第一接地点。
7.一种如权利要求2至6任一项所述的开关电源参数设计方法，其特征在于，所述第一电容的电容值通过以下步骤确定：
获取主控芯片的第一工作电流；
获取主控芯片的正常工作周期；
获取主控芯片在一个正常工作周期内所述反馈供电引脚的电压最大值VON1和所述反馈供电引脚的电压最小值VOFF1；
计算主控芯片在一个正常工作周期内所述反馈供电引脚的电压最大值VON1和所述反馈供电引脚的电压最小值VOFF1之差；
计算所述第一电容的电容值：
Figure FDA0003243668450000031
其中，C1为第一电容的电容值，I1为主控芯片的第一工作电流，Δt1为主控芯片的正常工作周期，ΔU为主控芯片在一个正常工作周期内所述反馈供电引脚的电压最大值VON1和所述反馈供电引脚的电压最小值VOFF1之差,ΔU＝VON1-VOFF1。
8.根据权利要求7所述的开关电源参数设计方法，其特征在于，
所述第一电阻的电阻值满足：
Figure FDA0003243668450000032
其中：τ＝R1×C1,R为第一电阻的电阻值，e为自然常数，
Figure FDA0003243668450000033
f为主控芯片的工作频率，N为大于1的正整数。
9.根据权利要求8所述的开关电源参数设计方法，其特征在于,
第二电容的电容值通过以下步骤确定：
获取主控芯片的第二工作电流；
获取设定穿越频率；
获取设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2；
计算设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2之差；
计算所述第二电容的电容值；
Figure FDA0003243668450000041
其中，C2为第二电容的电容值，I1为主控芯片的目标工作电流，
Figure FDA0003243668450000042
f0为设定穿越频率，ΔU2为设定穿越频率下主控芯片反馈供电引脚电压最大值VON2和反馈供电引脚电压最小值VOFF2之差。
10.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1至6任一项所述的开关电源。
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