CN113678364A - 电机驱动系统及控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种根据实施例的电机驱动系统包括逆变器和控制器件。所述逆变器使电流流过感应电机的绕组。所述控制器件通过向量控制来控制所述逆变器以驱动所述感应电机。所述控制器件包括针对所述感应电机的定子磁通量估计值的多个计算标准，并且包括适当的磁通量命令生成单元，所述磁通量命令生成单元在对所述感应电机进行制动的情况下，基于至少所述感应电机的转速，从所述多个计算标准中选择进一步增加所述感应电机的损耗的针对所述定子磁通量估计值的计算标准。

Description

电机驱动系统及控制方法
技术领域
本发明的实施例涉及一种电机驱动系统及其控制方法。
本申请基于2019年7月25日递交的美国临时专利申请No.62/878,343，并且要求享受上述申请的优先权的权益，并且要求享受于2020年5月20日递交的美国专利申请No.16/879,029的优先权权益，通过引用的方式将上述两个申请的完整内容并入本文。
背景技术
电机驱动系统通过控制功率转换装置来驱动感应电机并根据条件对感应电机进行制动。与在驱动期间对感应电机进行制动相关的几种技术是已知的。需要在电机驱动系统中更稳定地对这种感应电机进行制动。
引文列表
专利文献
[专利文献1]美国专利No.9281772
非专利文献
[非专利文献1]Y.Wang,T.Ito,R.D.Lorenz,“Loss manipulation capabilitiesof deadbeat direct torque and flux control induction machine drives”,IEEEEnergy Conversion Congress and Exposition(ECCE)，pp.4554-4566，Nov./Dec.2015。
[非专利文献2]M.Hinkkanen,J.Luomi,“Braking scheme for vectorcontrolled induction motor drives equipped with diode rectifier withoutbraking resistor”,IEEE Trans.on Ind.Appl.,vol.42,no.5,pp.1257-1263，Sept./Oct.2006。
[非专利文献3]J.Jiang,J.Holtz,“An efficient braking method for vectorcontrolled AC drives with a diode rectifier front end”,IEEE Trans.onInd.Appl,vol.37,no.5,pp.1299-1307,Sept./Oct.2001。
发明内容
技术问题
本发明要实现的目的是提供一种能够更稳定地对感应电机进行制动的电机驱动系统和控制方法。
问题解决方案
一种根据实施例的电机驱动系统包括逆变器和控制器件。所述逆变器使电流流过感应电机的绕组。所述控制器件通过经由向量控制来控制所述逆变器以驱动所述感应电机。所述控制器件包括用于所述感应电机的定子磁通量估计值的多个计算标准，并且包括适当的磁通量命令生成单元，所述适当的磁通量命令生成单元在对所述感应电机进行制动的情况下，至少基于所述感应电机的转速，从所述多个计算标准中选择进一步增加所述感应电机的损耗的针对所述定子磁通量估计值的计算标准。
附图说明
图1是根据第一实施例的电机驱动系统的框图；
图2是将根据第一实施例的控制器件的一部分放大的配置图；
图3是示出根据第一实施例的磁通量的qds轴坐标系中的电压的极限值Vsmax的图；
图4是示出根据第一实施例的磁通量的qds轴坐标系中的电流的极限值Ismax的图；
图5是示出根据第一实施例的磁通量的qds轴坐标系中的电压的极限值Vsmax与电流的极限值Ismax之间的关系的图；
图6是示出根据第一实施例的从相对低速状态开始的制动控制的图；
图7是示出根据第一实施例的从相对高速状态开始的制动控制的图；
图8是示出当应用了根据第一实施例的损耗最大化技术时的测试结果的图；
图9是根据第二实施例的电机驱动系统的框图；
图10是示出根据第二实施例的计算过程的图；
图11是根据第三实施例的电机驱动系统的框图；
图12是根据上述实施例的控制器件的框图；以及
图13是示出根据实施例的变量的图。
具体实施方式
在下文中，将参考附图描述根据实施例的电机驱动系统及其控制方法。在下文描述的电机驱动系统向电机提供所需的AC功率。
(第一实施例)
接下来，将描述电机驱动系统1的配置的示例。图1是示出根据实施例的电机驱动系统1的框图。
电机驱动系统1包括例如，电机2、功率转换装置3、电流检测器9a、电流检测器9b和控制器件10。如图1所示，电机驱动系统1从AC电源5(G)接收功率。控制功率转换装置3的控制器件10应用于电机驱动系统1。
电机2例如是三相感应电机(IM)。电机2的轴与图中未示出的负载的轴机械耦合。例如，电机2的转子通过例如提供给定子绕组的三相AC功率而旋转，从而使负载的轴旋转。传感器2A设置在电机2的轴上。传感器2A包括例如分解器、速度传感器等。传感器2A检测电机2的轴的旋转，并输出表示与轴的角度(相位)或角速度相对应的物理量的信息。例如，将描述由传感器2A输出的物理量的信息是电机2的转子电角度θr的情况。电机2中未设置扭矩传感器。
功率转换装置3包括例如整流器6、电容器7和功率转换单元8。整流器6对从AC电源5提供到整流器6的AC输入的交流电进行整流。DC链路连接到整流器6的DC输出。电容器7设置在DC链路上。电容器7对施加到DC链路的电压进行平滑。
功率转换单元8的DC输入连接到DC链路。功率转换单元8将通过DC链路提供的DC功率转换为三相AC功率，并将来自功率转换单元8的AC输出的三相AC功率提供给电机2。功率转换单元8是电压型逆变器。例如，根据来自后述的控制器件10的脉宽调制(PWM)控制来驱动功率转换单元8。功率转换单元8由控制器件10以可变电压可变频率(VVVF)控制，并调节电机2的速度等。
功率转换单元8包括与AC输出的三相对应的功率转换电路。功率转换电路包括每一相的上臂和下臂。上臂和下臂中的每一个包括至少一个开关装置。
电流检测器9a针对功率转换单元8的输出侧的v相设置。电流检测器9a检测v相定子电流Ivs。电流检测器9b针对在功率转换单元8的输出侧的w相设置。电流检测器9b检测w相定子电流Iws。尽管图中所示的电流检测器9a和9b分别针对这两个相设置，但电流检测器可以分别针对三个相设置。
控制器件10基于由主机装置给出的命令值和以及由电流检测器9a和9b获得的检测结果来控制功率转换装置3。
这里，将描述由控制器件10使用的坐标系。
由控制器件10执行的控制使用多个坐标系，即将根据目的适当地选择和使用的第一和第二坐标系。对使用这里所示的坐标系以外的坐标系没有限制，并且可以适当增加其他坐标系，而也可以改变坐标系。
第一坐标系是三相坐标系。三相坐标系包括基于电机2的定子绕组的电压(定子电压)的三相分量。例如，电机2的定子电压可以使用包括u相、v相和w相(三相信号分量)的三相分量来表示。当电机2的定子电压被表示为相对于原点的预定平面上的向量时，各相的电压向量在它们之间具有2π/3的角度差并且从原点(中心)开始径向地绘制。
第二坐标系是qds轴坐标系。qds轴坐标系包括相互正交的ds轴和qs轴。例如，可以将三相坐标系和qds轴坐标系布置在预定平面上，以如下方式使得以qds轴坐标系的原点为基准，qds轴坐标系的qs轴方向设置为与定子的u相的电压向量的方向对齐。将三相坐标系的三相信号分量变换为qds轴坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量的算术运算被称为“qds轴变换”。根据“qds轴变换”，将三相信号分量变换为ds轴和qs轴的两相信号分量。将qds轴坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量变换为三相坐标系的三相信号分量的算术运算被称为“qds轴逆变换”。根据“qds轴逆变换”，将ds轴和qs轴的两相信号分量变换为三相信号分量。例如，qds轴坐标系的原点是基于定子磁通量定义的。
作为第三坐标系，有一个同步的qds-axis坐标系。同步qds轴坐标系包括相互正交的同步qs轴和同步ds轴。在第二实施例中使用该第三坐标系。
作为第四坐标系，有一个同步qdr轴坐标系。同步qdr轴坐标系包括与静止坐标系的参考信号θe同步旋转的同步qr轴和同步dr轴。在第三实施例中使用该第四坐标系。
将参考图13描述在说明实施例的附图和公式中使用的变量。图13是示出根据实施例的变量的图。
例如，在该实施例中，qds轴坐标系中定子磁通量的估计值表示为定子qds轴磁通量估计值λqds_s_est。这里，“λ”代表磁通量。其后缀的第一部分中的“qds”表示qds轴坐标的qs轴分量和ds轴分量。后缀第二部分中的“s”表示定子侧静止坐标系(以下简称为定子侧坐标系)。定子qds轴磁通量λqds_s共同表示qds轴坐标的两相分量。在上述情况下，两相分量包括两个分量，即定子qs轴磁通量λqs_s和定子ds轴磁通量λds_s。定子qs轴磁通量λqs_s表示定子磁通量的qds轴坐标系中的qs轴分量。定子ds轴磁通量λds_s表示定子磁通量的qds轴坐标系中的ds轴分量。在某些情况下，由两相分量表示的信息可以作为复向量空间中的向量值共同处理。后缀第三部分中的“est”表示估计值。用于识别时间顺序信息的信息写在第三部分后面的括号内。除了在第三部分中表示的上述那些之外，还有命令值(com)、微分值(dot)、检测值(det)、平均值(ave)等。
在以下计算公式和附图中，可以使用与本说明书中使用的符号不同的符号。例如，定子qds轴磁通量估计值λqds_s_est可以表示在公式(1)中表示为：
[数学.1]
Figure BDA0003290758840000051
上述公式(1)中所示的“λ”的下标“qds”表示qds轴坐标的两相分量的信息。“λ”的上标“s”表示定子侧坐标系的信息。此外，“λ”上方的“^”表示估计值。除上述以外，字符上方的符号包括“.”，其表示微分值。命令值在上标中使用“*”表示。表示复向量的变量包括上述通量磁通量λ、电压V和电流i。其他细节请参考图13。
返回参考图1，将描述控制器件10。
控制器件10例如包括运动控制器12、速度/相位估计单元13、DB-DTFC计算单元14、第一坐标变换单元15、PWM控制器16、第二坐标变换单元17、滑移频率估计单元18、加法器单元19、电流/磁通量估计单元20、适当的磁通量命令生成单元21、损耗估计单元22、扭矩命令限制单元23以及除法器单元27。
运动控制器12基于转子角速度命令值(电速度)ωr_com和转子角速度估计值(电速度)ωr_est来计算气隙扭矩命令值Tem1_com。例如，转子角速度命令值(电速度)ωr_com可以从控制器件10外部的装置(主机装置)提供。转子角速度估计值(电速度)ωr_est从稍后描述的速度/相位估计单元13提供。以下，将转子角速度估计值(电速度)ωr_est简称为转子角速度估计值ωr_est。运动控制器12计算气隙扭矩命令值Tem1_com，使得转子角速度估计值ωr_est跟随转子角速度命令值(电速度)ωr_est。气隙扭矩命令值Tem1_com可以具有根据穿过稍后描述的扭矩命令限制单元23而被限制的信号的幅度。据此，DB-DTFC计算单元14的气隙扭矩命令值Tem_com可以被转换成与气隙扭矩命令值Tem1_com不同的值。
例如，速度/相位估计单元13基于从传感器2A提供的转子电角θr来计算转子角速度估计值ωr_est和转子角估计值(电位置)θr_est。例如，转子角估计值(电位置)θr_est可以是转子电角θr的平均值。以下，转子角估计值(电位置)θr_est将被简称为转子角估计值θr_est。
例如，速度/相位估计单元13包括对电机2的旋转状态进行估计的运动观测器。运动观测器相当于零滞后滤波器并且减小输出信号相对于输入信号的滞后，使得滞后小于常用的一阶滞后滤波器的滞后。换言之，速度/相位估计单元13减小转子角速度估计值ωr_est和转子角估计值θr_est相对于转子电角θr的滞后。转子角速度估计值ωr_est和转子角估计值θr_est分别用作当前状态量的估计值。速度/相位估计单元13能够通过使用这样的运动观测器来获得包括小噪声分量的输出信号。
例如，速度/相位估计单元13将转子角速度估计值ωr_est提供给运动控制器12、DB-DTFC计算单元14、加法器单元19、电流/磁通量估计单元20、损耗估计单元22以及除法器单元27。由除法器单元27变换的转子角速度估计值(机械速度)ωrm_est被提供给扭矩命令限制单元23。速度/相位估计单元13将转子角估计值θr_est提供给电流/磁通量估计单元20。
应当注意，相位和角速度中的任何一个都可以被输入到上述运动观测器。例如，当相位传感器用作传感器2A时，提供给速度/相位估计单元13的输入信号可以是相位θr，并且当速度传感器用作传感器2A时，提供给速度/相位估计单元13的输入信号可以是角速度ωr。脉冲发生器(PLG)是速度传感器的示例。
当不使用诸如传感器2A的物理传感器时，位置跟踪观测器可以用作速度/相位估计单元13。在这种情况下，作为输入到位置跟踪观测器的输入信号，可以使用电流、电压和磁通量中的任何一个。关于位置跟踪观测器的配置的示例，请参考Yang Xu等人的，“Extending Low Speed Self-Sensing via Flux Tracking with Volt-SecondSensing”，[在线]，2018年，IEEE，[2018年9月13日检索]、互联网(网址：https://ieeexplore.ieee.org/document/8344841)等。
DB-DTFC计算单元14(在图中被示为DB-DTFC)是根据无差拍直接扭矩和磁通量控制(DB-DTFC)系统来控制电机2的控制器。DB-DTFC运算单元14中预先设置了电机2的物理模型。物理模型是通过用等效电路代替电机2并将其形成为数学表达式来获得的。DB-DTFC计算单元14至少基于电机2的扭矩命令、电机2的定子磁通量的估计值、以及电机2的定子磁通量的参考值通过使用物理模型来计算定义电机2的驱动量的驱动量命令值。
例如，DB-DTFC计算单元14具有气隙扭矩命令值Tem_com、定子qds轴磁通量估计值λqds_s_est、转子qds轴磁通量估计值λqdr_s_est、定子磁通量命令值λs_com、以及定子角速度估计值ωr_est作为输入变量包括在内，并基于上述输入变量使用DB-DTFC来计算定子qds轴电压命令值Vqds_s_com。气隙扭矩命令值Tem_com从扭矩命令限制单元23提供。定子qds轴磁通量估计值λqds_s_est和转子qds轴磁通量估计值λqdr_s_est从稍后描述的电流/磁通量估计单元20提供。例如，定子磁通量命令值λs_com是从适当的磁通量命令生成单元21提供的。定子角速度估计值ωr_est是从速度/相位估计单元13提供的。气隙扭矩命令值Tem_com是电机2的扭矩命令的示例。定子磁通量命令值λs_com是电机2的定子磁通量的参考值的示例。例如，在控制周期内的预定阶段处获得气隙扭矩命令值Tem_com。
DB-DTFC计算单元14使用上述输入变量的值来计算定子qds轴电压命令值Vqds_s_com。DB-DTFC计算单元14将计算出的定子qds轴电压命令值Vqds_s_com输出到第一坐标变换单元15和电流/磁通量估计单元20。DB-DTFC运算单元14基于定子qds轴电压命令值Vqds_s_com来控制功率转换装置3。
第一坐标变换单元15将定子qds轴电压命令值Vqds_s_com(其为qds轴坐标系中的电压命令值)变换为三相定子电压命令值Vus_s_com、Vvs_s_com、以及Vws_s_com(其为三相定子坐标系(静止坐标系)中的电压命令值)。由第一坐标变换单元15执行的变换是“qds轴逆变换”。
PWM控制器16将基于定义电机2的驱动量的驱动量命令值的控制信号输出到驱动电机2的功率转换装置3。PWM控制器16例如将由第一坐标变换单元15变换的三相定子电压命令值Vus_s_com、Vvs_s_com和Vws_s_com与载波信号进行比较，并使用脉冲宽度调制(PWM)生成针对功率转换单元8的栅极脉冲GP。图1所示的PWM控制器16将与功率转换单元8的每个开关装置相对应的栅极脉冲GP输出到开关装置。
第二坐标变换单元17将从电流检测器9a和9b提供的定子电流Ivs和Iws变换为qds轴坐标系中的定子qds轴电流检测值Iqds_s_det。由第二坐标变换单元17执行的变换是“qds轴变换”。
例如，使用以下公式执行qds轴变换。基于定子电流Ivs和Iws来计算定子电流Ius。通过两相变换获得的定子电流Iqs_s和Ids_s与三相定子电流Ius、Ivs和Iws之间的关系由以下公式(2)表示。以下公式(2)中表示的变换不同于通常使用的克拉克变换。请注意，qds轴逆变换是公式(2)中表示的变换的逆变换。
[数学.2]
Ius+Ivs+Iws＝0
Figure BDA0003290758840000081
Figure BDA0003290758840000082
滑移频率估计单元18计算与电机2的滑移相关的滑移角频率估计值ωsl_est。滑移频率估计单元18例如，基于由电流/磁通量估计单元20计算的定子qds轴磁通量估计值λqds_s_est的幅度值和转子qds轴磁通量估计值λqdr_s_est的幅度值来计算扭矩估计值Te_est，并且使用扭矩估计值Te_est的幅度值和转子qds轴磁通量估计值λqdr_s_est的幅度值来计算滑移角频率估计值ωsl_est。或者，滑移频率估计单元18可以使用常用的滑移角频率估计/计算方法来计算滑移角频率估计值ωsl_est。滑移角频率可以被称为滑移角速度或滑移速度。
加法器单元19通过将由滑移频率估计单元18计算出的滑移角频率估计值ωsl_est与转子角速度估计值ωr_est相加来计算电机2的同步角速度ωe_est(以下简称为同步角速度ωe)。
电流/磁通量估计单元20是观测器，其基于几个输入变量来估计电机2的工作状态，并计算定子qds轴磁通量估计值λqds_s_est和转子qds轴磁通量估计值λqdr_s_est。例如，在上述输入变量中，定子qds轴电压命令值Vqds_s_com、由第二坐标变换单元17变换的定子qds轴电流检测值Iqds_s_det、转子角速度估计值ωr_est和转子角估计值θr_est包括在内。
除法器单元27通过将由速度/相位估计单元13计算出的转子角速度估计值ωr_est除以作为极点对数量的(P/2)来计算转子角速度估计值(机械速度)ωrm_est。大写字母P是极点的数量。
由运动控制器12计算出的扭矩命令值Tem1_com和由加法器单元19计算出的同步角速度ωe以及另外，图2中未示出的制动准备标志Fg1和制动开始标志Fg2被输入到适当的通量命令生成单元21中。适当的通量命令生成单元21基于扭矩命令值Tem1_com、同步角速度ωe、制动准备标志Fg1和制动开始标志Fg2来计算定子磁通量命令值λs_com，并将定子磁通量命令值λs_com输出到DB-DTFC计算单元14。在此，从适当的磁通量命令生成单元21输出的定子磁通量命令值λs_com是标量。稍后将描述其细节。
损耗估计单元22使用电机2的物理模型来计算电机2的损耗Ploss，并将损耗Ploss的值提供给扭矩命令限制单元23。
由运动控制器12计算出的扭矩命令值Tem1_com、损耗Ploss和转子角速度估计值(机械速度)ωrm_est以及另外的制动准备标志Fg1和制动开始标志Fg2被输入到扭矩命令限制单元23。例如，扭矩命令限制单元23基于制动准备标志Fg1和制动开始标志Fg2、损耗Ploss以及转子角速度估计值(机械速度)ωrm_est，将极限值Te_max切换为正常驱动时使用的值Te_maxn和制动时使用的值Te_maxb中的一个。扭矩命令限制单元23将扭矩命令值Tem_com输出到速度/相位估计单元13和DB-DTFC计算单元14。
关于DB-DTFC计算单元14和电流/磁通量估计单元20的更多细节，参见美国专利申请公开No.2020/0007858等。
例如，控制器件10从图中未示出的主机装置接收减速开始命令，设置制动准备标志Fg1，将定子磁通量命令值λs_com改变为损耗变为最大的值。当定子qds轴磁通量估计值λqds_s_est达到损耗变为最大的值时，控制器件10设置制动开始标志Fg2，从速度控制切换到扭矩控制，并施加制动。
接下来，将描述根据实施例的控制器件10的更详细示例。
图2是将根据第一实施例的控制器件10的一部分放大的配置图。将集中描述适当的通量命令生成单元21、损耗估计单元22和扭矩命令限制单元23。
例如，损耗估计单元22根据以下公式(3)来计算电机2的损耗Ploss。
[数学.3]
Figure BDA0003290758840000101
在公式(3)中，Ke、Kb和Kh是值被预先设置的系数。Rr、Lr、Rs、Ls和LM的值是根据电机2的特性定义的。有关该公式(3)的详细信息，参见以下文档。
Y.Wang,T.Ito,R.D.Lorenz,“Loss manipulation capabilities of deadbeatdirect torque and flux control induction machine drives”,IEEE EnergyConversion Congress and Exposition(ECCE),pp.4554-4566,Nov./Dec.2015。
扭矩命令限制单元23包括第一块23a、第二块23b和第三块23c。
第一块23a基于损耗Ploss和转子速度估计值ωrm_est使用稍后描述的公式(4)来计算上限扭矩命令值Te_maxb。公式(4)是用于计算与损耗Ploss和转子速度估计值ωrm_est相对应的上限扭矩命令值的计算公式。
[数学.4]
Figure BDA0003290758840000111
第二块23b根据来自主机装置的驱动命令来确定上限扭矩命令值Te_max。例如，驱动命令的值指示来自主机装置的驱动命令是使用“0”(正常)来驱动或停止的，并且指示驱动命令是使用“1”(制动)制动的。上述驱动命令可以与制动准备标志Fg1和制动开始标志Fg2中的一个相关联。第二块23b在驱动命令的值为“0”(正常)的情况下选择正常时上限扭矩命令值Te_maxn，并在驱动命令的值为“1”(制动)的情况下选择由第一块23a输出的上限扭矩命令值Te_maxb。第二块23b将所选择的结果作为上限扭矩命令值Te_max发送到第三块23c。
第三块23c使用从第二块23b发送的上限扭矩命令值Te_max来确定所允许的扭矩范围。所允许的扭矩范围是从下限限制器扭矩值(-Te_max)到上限限制器扭矩值(+Te_max)的范围。上限扭矩命令值Te_max被应用于上限限制器扭矩值。下限限制器扭矩值是通过将负系数“-1”应用于上限限制器扭矩值而获得的值。该负系数是预先设置的值，而也可以是“-1”以外的值。可以通过将上限限制器扭矩值乘以零而不是该负系数来将下限限制器扭矩值设置为零。
例如，当第一扭矩命令值Tem1_com在所允许的扭矩范围内时，第三块23c用第一扭矩命令值Tem1_com的值原样代替第二扭矩命令值Tem_com。在第一扭矩命令值Tem1_com大于上限限制器扭矩值(+Te_max)的情况下，第三块23c用上限限制器扭矩值(+Te_max)代替第二扭矩命令值Tem_com。在第一扭矩命令值Tem1_com小于下限限制器扭矩值(-Te_max)的情况下，第三块23c用下限限制器扭矩值(-Te_max)代替第二扭矩命令值Tem_com。
换言之，第三块23c实现了仅使在所允许的扭矩范围内的扭矩命令值能够通过的滤波器的功能。据此，第三块23c可以产生第二扭矩命令值Tem_com。第二扭矩命令值Tem_com是通过将第一扭矩命令值Tem1_com1修改以使得其被限制在预先设置的所允许的扭矩范围内而获得的值。
适当的通量命令生成单元21包括第一块21a、第二块21b、第三块21c、第四块21d和第五块21e。适当的通量命令生成单元21生成与同步角速度ωe或第一扭矩命令值Tem1_com相对应的定子磁通量命令值λs_com。
第一块21a根据以下公式(5)来计算定子磁通量命令值λs_opt0。第一模块21a计算通过将定子电压Vs的极限值Vsmax(以下称为电压的极限值Vsmax)除以同步角速度ωe而获得的值的绝对值，并输出计算结果作为定子磁通量命令值λs_opt0。
[数学.5]
Figure BDA0003290758840000121
第二块21b根据以下公式(6)来计算定子磁通量命令值λs_opt1。
[数学.6]
Figure BDA0003290758840000122
第三块21c根据以下公式(7)基于同步角速度ωe和同步角速度阈值ωe_c来确定用于确定定子磁通量命令值λs_opt的选择信号的逻辑值。例如，在来自主机装置的驱动命令为驱动或停止(正常)的情况下，选择信号的逻辑值变为“1”，并且在驱动命令为制动的情况下，根据使用同步角速度ωe和同步角速度阈值ωe_c的计算结果来选择“0”或“1”。例如，第三块21c在同步角速度ωe高于同步角速度阈值ωe_c的情况下选择“1”，并且在同步角速度ωe小于或等于同步角速度阈值ωe_c的情况下选择“0”。
[数学.7]
Normal:——→1
braking:
Figure BDA0003290758840000123
上述公式(7)中的同步角速度阈值ωe_c可以使用电压的极限值Vsmax、电流的极限值Ismax和电感Le来被定义为如下面的公式(8)所示。
[数学.8]
[Math.8]
Figure BDA0003290758840000131
公式(8)中表示的Irate是DC链路的额定电流值。
第四块21d在选择信号的逻辑值为“0”的情况下，选择从第一块21a输出的定子磁通量命令值λs_opt0；并且在选择信号的逻辑值为“1”的情况下，选择从第二块23b输出的定子磁通量命令值λs_opt1。第二块23b输出选择结果作为定子磁通量命令值λs_opt。
第五块21e是低通滤波器，其使低于预定频率的频带的分量通过，并通过限制由第四块21d输出的定子磁通量命令值λs_opt的信号的频带，输出阶跃变化被抑制的定子磁通量命令值λs_com。
接下来，将描述根据实施例的制动控制。
在不存在能够将电功率再生到系统中的有源前端(例如，能够再生电功率的转换器)的情况下，注入到DC链路部分的电功率不能再生到系统中。另外，在不存在消耗DC链路部分的过多电功率的制动电阻的情况下，难以降低DC链路的电压。
在上述情况下，DC链路部分的输入功率量(Pin)可以定义为以下公式(9)所示。电机2的制动扭矩将使用Te_braking来表示。输入功率量(Pin)具有通过将损耗Ploss添加到制动扭矩Te_braking与转子速度ωrm的乘积而获得的值。制动期间的输入功率(Pin)量大于零。
[数学.9]
Pin＝Te_braking×ωrm+Ploss≥0 (9)
结果，通过使用以下公式(10)，获得最大制动扭矩。最大制动扭矩是制动扭矩Te_braking的绝对值的最大值。制动扭矩Te_braking的绝对值的最大值是通过将损耗Ploss除以转子速度估计值ωrm_est而获得的结果。
[数学.10]
Figure BDA0003290758840000132
在很多情况下，功率转换单元8的损耗小于电机2的损耗Ploss。在该公式(10)中，为了近似，省略了功率转换单元8的损耗。
如上述公式(10)所示，可以基于电机2的损耗Ploss和转子速度ωrm来定义与电机2的制动扭矩相关的极限值。极限值动态变化。为了更快速地对电机2进行制动，可以使用电机2和功率转换单元8的电压极限值和电流极限值来控制定子磁通量λs_com以使得增加电机2的损耗Ploss。
除了根据电机2的损耗Ploss来动态设置制动扭矩Te_braking的极限值之外，还存在根据上述电压的极限值和电流的极限值来限制制动扭矩Te_braking的情况。
已经研究了使用一般的感应电机的损耗设置的制动扭矩Te_braking的极限值的粗略值以及电压的极限值和电流的极限值。在一般的感应电机的情况下，电机的损耗小于额定电功率损耗的15％。
因此，使用公式(10)限制的制动扭矩Te_braking的极限值(最大值)小于0.2[pu](其为额定速度时的扭矩)，并且小于0.4[pu](其为额定速度值的一半速度时的扭矩)。另一方面，根据上述电压的极限值和电流的极限值来限制的制动扭矩Te_braking的极限值(最大值)至少为1[pu]。根据这样的结果，使用公式(10)确定小于基于上述电压的极限值和电流的极限值的制动扭矩Te_braking的极限值的扭矩极限值。
(物理模型)
接下来，将描述用于使用DB-DTFC的更快制动的电机2的物理模型(分析模型)。例如，电机2的物理模型将使用上述公式(3)来定义。使用上述公式(3)计算在制动控制的初始状态下的电机损耗(损耗Ploss)的估计值。
根据公式(10)限制从运动控制器12输出的第一扭矩命令值Tem1_com。使用上述电压的极限值和电流的极限值，与转子速度估计值ωrm_est和扭矩命令值相关联地选择定子磁通量命令值λs_com。例如，上述电压的极限值Vsmax用公式(11)表示。
[数学.11]
Figure BDA0003290758840000141
上述电流的极限值Ismax用公式(12)表示。
[数学.12]
Figure BDA0003290758840000151
将参考图3至图5描述磁通量的qds轴坐标系中的电压的极限值Vsmax与电流的极限值Ismax之间的关系。图3是示出磁通量的qds轴坐标系中的电压的极限值Vsmax的图。如图3中的实线所示，电压的极限值Vsmax成为以磁通量的qds轴坐标系中的坐标轴的原点为基准的圆。该圆的半径与同步角速度ωe相关。根据上述公式(11)中表示的关系，当电压的极限值Vsmax的大小不可改变时，随着同步角速度ωe变得更高，圆的半径减小。在该图3中，例如，将同步角速度ωe在四个级别中改变的情况作为示例进行描述。同步角速度ωe按照ωe1、ωe2、ωe3、以及ωe4的顺序升高。
图4是示出磁通量的qds轴坐标系中的电流的极限值Ismax的图。如图4中的虚线所示，电流的极限值Ismax成为以磁通量的qds轴坐标系中的坐标轴的原点为基准的椭圆。根据上述公式(12)中表示的关系，椭圆与同步角速度ωe的大小无关。该椭圆的圆周将被称为当前椭圆，并且当前椭圆内部的区域将被称为当前椭圆区域。
图5示出了电压的极限值Vsmax与电流的极限值Ismax之间的关系。图5是示出磁通量的qds轴坐标系中的电压的极限值Vsmax与电流的极限值Ismax之间的关系的图。在图5所示的磁通量的qds轴坐标系中，上述图3所示的圆(实线)和上述图4所示的椭圆(虚线)使用坐标轴的原点作为基准被设置为彼此重叠。由圆和椭圆包围的区域表示可用于控制的区域。这里表示的电压的极限值Vsmax是同步角速度ωe为1.2[pu]时的值。在磁通量的qds轴坐标系的第一象限中，定义了根据图中未示出的弱磁通量区域的限制区域。在弱磁通量区域，为避免铁饱和，应注意将电压圆的纵轴的值限制为1[pu]。但是，这与制动期间的操作无关。
为了更简单地描述执行方法，将电机2的整个速度范围划分为两个区域，例如包括根据速度量级的速度区域I和速度区域II，并且将分别描述每个区域。例如，可以使用上述同步角速度阈值ωe_c来划分速度区域I和速度区域II。
速度区域I与同步角速度ωe相对于同步角速度阈值ωe相对较低的情况相对应。图6是说明以较低速度旋转的电机2的制动控制的图。如图6所示，在相对低速状态的情况下，电流椭圆区域位于电压圆内。为了获得最大损耗Ploss(以下称为最大损耗)，尽可能增大定子磁通量λqds_s的值和定子电流Iqds_s的值。即使当定子磁通量λqds_s的值和定子电流Iqds_s的值尽可能增加时，它们也受到电流椭圆的限制。结果，例如，当扭矩曲线和当前椭圆之间的交点由点A表示时，交点(点A)成为满足最大损耗和最大扭矩的操作点。与该操作点相关的定子磁通量命令λs_com的量级根据以下公式(13)计算。
[数学.13]
Figure BDA0003290758840000161
当处于相对低速状态时，公式(13)中表示的定子磁通量命令λs_com的量级成为以扭矩命令值Tem1_com为变量的函数，不依赖于同步角速度ωe的量级，并且与同步角速度ωe具有独立的关系。即使当定子电流Iqds_s达到其极限值Ismax时，电压Vs_com也会变成小于其根据电压圆设置的最大值的值。
另一方面，速度区域II与同步角速度ωe相对于同步角速度阈值ωe_c是相对较高的速度的情况相对应。图7是说明以较高速度旋转的电机2的制动控制的图。如图7所示，在相对高速的状态下，电流椭圆区域的一部分从电压圆出来，并且不位于电压圆内部。根据与上述损耗Ploss相关的公式(3)，表示在下限值和上限值(其是定子磁通量λqds_s的极限值)之一处达到最大损耗。在速度区域II(高速区域)中，铁损耗有助于获得较高的定子磁通量λqds_s。
因此，当扭矩曲线与电压圆之间的交点例如用B点或C点表示时，该交点被选择为满足最大损耗和最大制动扭矩的操作点。定子磁通量命令λs_com的量级由以下公式(14)计算。
[数学.14]
Figure BDA0003290758840000162
当处于相对高速状态时，公式(14)表示的定子磁通量命令λs_com成为速度的函数。即使当电压Vs达到其极限值Vsmax时，电流Is具有小于其最大值的值。
接下来，将参考图8描述将损耗最大化技术应用于实际感应电机的测试的结果，图8是示出当应用根据实施例的损耗最大化技术时的测试结果的图。在该测试中，通过将开发的损耗最大化技术应用于3.7kW(千瓦)的电机2，评估电机2的制动特性。作为比较例，以使用额定磁通量来执行控制的情况为例进行描述。在下文中，将比较和描述这两种情况的制动特性。
图8所示的每个时序图的横轴表示以秒为单位的时间流逝。将从图8中的顶部开始依次描述图8中所示的每个时序图。在图8的(a)中表示了定子磁通量命令λs_com的量级。在图8的(b)中表示了转子速度ωr的量级。在图8的(c)中表示了扭矩Tem的量级。在图8的(d)中表示了DC电压Vdc的电压。在图8的(e)中表示了电流反馈值Is_FBK的量级。例如，基于电流检测值Is_det计算电流反馈值Is_FBK。在图8的(f)中表示了损耗Ploss的量级。在每个时序图中，彼此比较并示出了：根据本实施例应用使定子磁通量命令λs_com最大化以使得损耗Ploss的控制方法的情况的结果(黑线)以及应用将定子磁通量λs设置为额定值的控制方法的情况的结果作为比较例(灰线)。该比较测试的结果是例如电机2的转子速度ωr从0.9[pu]减速到0.2[pu]的情况的示例。
在初始状态中，电机2的转子速度ωr在制动区域I的范围内。定子磁通量λs_com具有初始状态为1[pu]的值，而扭矩Tem的值为0[pu]。
在时刻t1(例如0.7秒)的时间点，转子角速度命令ωr_com的值减小，而电机2开始制动。此后，直到时刻t2，定子磁通量λs_com从初始状态的值开始单调增加。
在时刻t2至时刻t3期间，制动继续，并且转子速度ωr逐渐减小，直至达到制动区域II的范围。此时，调整定子磁通量命令λs_com的大小，使得电流不超过其上限值Ismax并被控制在其上限值。
在该制动时间段期间，损耗Ploss以及制动扭矩Te_braking变为最大。图8中所示的比较结果，可以清楚地看出，根据实施例的制动时间比比较例的制动时间缩短了约60％。
为了排除定子磁通量λs的急剧变化和由此产生的大电流变化，应当注意的是，第五块21e作为具有转子时间常数τ的带宽的滤波器被添加到定子磁通量命令λs_com。用于测试的电机2的惯性相对较低，并且据此，制动时间变得相对较短。当定子磁通量命令λs_com增加到制动区域I的要求值时，速度变为在制动区域II中。
应注意以下几点。如图8的(d)所示，制动期间的DC电压Vdc可能略微增加。这种现象可能发生在用于分析损耗Ploss的变量值的近似精度相对较低的情况下。为此，可以通过将电机2的制动力设置为略高于电机2的损耗来将电机2的输入功率设置为略为负。
根据上述的该实施例，控制器件10包括用于电机2的定子磁通量估计值的多个计算标准。在电机2将被制动的情况下，通过至少基于电机2的定子角速度ωr针对定子磁通量估计值从多个计算标准中选择进一步增加电机2的损耗的计算标准，控制器件10可以更稳定地对电机2进行制动。
(第二实施例)
将描述根据第二实施例的电机驱动系统1A。
在上述实施例中，已经描述了使用DB-DTFC系统来生成电压命令值Vs_com的情况。取而代之，在第二和第三实施例中，将描述使用场定向控制系统的情况。在下文中，磁场方向控制系统将被称为FOC系统。FOC系统是这样的系统：其通过对产生扭矩(旋转力)的电流分量和产生磁通量的电流分量彼此分解来独立地将每个电流分量控制为DC量。
图9是根据实施例的电机驱动系统1A的框图。图9所示的电机驱动系统1A包括基于FOC系统的控制器件10A，而不是上述电机驱动系统1的控制器件10。
作为FOC系统，存在间接磁场定向控制(IFOC)系统和直接磁场定向控制(DFOC)系统。IFOC系统使用间接向量控制(也被称为滑移频率型向量控制)来控制感应电机的滑移，而无需估计或检测磁通量。DFOC系统基于磁通量的估计或检测的结果使用直接向量控制来控制电机2的滑移。在该实施例中，将描述后者DFOC系统的示例，并且将在第三实施例中描述前者IFOC系统的示例。
在图9所示的控制器件10A中，设置FOC计算单元40来代替DB-DTFC计算单元14，设置第五坐标变换单元15A来代替第一坐标变换单元15，省略了滑移频率估计单元18，并且设置电流/磁通量估计单元20A来代替电流/磁通量估计单元20。控制器件10A是应用后者DFOC系统的示例。
控制器件10A包括第三坐标变换单元17A和第四坐标变换单元17B。v相定子电流Ivs和w相定子电流Iws被提供给第三坐标变换单元17A。三相定子电压命令值Vus_com、Vvs_com和Vws_com(其是第五坐标变换单元15A的输出)被提供给第四坐标变换单元17B。
扭矩命令值Tem_com从扭矩命令限制单元23提供给FOC计算单元40。额定定子磁通量的定子磁通量命令值λs_com作为磁通量命令从适当的磁通量命令生成单元21提供给FOC计算单元40。
电流/磁通量估计单元20A包括磁通量观测器(图中未示出)，其包括与电流/磁通量估计单元20的物理模型类似的物理模型。电流/磁通量估计单元20A使用由磁通量观测器计算出的定子qds轴磁通量估计值λqds_s_est等来计算与电机2的滑移相关的滑移角频率估计值ωsl_est和参考信号θe_com，并输出计算出的参考信号和滑移角频率估计值。
第三坐标变换单元17A基于从电流/磁通量估计单元20A提供的参考信号θe_com，将输入信号变换为彼此正交的旋转坐标系的γ分量和δ分量的信号。通过适当地选择参考信号θe_com的相位，第三坐标变换单元17A可以将参考信号θe_com设置为参考相位，将与参考相位具有相同相位的分量设置为γ分量，并将与参考相位正交的分量设置为δ分量。第三坐标变换单元17A将坐标已经被变换的γ轴定子电流iγ和δ轴定子电流iδ提供给FOC计算单元40。
与上述相反，第五坐标变换单元15A使用从电流/磁通量估计单元20A提供的参考信号θe_com将从FOC计算单元40输出的γ分量的电压命令值Vγ_com和δ分量的电压命令值Vδ_com变换为定子坐标系的三相定子电压命令值Vus_com、Vvs_com和Vws_com。由第五坐标变换单元15A执行的计算结果被提供给PWM控制器16和第四坐标变换单元17B。
第四坐标变换单元17B将三相定子电压命令值Vus_com、Vvs_com、Vws_com变换为qds轴的两轴分量的电压命令值Vqds_s_com。由第四坐标变换单元17B变换的值被提供给电流/磁通量估计单元20。
FOC计算单元40基于其中提供的信号来生成γ分量的定子电流命令值iγ_com和δ分量的定子电流命令值Iδ_com。FOC计算单元40生成定子电压命令值Vγ_com和定子电压命令值Vδ_com，使得γ轴定子电流iγ和δ轴定子电流iδ遵循命令值。γ分量的电压命令值Vγ_com和δ分量的电压命令值Vδ_com从FOC计算单元40提供给第五坐标变换单元15A，并进一步通过PWM控制器16(如栅极脉冲GP)提供给功率转换装置3。
以下，将描述FOC计算单元40的示例。例如，FOC计算单元40包括计算块41至44和电流调节器45。
计算块41计算并输出满足以下公式(15)的解或基于公式(15)的同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com。
[数学.15]
Figure BDA0003290758840000201
上面表示的公式(15)可以示意性地表示为图10。图10是示出根据实施例的计算过程的图。
同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com的标量值由以同步qds轴坐标系的坐标轴的原点为中心的圆表示。圆的半径是同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com的量级。
气隙扭矩命令值Tem_com在同步qds坐标系中变成双曲线。同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com的圆与气隙扭矩命令值Tem_com的双曲线之间的交点(例如a1点、a2点或b点)成为可以满足气隙扭矩命令值Tem_com的同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com，并且这成为上述公式(15)的解。
取决于条件，存在同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com的圆与气隙扭矩命令值Tem_com的双曲线没有交点的情况。在这种情况下，虽然不能获得能够满足气隙扭矩命令值Tem_com的同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com，但是可以选择由点c表示的条件作为最优解。在这种情况下，点c变为在此处从同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com的圆到气隙扭矩命令值Tem_com的双曲线的距离对于同步qds轴磁通量命令值λqds_e_com的圆的圆周上的点来说为最短的点。
计算块42将同步ds轴磁通量命令值λds_e_com(其为由计算块41计算出的同步qds轴坐标的同步ds轴分量)除以“Ls”，并输出同步ds轴电流命令值ids_e_com。
计算块43将同步qs轴磁通量命令值λqs_e_com(其为由计算块41计算出的同步qds轴坐标的同步qs轴分量)除以“σLs”，并输出同步qs轴电流命令值iqs1_e_com。计算块44是限制器，其限制同步qs轴电流命令值iqs1_e_com以使其落入预定幅度范围内。计算块44在同步qs轴电流命令值iqs1_e_com进入预定幅度范围的情况下，传输性地输出具有与同步qs轴电流命令值iqs1_e_com的值相同的值的同步qs轴电流命令值iqs_e_com；并在同步qs轴电流命令值iqs1_e_com超过预定幅度范围的情况下，输出具有预先设置的极限值的同步qs轴电流命令值iqs_e_com。
电流调节器45基于参考信号θe_com生成同步ds轴电流命令值ids_e_com和同步qs轴电流命令值iqs_e_com。例如，电流调节器45基于一组同步ds轴电流命令值ids_e_com和同步qs轴电流命令值iqs_e_com以及一组γ轴定子电流iγ和δ轴定子电流iδ来调整γ分量的电压命令值Vγ_com和δ分量的电压命令值Vδ_com，以使得γ轴定子电流iγ和δ轴定子电流iδ分别变成与同步ds轴电流命令值ids_e_com和同步qs轴电流命令值iqs_e_com相同，并输出经调整的电压命令值。如上所述，γ分量的电压命令值Vγ_com和δ分量的电压命令值Vδ_com成为FOC计算单元40的输出。
根据本实施例的控制器件10A根据DFOC系统使用FOC计算单元40和电流/磁通量估计单元20A来控制电机2。可以将FOC的公知配置代替上述配置应用于FOC计算单元40。
(第三实施例)
将描述根据第三实施例的电机驱动系统1B。
图11是根据实施例的电机驱动系统1B的框图。图11所示的电机驱动系统1B包括基于IFOC系统的控制器件10B，而不是基于DFOC系统的电机驱动系统1A的控制器件10A。
在控制器件10B中，虽然省略了控制器件10A的第二坐标变换单元17和第四坐标变换单元17B以及电流/磁通量估计单元20，但是设置了同步处理单元50。
例如，同步处理单元50包括计算块51至58。
计算块51将从计算块44输出的同步qs轴电流命令值iqs_e_com的幅度值除以转子时间常数估计值τr_est，并输出计算结果N。计算块52将从计算块43输出的同步qs轴电流命令值iqs1_e_com的幅度值乘以“Lm”，并输出其乘积。计算块53将从计算块52输出的乘积除以“(1+Pτr)”，并将其结果作为同步qdr轴坐标的同步qr轴分量的同步dr轴磁通量命令值λdr_e_com输出。计算块54将从计算块53输出的同步dr轴磁通量命令值λdr_e_com除以“Lm”的估计值，并输出计算结果D。计算块55将计算块54的计算结果D除以计算块51的计算结果N，并将计算结果作为滑移角相位命令值θslip_com输出。计算块56将从计算块55输出的滑移角相位命令值θslip_com除以极点数量P，并将计算结果作为滑移相位θslip_com输出。计算块57是加法器，并且将从计算块56输出的滑移相位θslip_com与由传感器2A输出的相位θr相加，并将计算结果作为参考信号θe_est输出。计算块57将参考信号θe_est(其是计算结果)提供给FOC计算单元40、第三坐标变换单元17A和第五坐标变换单元15A。计算块58对从计算块56输出的滑移角相位命令值θslip_com进行微分，并将计算结果作为滑移角频率估计值ωsl_est输出。
根据该实施例的控制器件10B使用FOC计算单元40和同步处理单元50基于IFOC系统来控制电机2。
(根据实施例的控制器件)
将描述根据实施例的控制器件10。图12是根据实施例的控制器件10的框图。控制器件10包括处理电路100。图12所示的处理电路100包括CPU 101、存储单元102和驱动单元103。CPU 101、存储单元102和驱动单元103通过总线连接。处理电路100是控制器件10的示例。CPU 101包括根据软件程序执行期望过程的处理器。存储单元102包括半导体存储器。驱动单元103根据CPU 101的控制来生成功率转换装置3的控制信号。在该实施例中，由CPU101和驱动单元103执行的过程将一起简单地描述为控制器件10的过程。例如，控制器件10基于由电流检测器9a、9b等获得的检测结果来控制功率转换装置3。
控制器件10A和控制器件10B与控制器件10类似。
根据上述实施例中的至少一个，电机驱动系统1包括功率转换装置3和控制器件10。功率转换装置3使电流流过电机2的绕组。控制器件10通过经由向量控制来控制功率转换装置3以驱动电机2。控制器件10包括针对电机2的定子磁通量估计值的多个计算标准，并在对电机2进行制动的情况下，至少基于电机2的转速，从多个计算标准中选择用于进一步增加电机2的损耗的针对定子磁通量估计值的计算标准。据此，电机驱动系统1可以更稳定地对电机2进行制动2。
尽管描述了某些实施例，但这些实施例仅通过示例的方式呈现，而不是旨在限制本发明的范围。的确，本文中所描述的新颖实施例可以体现在各种其它形式中，此外，可以在不脱离本发明的精神的前提下对本文中描述的实施例的形式做出各种省略、替代和改变。所附权利要求及其等同物旨在涵盖会落入本发明的范围和精神之内的这些形式或修改。
参考符号列表
1、1A、1B 电机驱动系统
2 电机
3 功率转换装置
9a、9b 电流检测器
10、10A、10B 控制装置
12 运动控制器
13 速度/相位估计单元
14 DB-DTFC计算单元
15 第一坐标变换单元
15A 第五坐标变换单元
16 PWM控制器
17 第二坐标变换单元
17A 第三坐标变换单元
15B 第四坐标变换单元
18 滑移角频率估计单元
19 加法器单元
20、20A 电流/磁通量估算单元
40 FOC计算单元

Claims (8)

1.一种电机驱动系统，其包括：
逆变器，其使电流流过感应电机的绕组；以及
控制器件，其通过经由向量控制来控制所述逆变器以驱动所述感应电机，
其中，所述控制器件包括针对所述感应电机的定子磁通量估计值的多个计算标准，并且包括适当的磁通量命令生成单元，所述适当的磁通量命令生成单元在对所述感应电机进行制动的情况下，基于至少所述感应电机的转速，从所述多个计算标准中选择进一步增加所述感应电机的损耗的针对所述定子磁通量估计值的计算标准。
2.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中，所述适当的磁通量命令生成单元基于逻辑值来选择针对所述定子磁通量估计值的所述计算标准，所述逻辑值是基于以下各项来限定的：由所述逆变器输出的电压、从所述逆变器流向所述感应电机的绕组的电流以及所述感应电机的转速。
3.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中，所述适当的磁通量命令生成单元通过如下操作来选择针对所述定子磁通量估计值的所述计算标准：使用表示在定子磁通量坐标平面上流过所述感应电机的绕组的所述电流中的最大电流的椭圆是否包含与所述感应电机的绕组相关的电压的最大电压的圆内作为标准。
4.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中，所述适当的磁通量命令生成单元基于操作点来确定定子磁通量命令值的量级，所述操作点是在所述感应电机的转速相对较低的情况下，基于流过所述感应电机的绕组的电流中的最大电流和定子磁通量坐标平面上的扭矩命令值确定的。
5.根据权利要求4所述的电机驱动系统，其中，所述适当的磁通量命令生成单元在所述感应电机的转速相对较低的情况下，将与基于流过所述感应电机的绕组的电流中的最大电流以及所述定子磁通量坐标平面上的扭矩命令值确定的操作点相关的定子磁通量命令值的量级设置为小于与基于施加到所述感应电机的绕组的最大电压确定的操作点相关的定子磁通量命令值的量级。
6.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中，所述适当的磁通量命令生成单元在所述感应电机的转速相对较高的情况下，将基于与所述感应电机的绕组相关的电压中的最大电压以及所述定子磁通量坐标平面上的扭矩命令值确定的操作点设定为设置在限定流过所述感应电机的绕组的电流中的最大电流的椭圆内部。
7.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中，所述控制器件包括扭矩命令限制单元，所述扭矩命令限制单元将所述感应电机的气隙扭矩的命令值限制为基于所述感应电机的损耗和所述感应电机的转速确定的值。
8.一种电机驱动系统的控制方法，其包括：
逆变器，其使电流流过感应电机的绕组；以及
控制器件，其通过向量控制来控制所述逆变器以驱动所述感应电机，
其中，所述控制器件包括针对所述感应电机的定子磁通量估计值的多个计算标准，
所述控制方法包括：在对所述感应电机进行制动的情况下，基于至少所述感应电机的转速，从所述多个计算标准中选择进一步增加所述感应电机的损耗的针对所述定子磁通量估计值的计算标准。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3103228B1 (fr) * 2019-11-15 2021-10-29 Valeo Equip Electr Moteur Module de contrôle et procédé de gestion de fin de mode moteur pour une machine electrique tournante
CN113285646B (zh) * 2021-06-17 2022-09-06 赵炫弟 一种不使用外接制动单元的驱动器制动控制方法
US11916496B2 (en) * 2021-06-30 2024-02-27 Texas Instruments Incorporated Motor controller and a method for controlling a motor
CN117439448A (zh) * 2022-07-15 2024-01-23 南京泉峰科技有限公司 电动工具

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN86101236A (zh) * 1985-01-31 1986-09-24 西屋电气公司 感应电动机的控制装置及其方法
CN1099200A (zh) * 1993-04-28 1995-02-22 株式会社日立制作所 控制感应电动机的方法
JP2007325427A (ja) * 2006-06-01 2007-12-13 Fuji Electric Systems Co Ltd 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置
US20100201294A1 (en) * 2007-09-18 2010-08-12 Kabushiki Kaisha Toshiba Variable magnetic flux drive system
JP2015119542A (ja) * 2013-12-18 2015-06-25 東芝三菱電機産業システム株式会社 インバータ制御装置
US20150200613A1 (en) * 2014-01-10 2015-07-16 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Electric vehicle and control method of electric vehicle
CN105340172A (zh) * 2013-06-28 2016-02-17 日产自动车株式会社 可变磁化机控制器

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6121740A (en) * 1994-06-27 2000-09-19 Ford Global Technologies, Inc. Control of regeneration energy from an electric motor
US9281772B2 (en) * 2014-06-26 2016-03-08 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Controller for power converter
JP6335852B2 (ja) * 2015-08-05 2018-05-30 本田技研工業株式会社 ハイブリッド車両の制御装置
US10171019B1 (en) * 2017-06-29 2019-01-01 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Controller for power converter

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN86101236A (zh) * 1985-01-31 1986-09-24 西屋电气公司 感应电动机的控制装置及其方法
CN1099200A (zh) * 1993-04-28 1995-02-22 株式会社日立制作所 控制感应电动机的方法
JP2007325427A (ja) * 2006-06-01 2007-12-13 Fuji Electric Systems Co Ltd 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置
US20100201294A1 (en) * 2007-09-18 2010-08-12 Kabushiki Kaisha Toshiba Variable magnetic flux drive system
CN105340172A (zh) * 2013-06-28 2016-02-17 日产自动车株式会社 可变磁化机控制器
JP2015119542A (ja) * 2013-12-18 2015-06-25 東芝三菱電機産業システム株式会社 インバータ制御装置
US20150200613A1 (en) * 2014-01-10 2015-07-16 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Electric vehicle and control method of electric vehicle

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
YIN CHEN等: "Dead-beat direct torque and flux control based on sliding-mode stator flux observer for PMSM in electric vehicles", IECON 2015 - 41ST ANNUAL CONFERENCE OF THE IEEE INDUSTRIAL ELECTRONICS SOCIETY, pages 2271 - 2272 *
刘倩倩 等: "感应电动机直接转矩智能控制", 中国科技信息, pages 91 - 93 *
吕广强 等: "新型软起动最小转矩脉动的控制策略研究", 中国电机工程学报, pages 140 - 145 *

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