CN113676105A - 一种基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明空开了一种基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法，在三级式同步电机起动过程中，主励磁机定子励磁绕组注入单相交流电励磁，转子侧电枢绕组感应交流电经旋转整流器后，在主发电机转子侧励磁绕组产生单相交流电两倍频的偶次谐波信号，可在主发电机定子侧感应出包含转子位置信息的高频响应信号；为了提取该交流励磁两倍频的高频响应信号，本发明首先检测主励磁机交流励磁电流，经平方计算后通过带通滤波器，获得与该高频响应信号同频的高频信号，解析计算获得该信号与主发电机高频响应信号间的相位差，再对其进行延时处理可获得同步解耦高频信号，应用于三级式同步电机转子位置估计，具备高精度、低复杂度、易于实现的特点。

Description

一种基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，主要涉及一种基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法。

背景技术

多电飞机/全电飞机中利用电能逐步统一液压能、气压能和机械能等传统飞机上的二次能源，满足了对飞机可靠性、维护性和绿色发展日益增长的需求。起动/发电一体化作为航空电源系统的关键技术之一，利用电机的可逆性原理实现起动和发电双功能，因此无需为发动机加入额外的起动器，提高了系统的可靠性的同时也降低了系统的体积和重量。

三级式同步电机能够实现无刷化和起动/发电双功能，技术成熟且已被广泛应用于航空领域中，B787和我国的新型歼击机都使用了三级式同步电机作为起动/发电机。在作起动机使用时，三级式同步电机的起动控制需要电机的转子位置角信息。在恶劣的航空环境下，采用位置传感器获取位置信息面临失效从而导致电机起动失败的风险，因此需要无位置传感器技术进行起动过程中的位置估计，实现电机的起动控制。

在电机起动的初始阶段，多采用注入高频信号再提取包含位置信息的高频响应信号的方式实现位置估计。为了保证一定的信噪比，额外注入的高频信号的方式会引起电机的转矩脉动从而影响电机的起动性能。因此可以将三级式同步电机旋转整流器产生的二次谐波视为向主发电机注入的高频信号，这样就不存在额外注入高频信号所带来的问题。高频响应信号的解耦方式有同步解调和非同步解调两种方式，同步解调方式下的位置估计精度更高，起动效果更好。但同步解调需要同频同相的高频解耦信号，而高频响应信号存在相位信息不确定的问题，因此三级式同步电机无位置传感器起动控制过程中高频解耦信号的生成方式具有很大的研究意义。

发明内容

发明目的：本发明针对上述背景技术中存在的问题，提供了一种三级式同步电机无位置传感器起动控制过程中高频解耦信号的生成方法，对主励磁机的励磁电流信息进行处理，生成与高频响应信号同频同相的解耦信号，进而实现对电机转子的位置估计。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法，包括以下步骤：

步骤S1、检测主励磁机定子励磁电流I_ef；获取定子励磁电流在主发电机定子侧电枢绕组感应出包含转子位置信息的高频响应信号u_αh和u_βh；

步骤S2、将主励磁机定子励磁电流i_ef进行平方处理，采用带通滤波器提取与两倍频高频响应信号同频信号i_fh；

步骤S3、对步骤S2中获取的与两倍频高频响应信号同频信号i_fh与高频响应信号进行解析计算，获取相位差

首先将i_fh延时π/2弧度，获得一组高频正余弦信号i_fh1和i_fh2；将i_fh1和i_fh2和步骤S1中获取的u_αh和u_βh两两相乘后，经过低通滤波器滤波后得到四个包含

正余弦值的信号；其中，

为高频响应电压与高频余弦信号间的相位差，即

对所述正余弦信号进行极性还原后，计算得到相位差

步骤S4、根据步骤S3获得的相位差

对步骤S2中所述高频余弦信号i_fh1进行延时处理，得到同步解耦信号f_h：

进一步地，所述步骤S1中主励磁机励磁的单相交流电幅值和频率恒定，产生的励磁电流为：

其中I_ef为励磁电流的有效值，ω_ex为励磁频率，i_ef为励磁电流；所述励磁电流在主发电机定子侧电枢绕组感应出包含转子位置信息的高频响应信号，在两相静止坐标系上表示如下：

其中u_h为高频响应信号的幅值，

为高频响应信号的相位，θ为转子位置角。

进一步地，步骤S2中将主励磁机定子励磁电流i_ef进行平方处理如下：

经带通滤波器提取后即可获得与两倍频高频响应信号同频信号：

其中，K_h为带通滤波器的幅值增益，

为带通滤波器的相位延迟。

进一步地，所述步骤S3中解析得到相位差

的具体步骤包括：

将步骤S2中获取的两倍频高频信号延时π/2弧度后，得到一组高频正余弦信号如下：

其中i_fh1为高频余弦信号，i_fh2为高频正弦信号；

将步骤S1中的高频响应信号与上述高频正余弦信号分别相乘得到：

其中，θ₀为主发电机静止时的转子电角度；

经过低通滤波器滤波后得到四个包含

正余弦值的信号：

其中，

为高频响应电压与高频余弦信号间的相位差，即

对上述正余弦信号进行极性还原后，计算得到相位差

进一步地，所述步骤S3中对正余弦信号进行极性还原具体包括：

通过励磁建立时αβ轴感应电流来判断初始位置角极性如下：

将得到的初始位置角极性与步骤S3中正余弦信号相乘，即可将

正余弦值还原，得到α、β轴下的直流分量：

对所述α、β轴提取出的直流分量的大小进行比较，选择直流分量较大的轴系，具体如下：

根据反正切函数计算得到相位差

有益效果：

(1)本发明方法可以生成准确的同频同相的高频解耦信号，能够应用于三级式同步电机的无位置传感器控制过程中实现位置角估计。

(2)本发明方法将实际系统中造成相移的因素考虑在内，通过计算相位并对信号进行延时的方式获得高频解耦信号，因此具有高精度的特点，同时本发明方法复杂程度低，易于实现。

附图说明

图1是本发明提供的同步解耦信号生成方法适用的三级式同步电机结构示意图；

图2是基于本发明同步解耦信号生成方法的三级式同步电机无位置传感器起动控制框图；

图3是本发明提供的同步解耦信号生成方法的流程图；

图4是本发明提供的同步解耦信号生成方法在转速频率为10Hz状态下高频正余弦信号生成仿真波形图；

图5是本发明提供的同步解耦信号生成方法对应的α轴高频响应信号和高频解耦信号仿真波形图；

图6是基于本发明提供的同步解耦信号生成方法在三级式同步电机无位置传感器起动过程中估计位置、实际位置和位置角误差仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1-3所示的基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法。本发明适用的三级式无刷交流同步电机的结构示意图如图1所示，永磁副励磁机、主励磁机、旋转整流器和主发电机同轴相连。主励磁机在起动过程中定子侧采用单相交流励磁方式，转子侧感应出的三相交流电经旋转整流器整流后为主发电机定子绕组直流励磁，并且该直流电中含有可视为高频激励信号的偶次谐波，在主发电机定子侧可以提取出其高频响应信号。

三级式同步电机的主励磁机在单相交流励磁方式下，转子电枢绕组经旋转整流器后在主发电机转子励磁绕组中产生两倍频于交流励磁电压的高频响应信号，对应主发电机电枢绕组中感应出包含转子位置信息的高频响应信号，为提取该高频响应信号，检测主励磁机定子励磁电流，采用平方处理并通过带通滤波器后获得与高频响应信号同频的信号，通过解析计算的方式获得该信号与高频响应信号之间的相位差，采用延时处理方法获得高频响应信号提取的同步解耦信号，用于三级式同步电机的转子位置角估计。

如图2所示基于本发明方法的三级式同步电机无位置传感器起动控制框图，对主励磁机励磁电流进行解析处理的方式生成与高频响应信号同频同相的高频解耦信号。将高频响应信号与高频解耦信号的乘积经低通滤波器滤波后作为PI控制器的输入，对PI控制器的输出进行积分后即可得到位置角信息。下面具体提供具体生成方法：

步骤S1、检测主励磁机定子励磁电流；主励磁机励磁的单相交流电幅值和频率恒定，产生的励磁电流为：

其中I_ef为励磁电流的有效值，ω_ex为励磁频率，i_ef为励磁电流；所述励磁电流在主发电机定子侧电枢绕组感应出包含转子位置信息的高频响应信号，在两相静止坐标系上表示如下：

其中u_h为高频响应信号的幅值，

为高频响应信号的相位，θ为转子位置角。

步骤S2、将主励磁机定子励磁电流i_ef进行平方处理如下：

经带通滤波器提取后即可获得与两倍频高频响应信号同频的信号：

其中，K_h为带通滤波器的幅值增益，

为带通滤波器的相位延迟。

步骤S3、解析步骤S2中获取的与两倍频高频响应信号同频的信号与高频响应信号之间的相位差；具体地，

将步骤S2中获取的两倍频高频信号延时π/2弧度后，得到一组高频正余弦信号如下：

其中i_fh1为高频余弦信号，i_fh2为高频正弦信号；

将步骤S1中的高频响应信号与上述高频正余弦信号分别相乘得到：

其中，θ₀为主发电机静止时的转子电角度；

经过低通滤波器滤波后得到四个包含

正余弦值的信号：

其中，

为高频响应电压与高频余弦信号间的相位差，即

对上述正余弦信号进行极性还原后，计算得到相位差

具体地，

通过励磁建立时αβ轴感应电流来判断初始位置角极性如下：

将得到的初始位置角极性与步骤S3中正余弦信号相乘，即可将

正余弦值还原，得到α、β轴下的直流分量：

对所述α、β轴提取出的直流分量的大小进行比较，选择直流分量较大的轴系，具体如下：

根据反正切函数计算得到相位差

步骤S4、根据步骤S3获得的相位差

对步骤S2中所述高频余弦信号i_fh1进行延时处理，得到同步解耦信号f_h：

根据PI调节器输出的q轴电压信号进行位置信号估计。q轴电压信号中包含的两倍励磁频率分量u_{q_h}表示如下：

当系统稳定时，Δθ可以视为一个直流量，因此u_{q_h}是一个频率固定为两倍励磁频率的高频信号，无需分解成两个不同频率的高频信号，采用常用的IIR数字带通滤波器即可对其进行提取。带通滤波器的输出可以表示为：

其中，k_B和

为带通滤波器在2ω_ex处的幅值增益与相位延迟。

的值在电机起动过程中不会发生变化，因此u_{q_h}与高频解耦信号间的相位差始终为0。将提取出的q轴高频电压与高频解耦信号相乘，可以得到：

显然，乘积信号中的低频信号中就含有转子位置误差信息Δθ，采用低通滤波器对乘积信号进行滤波，可以得到：

u_ql＝k_Bk_lu_lsinΔθ＝ksinΔθ

将u_ql作为PI调节器的输入即可获得位置角信息。

图4是本发明通过MATLAB仿真得到的高频正余弦信号生成仿真波形图，从图中可以看出，励磁电流平方的频率为励磁电流频率的两倍，高频正余弦信号相位相差90°，频率与励磁电流平方的频率一致。

图5是本发明通过MATLAB仿真得到的转速频率为10Hz状态下α轴高频响应信号和高频解耦信号仿真波形图，其中上图为α轴高频响应信号，下图为高频解耦信号，可以看出两者频率和相位一致。

图6是基于三级式同步电机无位置传感器起动过程中估计位置、实际位置和位置角误差仿真结果图。可以看到在起动过程中位置角误差一直保持在较小范围内。可以证明本发明提供的同步解耦信号生成方法可以用于准确预测位置角。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1、检测主励磁机定子励磁电流I_ef；获取定子励磁电流在主发电机定子侧电枢绕组感应出包含转子位置信息的高频响应信号u_αh和u_βh；

步骤S2、将主励磁机定子励磁电流i_ef进行平方处理，采用带通滤波器提取与两倍频高频响应信号同频信号i_fh；

步骤S3、对步骤S2中获取的与两倍频高频响应信号同频信号i_fh与高频响应信号进行解析计算，获取相位差

首先将i_fh延时π/2弧度，获得一组高频正余弦信号i_fh1和i_fh2；将i_fh1和i_fh2和步骤S1中获取的u_αh和u_βh两两相乘后，经过低通滤波器滤波后得到四个包含

正余弦值的信号；其中，

为高频响应电压与高频余弦信号间的相位差，即

对所述正余弦信号进行极性还原后，计算得到相位差

步骤S4、根据步骤S3获得的相位差

对步骤S2中所述高频余弦信号i_fh1进行延时处理，得到同步解耦信号f_h：

2.根据权利要求1所述的基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法，其特征在于，所述步骤S1中主励磁机励磁的单相交流电幅值和频率恒定，产生的励磁电流为：

其中I_ef为励磁电流的有效值，ω_ex为励磁频率，i_ef为励磁电流；所述励磁电流在主发电机定子侧电枢绕组感应出包含转子位置信息的高频响应信号，在两相静止坐标系上表示如下：

其中u_h为高频响应信号的幅值，

为高频响应信号的相位，θ为转子位置角。

3.根据权利要求1所述的基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法，其特征在于，步骤S2中将主励磁机定子励磁电流i_ef进行平方处理如下：

经带通滤波器提取后即可获得与两倍频高频响应信号同频信号：

其中，K_h为带通滤波器的幅值增益，

为带通滤波器的相位延迟。

4.根据权利要求2所述的基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法，其特征在于，所述步骤S3中解析得到相位差

的具体步骤包括：

将步骤S2中获取的两倍频高频信号延时π/2弧度后，得到一组高频正余弦信号如下：

其中i_fh1为高频余弦信号，i_fh2为高频正弦信号；

将步骤S1中的高频响应信号与上述高频正余弦信号分别相乘得到：

其中，θ₀为主发电机静止时的转子电角度；

经过低通滤波器滤波后得到四个包含

正余弦值的信号：

其中，

为高频响应电压与高频余弦信号间的相位差，即

对上述正余弦信号进行极性还原后，计算得到相位差

5.根据权利要求4所述的基于主励磁机励磁电流的同步解耦信号生成方法，其特征在于，所述步骤S3中对正余弦信号进行极性还原具体包括：

通过励磁建立时αβ轴感应电流来判断初始位置角极性如下：

将得到的初始位置角极性与步骤S3中正余弦信号相乘，即可将

正余弦值还原，得到α、β轴下的直流分量：

对所述α、β轴提取出的直流分量的大小进行比较，选择直流分量较大的轴系，具体如下：

根据反正切函数计算得到相位差

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