CN113676103B - 一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法 - Google Patents

一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于直接解耦方式的三级同步电机转子位置估计方法，三级式同步电机的主励磁机采用频率恒定的单相交流电励磁，经旋转整流器产生的二次谐波作为向主发电机励磁绕组间接注入的高频信号，利用二阶广义积分器从主发电机起动控制的电流环输出中提取高频响应信号及其正交信号，结合主励磁机定子侧提取的高频正余弦信号，通过解析运算生成与高频响应信号同步的解耦信号，结合外差法解调，估计出三级式同步电机的转子位置角；本发明提供的转子位置估计方法可准确生成与高频响应信号同步的解耦信号，且计算量小，易于实施，可以有效减少电机控制算法的复杂程度，获得的位置估计角精度较高。

Description

一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，主要涉及一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法。
背景技术
三级式无刷交流同步电机，其设计和制造技术成熟，且具备一定的起动能力，是最适合实现变频交流起动发电一体化的电机。三级式同步电机起动发电一体化系统依赖准确的转子位置信息来实现起动功能。但在恶劣的航空环境下，位置传感器的精度和可靠性受到影响，并且位置传感器的安装过程中存在零位偏差。不准确的转子位置使三级式同步电机的起动性能下降，甚至有可能导致起动失败。因此，近年来，三级式同步电机的无位置传感器起动控制技术得到了研究和发展。
现阶段，三级式同步电机的无位置传感器起动控制技术多借鉴永磁同步电机和电励磁同步电机的无位置传感器技术。通常，零低速阶段的同步电机位置估计方法为高频信号注入法，向电机定子侧注入高频信号，提取其高频响应信号并与同频同相的同步解耦信号相乘进行幅值调制，直接解耦计算得到转子位置估计值。然而，从三级式同步电机主发电机定子侧注入高频信号会影响电机的起动转矩。
现有文献中，杨袁钰，魏佳丹，周波，等.主励磁机高频信号注入的无刷励磁同步电机低速阶段无位置传感器起动控制[J].中国电机工程学报,2018,03(v.38；No.590):259-267。Wei J,Xu H,Zhou B,et al.An Integrated Method for Three-Phase ACExcitation and High-Frequency Voltage Signal Injection for SensorlessStarting of Aircraft Starter/Generator[J].IEEE Transactions on IndustrialElectronics,2019,66(7):5611-5622.和Wei J,Lu H,Xue H,et al.The Rotor PositionEstimation Error Improved Method for Sensorless Starting Control of BrushlessSynchronous Machine[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2020,35(8):8384-8395.以及专利文献CN109150028B和CN106059430B提出了三级式同步电机转子侧间接注入高频信号的方法，但是间接注入产生的高频响应信号相位未知，所以文献中提出了非同步解调的间接解耦方法，但是此类方法解耦过程复杂，无法直接应用已有的研究充分的同步电机无位置传感器技术。因此，有必要研究三级式同步电机直接解耦的位置信号估计方法。
发明内容
发明目的：针对背景技术中存在的问题，本发明提供了一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，本发明提供的方法仅在静止阶段计算出同步相位信号的相位信息，计算量小，易于实施，减少电机控制算法的复杂程度。
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，包括以下步骤：
步骤S1、获取三级式同步电机的主励磁机采用的励磁电流if；
步骤S2、采用二阶广义积分器从主发电机起动控制的电流环输出中提取高频响应信号uαh和uβh及正交信号quαh和quβh；
步骤S3、对步骤S1中励磁电流if进行平方运算，获取信号
Figure GDA0004074713110000021
通过二阶广义积分器获取与
Figure GDA0004074713110000022
正交的高频正余弦信号ifhcos和ifhsin；
步骤S4、对步骤S2-S3中提取出的高频正余弦信号和高频响应信号及其正交信号进行解析运算，获取高频响应信号的相位
Figure GDA0004074713110000023
步骤S5、比较与初始位置角θ0的正余弦成正比的|uαh|和|uβh|值大小，对高频余弦信号进行延时处理，获得与高频响应信号同步的解耦信号fh；
步骤S6、从主发电机定子侧两相同步旋转坐标系提取出含转子位置估计误差的高频信号，与所述解耦信号fh相乘，进行幅值调制，用低通滤波器滤除高频部分，经过PI调节器和积分器，最终计算出转子位置估计值。
进一步地，步骤S1中励磁电流表示如下：
if＝Ifsin(ωft)
其中If为主励磁机励磁电流幅值，ωf为主励磁机励磁频率。
进一步地，步骤S2中，在两相静止坐标系上，包含转子位置信息的高频响应信号表示为：
Figure GDA0004074713110000024
其中，uh为高频响应信号的幅值，
Figure GDA0004074713110000025
为对应的相位，ωf为主励磁机励磁频率，θ为主发电机转子位置角，且θ＝ωrt+θ0，ωr为主发电机转子电角速度，θ0为电机静止时的初始位置角；
所述二阶广义积分器的谐振频率为ωn＝2ωf，在静止时提取正交信号如下：
Figure GDA0004074713110000031
进一步地，步骤S3中，在两相静止坐标系上，包含转子位置信息的高频响应信号表示为：对步骤S1所述的励磁电流进行平方运算如下：
Figure GDA0004074713110000032
上述
Figure GDA0004074713110000033
信号含有与所述高频响应信号同频的余弦信号分量，通过二阶广义积分器提取该信号，并得到与其正交的高频正余弦信号如下：
Figure GDA0004074713110000034
其中Ifh为高频正余弦信号的幅值。
进一步地，步骤S4中，获取高频响应信号的相位
Figure GDA0004074713110000035
具体步骤包括：
Figure GDA0004074713110000036
其中kh＝Ifh·uh；高频响应信号的相位
Figure GDA0004074713110000037
表示如下：
Figure GDA0004074713110000038
进一步地，步骤S5中，比较与θ0的正余弦成正比的|uαh|和|uβh|值大小，选取较大的一组进行相位计算如下：
Figure GDA0004074713110000039
对高频余弦信号进行延时处理，获得与高频响应信号同步的解耦信号：
Figure GDA0004074713110000041
进一步地，步骤S6中计算转子位置估计值具体包括：
从主发电机定子侧两相同步旋转坐标系提取出含转子位置估计误差的高频信号：
Figure GDA0004074713110000042
其中，△θ为转子位置估计误差；uqh与所述解耦信号fh相乘，进行幅值调制：
Figure GDA0004074713110000043
用低通滤波器滤除高频部分，经过PI调节器和积分器，最终获得转子位置估计值。
有益效果：本发明具有以下有益效果：
(1)本发明方法应用于三级式无刷交流同步电机的转子位置估计，可准确生成与高频响应信号同步的解耦信号。
(2)本发明方法仅在静止阶段计算出同步相位信号的相位信息，计算量小，易于实施，减少电机控制算法的复杂程度。
(3)本发明方法直接应用同步电机位置估计的外差法，位置估计简单，获得的位置估计角精度高。
附图说明
图1是本发明使用的三级式同步电机的结构示意图；
图2是基于本发明方法的三级式同步电机无位置传感器起动控制框图；
图3a是本发明方法使用的二阶广义积分器的结构图；
图3b是本发明方法使用的二阶广义积分器传递函数的伯德图；
图4是本发明方法对应的零速静止阶段定子侧α轴高频响应信号及其正交信号的仿真波形图；
图5是本发明方法的同频正余弦信号的仿真波形图；
图6是本发明方法对应的定子侧α轴高频响应信号和生成的同步解耦信号仿真波形图；
图7是基于本发明方法的三级式同步电机无位置传感器起动控制的转子实际位置、转子估计位置和误差曲线仿真结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
本发明提供的基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法所采用的三级式无刷交流同步电机结构示意图如图1所示，永磁副励磁机、主励磁机和主发电机同轴相连。主励磁机转子侧输出的三相交流电经旋转整流器整流后为主发电机提供直流励磁。
图2为基于本发明方法的三级式同步电机无位置传感器起动控制的原理框图。从主发电机估计的同步旋转坐标系中用带通滤波器提取出含转子位置估计误差的高频响应信号，与基于本发明方法生成的同步解耦信号相乘进行幅值调制，用低通滤波器滤除高频部分获得含转子位置信息的低频信号，再经过PI调节器和积分器计算出转子位置估计值。下面提供生成的同步解耦信号的具体方法。
步骤S1、三级式同步电机的主励磁机采用频率恒定的单相交流电励磁。在主励磁机定子侧施加频率为100Hz的单相交流电，励磁电流表示如下：
if＝Ifsin(ωft)
其中If为主励磁机励磁电流幅值，ωf为主励磁机励磁频率。
步骤S2、在主发电机励磁绕组中，因旋转整流器产生的二次谐波为
Figure GDA0004074713110000051
式中，Ufh为二次谐波电压的幅值，
Figure GDA0004074713110000052
为相位，该谐波为向主发电机励磁绕组注入的高频信号。在两相静止坐标系上，含转子位置信息的高频响应信号可表示为：
Figure GDA0004074713110000053
其中，uh为高频响应信号的幅值，
Figure GDA0004074713110000054
为对应的相位，ωf为主励磁机励磁频率，θ为主发电机转子位置角，且θ＝ωrt+θ0，ωr为主发电机转子电角速度，θ0为电机静止时的初始位置角。
采用二阶广义积分器从主发电机起动控制的电流环输出中提取高频响应信号及其正交信号；设定谐振频率为ωn＝2ωf，图3是本发明方法所使用的二阶广义积分器的结构及其伯德图，其中实线为传递函数G1(s)对应的伯德图，虚线为G2(s)对应的伯德图，二者有相同的谐振频率，且在谐振频率处相位相差90°。
高频响应信号如下：
Figure GDA0004074713110000061
高频响应信号的正交信号如下：
Figure GDA0004074713110000062
图4是本发明方法对应的零速静止阶段定子侧α轴高频响应信号及其正交信号的仿真波形图，其中实线为定子侧α轴高频响应信号uαh，虚线为正交信号quαh，二者相位相差90°，相互正交。
步骤S3、从主励磁机定子侧提取与高频响应信号同频的正余弦信号，对步骤S1所述的励磁电流进行平方运算如下：
Figure GDA0004074713110000063
上述
Figure GDA0004074713110000064
信号含有与所述高频响应信号同频的余弦信号分量，通过二阶广义积分器提取该信号，并得到与其正交的高频正、余弦信号如下：
Figure GDA0004074713110000065
其中Ifh为高频正余弦信号的幅值。
图5是本发明方法的同频正余弦信号的仿真波形图，频率为200Hz，其中实线对应余弦信号，虚线对应正弦信号，二者与高频响应信号频率一致。
步骤S4、对提取出的高频正余弦信号和高频响应信号及其正交信号进行如下解析运算
Figure GDA0004074713110000071
其中，kh＝Ifh·uh；高频响应信号的相位
Figure GDA0004074713110000072
如下：
Figure GDA0004074713110000073
步骤S5、当cosθ0或sinθ0接近0时，uα1、uα2、uβ1、uβ2的值较小，相位计算精度低，所以相位计算前先比较初始位置角正余弦值的大小，由前述高频响应信号表达式可知，比较|uαh|和|uβh|的大小即可，并选取其中较大的一相进行相位计算。最终的相位计算式为
Figure GDA0004074713110000074
对高频余弦信号进行延时处理，获得与高频响应信号同步的解耦信号：
Figure GDA0004074713110000075
图6是本发明方法对应的定子侧α轴高频响应信号和生成的同步解耦信号仿真波形图，其中实线为定子侧α轴高频响应信号，虚线为生成的同步解耦信号，二者相位一致，可以用外差法来进行电机转子转子位置估计。
步骤S6、从主发电机定子侧两相同步旋转坐标系提取出含转子位置估计误差的高频信号：
Figure GDA0004074713110000076
其中，△θ为转子位置估计误差。uqh与所述解耦信号fh相乘，进行幅值调制：
Figure GDA0004074713110000081
用低通滤波器滤除高频部分，经过PI调节器和积分器，最终计算出转子位置估计值。
图7是是基于本发明方法的三级式同步电机无位置传感器起动控制的转子实际位置、转子估计位置和误差曲线仿真结果。由仿真结果可知，转子位置估计误差始终在0.04rad以内，具有较好的位置估计精度。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1、获取三级式同步电机的主励磁机采用的励磁电流if；
步骤S2、采用二阶广义积分器从主发电机起动控制的电流环输出中提取高频响应信号uαh和uβh及正交信号quαh和quβh；
步骤S3、对步骤S1中励磁电流if进行平方运算，获取信号
Figure FDA0004104095330000011
通过二阶广义积分器获取与
Figure FDA0004104095330000012
正交的高频正余弦信号ifhcos和ifhsin；
步骤S4、对步骤S2-S3中提取出的高频正余弦信号和高频响应信号及其正交信号进行解析运算，获取高频响应信号的相位
Figure FDA0004104095330000013
步骤S5、比较与初始位置角θ0的正余弦成正比的|uαh|和|uβh|值大小，对高频余弦信号进行延时处理，获得与高频响应信号同步的解耦信号fh；
步骤S6、从主发电机定子侧两相同步旋转坐标系提取出含转子位置估计误差的高频信号，与所述解耦信号fh相乘，进行幅值调制，用低通滤波器滤除高频部分，经过PI调节器和积分器，最终计算出转子位置估计值。
2.根据权利要求1所述的一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，其特征在于，步骤S1中励磁电流表示如下：
if＝Ifsin(ωft)
其中If为主励磁机励磁电流幅值，ωf为主励磁机励磁频率。
3.根据权利要求1所述的一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，其特征在于，步骤S2中，在两相静止坐标系上，包含转子位置信息的高频响应信号表示为：
Figure FDA0004104095330000014
其中，uh为高频响应信号的幅值，
Figure FDA0004104095330000015
为对应的相位，ωf为主励磁机励磁频率，θ为主发电机转子位置角，且θ＝ωrt+θ0，ωr为主发电机转子电角速度，θ0为电机静止时的初始位置角；
所述二阶广义积分器的谐振频率为ωn＝2ωf，在静止时提取正交信号如下：
Figure FDA0004104095330000021
4.根据权利要求3所述的一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，其特征在于，步骤S3中，对步骤S1所述的励磁电流进行平方运算如下：
Figure FDA0004104095330000022
其中，If为主励磁机励磁电流幅值，
Figure FDA0004104095330000023
信号含有与所述高频响应信号同频的余弦信号分量，通过二阶广义积分器提取该信号，并得到与其正交的高频正余弦信号如下：
Figure FDA0004104095330000024
其中Ifh为高频正余弦信号的幅值。
5.根据权利要求1所述的一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，其特征在于，步骤S4中，获取高频响应信号的相位
Figure FDA0004104095330000025
具体步骤包括：
Figure FDA0004104095330000026
其中kh＝Ifh·uh；Ifh为高频正余弦信号的幅值，uh为高频响应信号的幅值；
高频响应信号的相位
Figure FDA0004104095330000027
表示如下：
Figure FDA0004104095330000028
6.根据权利要求5所述的一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，其特征在于，步骤S5中，比较与θ0的正余弦成正比的|uαh|和|uβh|值大小，选取较大的一组进行相位计算如下：
Figure FDA0004104095330000029
对高频余弦信号进行延时处理，获得与高频响应信号同步的解耦信号：
Figure FDA0004104095330000031
其中，ωf为主励磁机励磁频率。
7.根据权利要求1所述的一种基于直接解耦的三级同步电机转子位置估计方法，其特征在于，步骤S6中计算转子位置估计值具体包括：
从主发电机定子侧两相同步旋转坐标系提取出含转子位置估计误差的高频信号：
Figure FDA0004104095330000032
其中，θ为主发电机转子位置角，uh为高频响应信号的幅值，△θ为转子位置估计误差；uqh与所述解耦信号fh相乘，进行幅值调制：
Figure FDA0004104095330000033
其中，ωf为主励磁机励磁频率，Ifh为高频正余弦信号的幅值；
用低通滤波器滤除高频部分，经过PI调节器和积分器，最终获得转子位置估计值
Figure FDA0004104095330000034
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