CN113557479A - 电动机控制装置、陷波滤波器调整装置、陷波滤波器调整方法 - Google Patents

Abstract

电动机控制装置具有：控制器，其对包含电动机的控制对象进行控制；振动提取部，其提取因控制对象的1个以上的谐振特性而与控制系统的响应重叠的1个以上的振动成分；逐次频率推定部，其逐次推定振动成分中的某1个振动成分的频率，并将该频率作为振动频率推定值序列而输出；以及谐振数推定部，其根据振动频率推定值序列，将成为与控制系统的响应重叠的振动的产生原因的谐振特性的数量作为谐振数推定值序列而输出，并且设置与谐振数推定值序列的值对应的个数的陷波滤波器，经由陷波滤波器将控制器的输出提供给电流控制器来控制电动机。

Description

电动机控制装置、陷波滤波器调整装置、陷波滤波器调整方法

技术领域

本发明涉及电动机控制。

背景技术

近年来，在FA领域中，期望电动机控制系统的导入时间的缩短、以及基于电动机控制系统的最佳调整的生产节拍时间(tact time)缩短带来的生产率的提高。电动机控制系统的调整要素之一是抑制机械系统的谐振的控制单元的参数，不经由人而短时间内且最佳地对其进行自动调整的技术能够成为针对上述需求的一个解决方案。

一般情况下，由于机械系统的谐振特性，有时无法提高反馈控制器(以下，有时简称为FB控制器)的增益，为了避免该情况，在FB控制器后级设置陷波滤波器，抵消谐振特性。但是，需要针对谐振特性适当地设定陷波滤波器的滤波器参数。

另外，存在具有多个机械系统的谐振特性的情况，其中，需要对妨碍FB控制器的增益上升的所有谐振特性应用陷波滤波器。

因此，上述的抑制机械系统的谐振的控制单元的自动调整通过介于FB控制器后级的陷波滤波器的数量和介于FB控制器后级的各陷波滤波器的滤波器参数的最佳化来完成。

作为进行这样的自动调整的手段，提出了专利文献1、2。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-296746

专利文献2：日本特开2006-288124

在专利文献1中，提出了如下方法：在FB控制器系统内串联地设置2级陷波滤波器，以便能够抑制2个谐振特性，使用与FB控制系统并联地配置的自适应陷波滤波器来实时地自动调整陷波滤波器。此外，出于将设置于FB控制器系统内的陷波滤波器与自适应陷波滤波器进行区别的目的，以下将设置于FB控制器系统内的陷波滤波器称为实际陷波滤波器。

具体而言，是如下方法：针对由编码器观测到的电动机转速，并联地应用设定带宽不同的2个带通滤波器(以下，有时简称为BPF)，针对各BPF的输出分别使自适应陷波滤波器动作，由此同时推定由2个谐振特性引起的电动机转速的振动成分的频率，并应用于各实际陷波滤波器的中心频率，由此在短时间内进行自动调整。

另外，在专利文献2中，提出了自动地再调整实际陷波滤波器的方法，使得以谐振抑制为目的而在FB控制器系统内设定的多个实际陷波滤波器适合于因经年劣化而变化的谐振特性。

具体而言，是如下方法：设置针对由编码器观测到的电动机转速来推定振动的频率的单元，判断为由本单元推定出的振动的频率是因经年劣化而变化的谐振特性引起的振动的频率，从已经设定的多个的实际陷波滤波器中，对推定出的振动的频率与各实际陷波滤波器的陷波频率进行比较，适当地确定应修正的实际陷波滤波器，由此自动地抑制因经年劣化而变化的谐振特性引起的谐振现象。

发明内容

发明要解决的课题

在专利文献1中，如果对于2个谐振特性而言2个BPF的带宽没有被适当地设定为由各谐振特性引起的振动成分通过各BPF，则无法期待预期的效果。例如在2个谐振特性的谐振频率接近且由2个BPF中的1个BPF提取出由2个谐振特性引起的振动的情况下，变成由一个自适应陷波滤波器推定2个谐振特性，产生推定误差，无法期待期望的效果。另外，存在针对谐振特性的BPF的带宽的适当设定不容易的课题。

进而，在谐振特性的数量为3个以上的情况下，需要与谐振特性的数量相匹配地设置BPF，并且各BPF的带宽的适当设计不容易。另外，需要事先掌握控制对象机器的谐振特性的数量，相应地存在调整费时费力的课题。

在专利文献2中也同样地，需要事先掌握控制对象机器的谐振特性的数量，另外存在无法应对2个谐振特性同时经时劣化的情况的课题。

进而，在实际陷波滤波器介入的状态下谐振特性变化了的情况下，受到介入的实际陷波滤波器的影响而与电动机转速重叠的振动的频率不一定与特性变化的谐振频率一致，另外，根据FB控制器的设定增益，与电动机转速重叠的振动的频率也不一定与特性变化的谐振频率一致，存在实际陷波滤波器的调整不顺利的情况。

本发明的目的在于，无需事先调查设置于FB控制系统内的实际陷波滤波器的数量及实际陷波滤波器的陷波频率，高精度且实时地抑制因机械系统的1个以上的谐振特性而产生的控制系统的响应的振动。

用于解决课题的手段

本发明的优选的一个例子是如下的电动机控制装置，具备：控制器，其对包含电动机的控制对象进行控制；振动提取部，其提取因所述控制对象的1个以上的谐振特性而与控制系统的响应重叠的1个以上的振动成分；逐次频率推定部，其逐次推定所述振动成分中的某1个所述振动成分的频率，并将该频率作为振动频率推定值序列而输出；以及谐振数推定部，其基于所述振动频率推定值序列，将成为与所述控制系统的响应重叠的振动的产生原因的谐振特性的数量作为谐振数推定值序列而输出，并且设置与所述谐振数推定值序列的值对应的个数的陷波滤波器，经由所述陷波滤波器将所述控制器的输出提供给电流控制器来控制所述电动机。

本发明的优选的其他例子是如下的陷波滤波器调整方法：提取因控制对象的1个以上的谐振特性而与控制系统的响应重叠的1个以上的振动成分，逐次推定所述振动成分中的某1个所述振动成分的频率，并将该频率作为振动频率推定值序列，基于所述振动频率推定值序列，将成为与所述控制系统的响应重叠的振动的产生原因的谐振特性的数量作为谐振数推定值序列而输出，并且将与所述谐振数推定值序列的值对应的个数的陷波滤波器串联设置在所述控制系统的控制器后级。

发明效果

根据本发明，无需事先调查实际陷波滤波器的数量及实际陷波滤波器的陷波频率，能够高精度且实时地抑制因机械系统的1个以上的谐振特性而产生的控制系统的响应的振动。

附图说明

图1是表示应用于一般的电动机的FB控制系统的实施例1的图。

图2是实施例1的反复处理的处理流程。

图3是表示一个谐振时的收敛平面的概念图。

图4是数值性地描绘了一个谐振时的收敛平面的图。

图5是绘制了第1谐振的收敛平面的图。

图6是绘制了第2谐振的收敛平面的图。

图7是表示逐次频率推定部的图。

图8是逐次频率推定器的框图。

图9是表示谐振数推定部的动作的图。

图10是表示图1的变形例的图。

图11是表示谐振数推定部的行为的图。

图12是表示执行了自动调整部时的谐振抑制状况的图。

图13是表示AC伺服电动机的速度控制系统的图。

图14是表示实施例2的图。

图15是表示用1个实际陷波滤波器抵消1个谐振特性的图。

图16是利用波特图观察频率特性的图。

图17是表示FB控制系统的闭环传递特性(其一)的图。

图18是表示FB控制系统的闭环传递特性(其二)的图。

具体实施方式

以下，参照附图对实施例进行说明。另外，在各图中，对具有共同的功能的构成要素赋予相同的附图标记，并省略其说明。另外，以下有时将“反馈”缩写为“FB”，将“陷波滤波器(notch filter)”缩写为“NF”，将“低通滤波器”缩写为“LPF”，将“高通滤波器”缩写为“HPF”，将“带通滤波器”缩写为“BPF”。

实施例1

图1是表示将实施例1的自动调整部2应用于一般的电动机的FB控制系统时的结构的图。在不包含自动调整部2的一般的电动机的FB控制系统中，FB控制器13的操作量被提供给电动机14，通过电动机14的输出y对控制对象机器15进行控制。

输出y是电动机转速[rpm]，使用传感器(例如编码器)对其进行测量，通过加减法器16算出与转速指令r的偏差，FB控制器13将该偏差作为速度偏差进行处理。此外，在电动机14的前级设置有用于驱动电动机14的装置(逆变器等)、控制电动机14的电流的控制器，但在图1中省略了这些装置。

在FB控制系统中，作为抑制由控制对象机器15的谐振特性引起的振动、振荡的单元，一般使用陷波滤波器。具体而言，只要在FB控制器后级设置陷波滤波器以使陷波滤波器的陷波频率与谐振特性的谐振频率一致即可。由此，陷波滤波器的零点抵消谐振特性的谐振极，FB控制器13能够不激励谐振特性地对控制对象机器15进行控制(以下，将以谐振抑制为目的而设置在FB控制回路内的陷波滤波器称为实际陷波滤波器)。

图16是用波特图表示从电动机转矩向电动机转速的传递特性中出现的1个谐振特性、以及用1个实际陷波滤波器将该谐振特性抵消的方式的图。已知谐振特性的峰值被陷波滤波器的陷波(谷)抵消。

假定存在多个控制对象机器15的谐振特性，但只要能够在FB控制器后级设置与对FB控制系统的期望的响应特性的实现成为障碍的控制对象机器15的谐振特性的数量相应的实际陷波滤波器即可。通过设置实际陷波滤波器，能够降低FB控制系统中的谐振特性引起的稳定余裕的减少，能够提高FB控制增益，能够实现FB控制系统的高响应化(实现期望的响应特性)。

自动调整部2根据需要在FB控制器的后级设置实际陷波滤波器1～实际陷波滤波器n，由此抑制FB控制系统中的控制对象机器15的最大n个的谐振的影响。自动调整部2成为实时且高速地自动调整实际陷波滤波器的所需个数、各实际陷波滤波器的陷波频率的陷波滤波器调整装置的构成。

自动调整部2由逐次频率推定部3、谐振数推定部4、谐振编号判断部5、振动提取部6、振动检测部7、开关8、切换开关9以及n个实际陷波滤波器构成。此外，自动调整部2以由微型计算机等数字运算器执行为前提。

振动提取部6将来自电动机的输出y作为输入，从y提取出振动成分，并输出振动成分y_d(t)。此外，根据数字运算器的预定的运算周期Ts，如y_d(0)、y_d(Ts)、y_d(2Ts)、…那样输出y_d(t)。

自动调整部2的目的在于使对实际陷波滤波器设定的陷波频率与谐振频率一致，因此希望尽量从输出y中仅提取出因谐振而产生的振动成分。作为其一例，可举出HPF、BPF的利用。在对检测输出y的传感器的噪声进行去除的观点下，考虑LPF的利用，在从输出y去除作为控制响应的稳定成分，仅提取振动成分的观点下，考虑HPF的利用。

满足两个观点的滤波器是LPF+HPF＝BPF。这些滤波器只要与作为谐振引起的振动而想要提取的频带相匹配地设计截止频率即可。例如，在将基于自动调整部2的实际陷波滤波器的设定频率范围设为100[Hz]以上的情况下，将HPF的截止频率设定为100[Hz]等。

振动检测部7起到如下作用：将作为振动提取部6的输出的y_d(t)设为输入，在从y_d(t)能够确认显著的持续性振动产生的情况下，输出将该产生持续时间段设为1、将其以外的时间段设为0的振动检测标志信号。

自动调整部2的初始状态是在FB控制器后级1个实际陷波滤波器也没有设置的状态，当在初始状态下振动检测部7未检测到振动的状态下，振动检测部7向开关17输出控制开关17的信号以便成为在FB控制器的后级1个实际陷波滤波器也没有设置的状态。在1个以上的实际陷波滤波器设置于FB控制器后级的状况下，振动检测部7切换开关17，以使实际陷波滤波器有效地发挥功能。此外，开关17的切换也可以由谐振数推定部4负责。

开关8以如下方式进行动作：将作为振动检测部7的输出的振动检测标志信号和y_d(t)作为输入，在振动检测标志信号为1时输出y_d(t)，在振动检测标志信号为0时输出0。

逐次频率推定部3将开关8的输出作为输入，输出振动频率推定值序列a(k)[Hz]。

逐次频率推定部3仅在开关8的输出为非零时，实时(周期Ts)推定y_d(t)的振动的频率，在推定完成时输出a(k)、k＝0、1、…。即，要注意的是振动频率推定值序列a(k)不是在每个预定运算周期Ts输出(更新)的，而是仅在频率推定完成时输出(更新)的。

逐次频率推定部3仅在由振动检测部7判断为产生了显著的持续性振动的情况下推定y_d(t)的振动的频率，另外，y_d(t)的振动的频率被限制在想要通过振动提取部6提取为谐振起因的振动的频带，因此要注意的是振动频率推定值序列a(k)[Hz]不是y_d(t)为非持续性振动波形、或者作为振动不显著的情况下的振动的推定值。

即，振动提取部6以及振动检测部7承担对推定的振动赋予制约的作用，以使不将例如因冲击干扰引起的FB控制系统的响应的非持续性振动等作为逐次频率推定部3中的推定对象。

根据上述的振动提取部6以及振动检测部7对y_d(t)的制约，y_d(t)是重叠了设想为存在多个的控制对象机器15的谐振特性中的、对在FB控制系统中得到期望的响应特性而言成为障碍的谐振特性的数量的振动成分的振动。

假设y_d(t)是由n种振动成分的重叠构成的情况下，逐次频率推定部3着眼于n种振动成分中的1个振动成分j，推定振动成分j的频率并作为a(k)而输出。

j的选择方针之一是设为n种振动成分中振幅(功率)最大的振动。以后，在本实施例中，逐次频率推定部3推定y_d(t)的n种振动成分中振幅(功率)最大的振动的频率，并作为a(k)而输出。

谐振数推定部4承担如下作用：基于振动频率推定值序列a(k)，推定设想为存在多个的控制对象机器15的谐振特性中的、对在FB控制系统中得到期望的响应特性而言成为障碍的谐振特性的数量，输出谐振数推定值序列N(k)，在FB控制系统的后级设定与N(k)的值对应的个数的实际陷波滤波器1～n。

谐振编号判断部5将振动频率推定值序列a(k)和谐振数推定值序列N(k)作为输入，输出应设定a(k)的实际陷波滤波器的编号。

切换开关9按照从谐振编号判断部5得到的实际陷波滤波器的编号，进行开关以便能够在应设定的实际陷波滤波器中设定a(k)。由此，将由切换开关9选择的实际陷波滤波器的陷波频率更新为a(k)。

每当振动频率推定值序列a(k)被更新时，反复实施上述的谐振数推定部4、谐振编号判断部5以及切换开关9的处理。如上所述，振动频率推定值序列a(k)被更新的情况限定于期待产生由谐振引起的显著的持续性振动时。因此，在1个实际陷波滤波器也未介于FB控制系统内而产生了由谐振引起的显著的持续性振动的情况下、或者陷波频率具有a(k)的(进行了第k次更新时的)实际陷波滤波器未抵消谐振特性的情况下，振动频率推定值序列a(k)被反复地持续更新。然后，依次在实际陷波滤波器中设定a(k)。即，这样的反复处理持续到实际陷波滤波器充分抵消谐振特性为止。

图2表示这样的反复处理的处理流程20。

振动检测部7计算出表示确认持续性振动产生的持续时间段的振动检测标志，仅在振动检测标志为1的情况下，逐次频率推定部3进行y_d(t)的频率推定。

在逐次频率推定部3未能完成振动频率推定值序列a(k)的推定的情况下，继续y_d(t)的频率推定。

在逐次频率推定部3判断为完成了振动频率推定值序列a(k)的推定的情况下，经由谐振数推定部4、谐振编号判断部5以及切换开关9将振动频率推定值序列a(k)应用于实际陷波滤波器，振动检测部7计算出表示在应用实际陷波滤波器后确认持续性振动的产生的持续时间段的振动检测标志。

在振动检测标志不是1的情况下，本处理结束。

关于这样的反复处理的必要性，使用表示一个谐振时的收敛平面的概念图即图3进行说明。在FB控制系统中，由于谐振特性而产生的响应的振动成分y_d(t)的频率ω_v不一定与谐振特性的谐振频率ω_m一致。特别是在将FB控制增益设定得较高的情况下、谐振频率较高的情况下、存在于FB控制回路内的延迟时间较长的情况下，两者的背离ω_m－ω_v容易变得更显著。

因此，即便逐次频率推定部3准确地推定y_d(t)的频率并输出a(k)(＝ω_v)，且将ω_v作为陷波频率(图15的f2)应用于实际陷波滤波器，伴随a(k)(＝ω_v)的实际陷波滤波器也未必能够抵消谐振特性。

并且，在FB控制系统内设定ω_m≠a(k)(＝ω_v)的实际陷波滤波器时所观测到的、因谐振特性而产生的响应的振动成分y_d(t)的频率未必保持ω_v。假设在变化为ω_v1的状况下执行了逐次频率推定部3的情况下，逐次频率推定部3得到a(k)作为ω_v1的推定值，但也设想其为ω_m≠a(k)(＝ω_v1)的情况。

即，当在实际陷波滤波器设定了获得的a(k)(＝ω_v1)的情况下，仍然未必能够抵消谐振特性。因此，产生不少进行处理流程20所示那样的反复处理的动机。为了通过反复处理使实际陷波滤波器能够抵消谐振特性，必须保证通过进行反复处理而将a(k)收敛于ω_m，成为a(k)＝ω_m的情况。

现在，考虑用1个实际陷波滤波器(图15)抵消1个谐振特性的情况(图16)。谐振特性的传递特性RAR(s)、陷波滤波器的传递特性Nch(s)表现为如下。

[数式1]

[数式2]

其中，ω_a、ω_m、ζ_a、ζ_m分别是反谐振频率[rad/s]、谐振频率[rad/s]、反谐振衰减系数、谐振衰减系数。另外，ω_n、D、W分别是陷波频率[rad/s]、陷波深度、陷波宽度。

逐次频率推定部3能够准确地推定振动成分y_d(t)的频率ω_v，设为a(k)＝ω_v。在处理流程20的反复处理中，a(k)能够收敛于谐振频率ω_m，即，式(3)以及式(4)成立，优选d(k)成为具有式(5)那样的性质的收敛点列。

[数式3]

d(k)＝|a(k)-ω_m|，k＝0，1，2……(3)

[数式4]

[数式5]

d(k)＞d(k+1)，针对所有的k...(5)

现在，将在FB控制器后级设定了1个伴随a(k)(＝ω_v)的实际陷波滤波器时的振动成分y_d(t)的频率记述为ω_va。此时，为了满足式(5)，a(k)与ω_va的关系例如如图3的CP1～CP3那样即可。

即，ω_va相对于a(k)的关系成为通过交点坐标(ω_va，a(k))＝(ω_m，ω_m)且不进入斜线部分的平面(以下，将其称为收敛平面)的关系。在CP1～CP3的任一收敛平面上都通过反复处理使ω_m＝ω_va＝a(k)成立。

收敛平面越平坦，越能够以较少的反复次数收敛为ω_m。在CP4那样的收敛平面的情况下，不一定保证通过反复处理能够收敛为ω_m，但也存在根据平面的形状、a(k)的初始值能够收敛的情况。

收敛平面是根据FB控制器的增益、FB控制回路内的延迟、谐振频率、谐振衰减系数、陷波宽度、陷波深度而变化的复杂的函数，难以通过反复处理在解析上保证a(k)的收敛性。因此，基于反复处理的收敛性的解析性方法仅掌握概略性的现象，收敛平面是否满足式(4)～(5)的确认得到数值性方法的辅助。

如下那样定义I、E、E_t。

[数式6]

Nch(s)·RAR(s)＝1(ω_n)·E(ω_n，D)＝I(ω_n)·(1+E_t(ω_n，D))…(6)

[数式7]

[数式8]

在式(6)中，I、E分别是利用陷波滤波器抵消谐振特性时的理想响应项和抵消误差项。根据I的定义，E的分母为具有谐振极的谐振特性，分子为具有实际陷波滤波器的零点的实际陷波滤波器分子，因此在E＝1时，实际陷波滤波器的零点完全抵消了谐振极。

另一方面，I不包含谐振极，但由于包含陷波频率ω_n，所以要注意的是特性因陷波频率的变化(调整)而变化这一点。为了改善抵消误差项E的前景，定义式(8)的抵消残差项E_t。

如果E_t＝0，则根据式(6)，仅变成理想响应项I能够完全抵消谐振特性。此外，若设陷波深度D＝1，则式(2)为Nch(s)＝1，因此在设为D＝1的情况下，式(6)～(8)表现为不包含实际陷波滤波器。因此，通过在进行反复处理之前的、将实际陷波滤波器设置于FB控制器后级之前也设为D＝1的处理，能够通过式(6)～(8)统一地进行解析。

为了达成E_t＝0，根据式(8)，只要为以下即可。

[数式9]

ω_n→ω_m，and DW→ζ_m，then E_t(ω_n，D)→0…(9)

根据E_t的定义可知，假设在DW＝ζ_m的情况下，如果|ω_n-ω_m|单调地减少，则E_t也单调地达成E_t→0。

现在，以下给出将Z(s)作为FB控制回路内的Nch(s)和RAR(s)以外的要素、即FB控制器的传递函数FB(s)、控制对象机器的惯性特性J(s)、以及介于FB控制回路内的延迟特性D(s)的积。

[数式10]

此时，将FB控制系统的闭环传递特性(图17中的r→y的传递特性)记载为以下。

[数式11]

如果E_t＝0，则y₁消失，FB控制系统的响应仅为理想响应y₀(＝Z(s)I(ω_n)/(1+Z(s)I(ω_n)))。应关注的是式(11)的第2项。E_t的分母D_E(s)是具有谐振极的谐振特性。因此，式(11)的第2项以积的形式包含E_t，因此式(11)的第2项具有谐振极。如果是这样，则y₁应该包含谐振频率ω_m的振动成分。

然而，如上所述，从y＝y₀+y₁仅提取出了谐振引起的振动成分的y_d(t)的振动的频率未必与谐振频率ω_m一致。这通过如下那样解析式(11)的第2项来掌握。

[数式12]

在式(12)中，意味着E_t的分母D_E(s)被分子N_C(s)的D_E(s)抵消，y₁在谐振频率ω_m下不振动，y₁在D_C(s)的根(极)中的由谐振引起的根(极)的频率下振动。这是因为y_d(t)的频率与谐振频率不一致。

接着，说明y_d(t)的频率接近谐振频率的理由。

y₀是闭环系统中的理想响应。但是，如式(11)那样，y₀的传递特性的分母意味着y₁也是共同地在分母中具有的D_C(s)，即y₁也包含以D_C(s)的根(极)中的由谐振引起的根(极)的频率而振动的成分，认为不视为理想响应。

然而，y₀与y₁的不同之处在于，在y₀的传递特性分子中存在谐振特性D_E(s)。即，能够说明为D_C(s)的根(极)中的由谐振引起的根(极)被谐振特性D_E(s)大致抵消，对y₀几乎不产生影响。这意味着y_d(t)的振动的频率(D_C(s)的根(极)中由谐振引起的根(极)的频率)接近谐振频率(D_E(s)的谐振极)。

这意味着，在D＝1(不存在陷波滤波器的情况下)也是共通的，即，虽然存在程度的差，但不存在陷波滤波器的情况下的y_d(t)的频率接近谐振频率。

另外，E_t逐渐接近0时，y₀几乎不包含由谐振引起的振动而理想化。另外，由于“D_C(s)的根(极)中的由谐振引起的根(极)与谐振特性D_E(s)的谐振极大致一致”，因此在y₁的传递特性中抵消E_t分母的谐振特性D_E(s)的N_C(s)所包含的D_E(s)大致被D_C(s)抵消，其结果，谐振特性D_E(s)残留于y₁的传递特性中。

这意味着当E_t渐近/一致于0时，y₀不包含由谐振引起的振动，y₁以谐振频率振动。即，与FB控制系统的响应重叠的谐振所引起的振动的频率成为谐振频率ω_m。

因此，如果E_t＝0，则收敛平面的交点坐标成为(ω_m，ω_m)。此外，在E_t＝0的情况下，根据式(11)，y₁＝0，即FB控制系统的响应为y＝y₀。因此，可以说在收敛平面的交点坐标(ω_m，ω_m)附近的FB控制系统的响应y的谐振所引起的振动的振幅是微小的。

根据式(11)以及式(12)，通过使E_t渐近/一致于0，谐振引起的振动的频率与谐振频率一致，振幅微小化。即，掌握能够去除谐振引起的振动的情况，能够通过上述的反复处理来实现。换言之，能够掌握只要针对谐振衰减特性ζ_m适当地设定陷波宽度W和陷波深度D，并使陷波频率ω_n逐渐接近谐振频率ω_m就能够实现这一情况。另外，还能够掌握收敛平面的交点坐标成为(ω_m，ω_m)。

但是，并非严格地表示收敛平面如图3那样构成，即并非严格地表示反复处理的收敛性。

因此，图4是数值性地描绘了一个谐振时的收敛平面的图。图4是谐振频率为1894[Hz]的情况。此外，FB控制增益或延迟的设定设为在无实际陷波滤波器的情况下FB控制系统振荡的设定，实际陷波滤波器的陷波宽度W、陷波深度D设为在陷波频率与谐振频率一致的情况下FB控制系统稳定化而不振荡的值。

根据图4可知，在该数值例中，收敛平面不进入图3的斜线部分，处于通过交点坐标(ω_m，ω_m)的、能够通过反复处理使陷波频率与谐振频率一致的状态。此外，例如，在陷波宽度极窄的情况下等，存在收敛平面进入图3的斜线部分的情况。

因此，在实际陷波滤波器的宽度或深度不适当的情况下，即便进行反复处理也未必能够使陷波频率与谐振频率一致，但只要具备实际陷波滤波器的设定值适当等条件，则在多数情况下，能够通过数值性方法来确认通过反复处理能够使陷波频率与谐振频率一致。

在图4的数值例中，当实际陷波滤波器介于约900～2000[Hz]时，FB控制系统稳定化。这是因为在FB控制系统因谐振而振荡的情况下，通过将实际陷波滤波器设定得比谐振频率低，实际陷波滤波器的陷波频率以上的频带中的相位超前特性使FB控制系统的谐振频率周边的稳定余裕恢复，因此谐振频率≥陷波频率更有助于FB控制系统的稳定化。

这意味着，即使在反复处理的过程中a(k)≠谐振频率，只要谐振频率≥a(k)，就能够期待谐振抑制的效果，即使不是a(k)＝谐振频率，也能够得到概略性的谐振抑制效果。

至此，叙述了谐振特性为1个、用1个实际陷波滤波器将该谐振特性抵消的情况，但关于谐振特性为n个，用n个实际陷波滤波器将这些谐振特性抵消的情况，也能够使用上述的式(6)～(12)的解析性方法以及数值性方法进行说明。

为了简化说明，对n＝2的情况进行说明。以下示出了谐振特性的传递特性RAR(s)、陷波滤波器的传递特性Nch(s)。

[数式13]

[数式14]

[数式15]

与n＝1的情况同样地定义以下数式。

[数式16]

[数式17]

[数式18]

[数式19]

[数式20]

[数式21]

其中，I₁、E_t1、I₂、E_t2分别是第1谐振的理想响应项、抵消残差项、第2谐振的理想响应项以及抵消残差项。此外，通过设为D_p(p＝1、2)＝1，也能够表现不存在实际陷波滤波器Nch_p(s、ω_mp)(p＝1、2)的状况。

根据式(16)～(21)得到下式，能够明确地表现Nch₁(s、ω_n1)·RAR₁(s、ω_m1)的抵消误差、Nch₂(s、ω_n2)·RAR₂(s、ω_nm2)的抵消误差、以及这些抵消误差的相互影响。

[数式22]

N_ch1(s，ω_m1)·R4R₁(s，ω_m1)·N_ch2(s，ω_n2)·RAR₂(s，ω_m2)

＝I₁(ω_n1)·I₂(ω_n1)(1+E_t1(ω_n1，D_I)+E_t2(ω_n2，D₂)+E_t1(ω_n1，D₁)·E_t2(ω_n2，D₂))…(22)

为了实现E_t1＝E_t2＝0，根据式(18)和(21)，只要为以下即可。

[数式23]

ω_n1→ω_m1，and D₁W₁→ζ_m1，then E_t1(ω_n1，D₁)→0…(23)

[数式24]

ω_n2→ω_m2，and D₂W₂→ζ_m2，then E_t2(ω_n2，D₂)→0…(24)

根据E_tp(p＝1、2)的定义可知，假设在D_pW_p＝ζ_mp的情况下，若|ω_np-ω_mp|单调地减少，则E_tp也单调地实现E_tp→0。

现在，由式(10)给出Z(s)作为FB控制回路内的Nch₁(s)、RAR₁(s)、Nch₂(s)、RAR₂(s)以外的要素。

此时，将FB控制系统的闭环传递特性(图18中的r→y的传递特性)记载为以下。

[数式25]

与FB控制系统的响应重叠的谐振所引起的2种振动的频率与谐振频率ω_m1及ω_m2不一致是由于在2个谐振的情况下y₁、y₂、y₁₂也以与式(11)相同的形状给出，所以基于与上述的n＝1的情况相同的理由。

另外，在描绘了收敛平面的情况下，必定通过交点坐标(wm1、wm1)以及交点坐标(wm2、wm2)的情况也基于与上述的n＝1的情况相同的理由。

以下，为了方便，对于Nch₁(s)·RAR₁(s)以及Nch₂(s)·RAR₂(s)，将任意的一方设为x，将另一方设为y，如Nch_x(s)·RAR_x(s)以及Nch_y(s)·RAR_y(s)那样表述。

在图1所示的结构中实施了反复处理时，如果能够满足以下的条件，则能够通过反复处理实现2个谐振特性的抑制。

C1：在反复的各次中，实际陷波滤波器Nch_x在能够进一步抵消产生了逐次频率推定部3推定出的振动的谐振特性RAR_x的方向上被更新/设定。

C2：在反复的各次中，不使针对产生了逐次频率推定部3推定出的振动的谐振特性RAR_x的另一个谐振特性RAR_y设定完毕的实际陷波滤波器Nch_y的谐振抑制效果减少/无效化。

关于条件C2，在更新了一方的实际陷波滤波器Nch_x的情况下，另一方的谐振特性RAR_y和实际陷波滤波器Nch_y的物理特性本身不变化，因此从开环来看，另一侧RAR_y·Nch_y的谐振抑制、抵消效果不会减少。

然而，在闭环中观察的情况下，在一方的实际陷波滤波器的更新中，在另一侧也会受到某种影响，因此未必保证条件C2成立。

然而，根据式(25)可知，若更新一方的实际陷波滤波器Nch_x来提高谐振抵消/抑制效果(即，使E_tx接近0)，则作为相互影响项的E_txy也接近0，y₀～y₁₂的全部分母中共同包含的抵消残差部分(1+E_tx+E_ty+E_txy)的影响减少，因此y₀接近理想响应，在y_x、y_xy中抵消误差的影响也减少。因此，在满足一方的实际陷波滤波器Nch_x的C1的更新中，另一方y的谐振抵消/抑制效果不会显著减少。

特别是在满足一方的实际陷波滤波器Nch_x的C1的更新中E_tx≈0的情况下，y_x、y_xy大致为0，因此不会因另一方的实际陷波滤波器Nch_y的之后的更新而使x侧的谐振抵消/抑制效果降低。

这意味着E_tx和E_ty越接近0，则越满足条件C2，成为对收敛有利的状况。另外，E_tx或E_ty越接近0，则越逐渐接近1个谐振(n＝1)的情况，在反复处理中满足条件C1。

由于难以严格地证明n＝2以上的收敛性，因此在收敛平面的解析中得到数值性方法的辅助。

对于谐振频率1894.7[Hz]的RAR₁及谐振频率3132.0[Hz]的RAR₂，构成如图1所示那样的FB控制系统，描绘使2个实际陷波滤波器Nch₁及Nch₂从陷波频率1100[Hz]滑动至3900[Hz]时的收敛平面。

但是，由于实际陷波滤波器为2个，因此定义域为2维，收敛平面为3维平面。另外，由于谐振特性为2种，因此对于各谐振特性分别存在收敛平面。为了使3维平面中的评价变得容易，在使一方的实际陷波滤波器Nch_y固定的状态下使另一方的实际陷波滤波器Nch_x滑动而描绘2维的收敛平面，使Nch_y固定于各处的情况下的收敛平面重合地绘制，由此进行评价。

此外，也一并评价不存在固定的Nch_y(即Nch_y＝1)的情况。图5是通过这样的方法绘制了第1谐振1894.7[Hz]的收敛平面的图，图6是绘制了第2谐振3132.0[Hz]的收敛平面的图。

从图5和图6可以确认，无论固定侧陷波滤波器Nch_y存在于哪个频率中，还是不存在于哪个频率中，在第1谐振和第2谐振中收敛平面都满足式(3)～(5)。因此，通过反复处理能够抑制2个谐振。

在固定侧陷波滤波器Nch_y位于第x谐振附近的情况下(例如固定侧陷波滤波器Nch_y存在于第2谐振的情况下)，收敛平面有平坦化的趋势。

这表示，在谐振特性x被陷波滤波器Nch_y进一步抵消的情况下，无论另一方陷波滤波器Nch_x的存在频率是怎样的，都维持抵消能力高的状态，即，即使是2个谐振，在另一方的谐振特性被陷波滤波器进一步抵消，进而被完全抵消的情况下，谐振抑制问题能够转移到1个谐振的情况。这与式25的解释不矛盾。

与n＝1的情况同样地，在实际陷波滤波器的宽度或深度不适当的情况下，即使进行反复处理也未必能够使陷波频率与谐振频率一致，但只要具备实际陷波滤波器的设定值适当等条件，则在多数情况下，能够通过数值性方法确认收敛平面满足式(3)～(5)。

因此，在2个谐振的情况下，也能够通过反复处理抑制2个谐振。

在到此为止的说明中，逐次频率推定部3输出的序列a(k)以能够准确地推定振动y_d(t)的(振幅(功率)最大的振动成分的)频率为前提。

在图7中示出了用于实现该目的的逐次频率推定部3。逐次频率推定部3由逐次频率推定器71、收敛判定器72以及与门处理73构成。

逐次频率推定器71将振动y_d(t)的时刻t时间点的振动y_d(t)的频率的推定值作为逐次频率推定值序列a(t)输出。

收敛判定器72将a(t)作为输入，在判断为逐次频率推定值序列a(t)收敛为恒定值的定时k(k＝0、1、2、…)输出收敛判定脉冲Pls(k)k(k＝0、1、2、…)。

与门处理73将a(t)和Pls(k)作为输入，根据Pls(k)将作为逐次频率推定部3的输出的推定值序列a(k)(k＝0、1、2、…)作为输出。

逐次频率推定器71例如是自适应陷波滤波器、自适应线性增强器、非线性推定器(正弦波拟合)等能够实时推定频率的逐次推定器。在图8中示出了在逐次频率推定器71中采用了简单结构的离散IIR(Lattice)型的自适应陷波滤波器(1级)的情况下的处理的块结构。并且，以下示出了逐次频率推定器71的自适应算法。

<离散IIR陷波滤波器81>

[数式26]

x(t)＝y_d(t)-a_L(t)(l+r_L)·x(t-1)-r_L·x(t-2)…(26)

[数式27]

e(t)＝x(t)+2a_L(t)x(t-1)+x(t-2)…(27)

＜自适应调整器82＞

[数式28]

[数式29]

＜单位变换器83＞

[数式30]

a(t)＝arccos(-a_L(t))/(2πT_s)…(30)

此外，x、e以及a_L分别是表示内部状态量、推定误差以及陷波频率的变量。另外，μ、λ、r_L及σ_x ²分别为更新步骤调整系数、遗忘系数、陷波宽度系数及x的方差，均为正值。另外，单位变换器83是将a_L(t)的单位变换为[Hz]并作为a(t)输出的处理。

在基于式(26)～(30)的振动y_d(t)的逐次频率推定值序列a(t)中，如果y_d(t)是多个频率成分重叠的振动波形的情况，存在优先推定针对多个振动成分中的振幅(功率)最大且持续的振动成分的频率的倾向(此外，在各振动成分的振幅(功率)比接近1的情况下，存在依赖于初始值a(0)而容易推定具有接近a(0)的频率的振动成分的倾向)。

这意味着，在设a(t)为a(k)而应用于实际陷波滤波器来抑制谐振的情况下，在对逐次频率推定器71采用上述自适应陷波滤波器时，成为优先抑制振幅(功率)最大的谐振的倾向。

收敛判定器72可以考虑各种实现方法，以下示出了简单结构的一例。

＜收敛判定器72＞

通过下式定义差分过程。

[数式31]

ε(t)≡|a(t)-a(t-1)|…(31)

以下计算出收敛判定器的输出Pls(k)。

i)差分过程ε(t)在指定时间Te以内一次也没有超过差分阈值Tε、且指定时间Te内的a(t)的最初的值与最后的值之差(斜率)的绝对值在斜率阈值Tεd以内时，判断为收敛，将该定时设定为k，将收敛判定脉冲Pls(k)设定为1。

ii)差分过程ε(t)在指定时间Te以内超过差分阈值Tε一次，或者在产生收敛判定脉冲后，在经过指定时间Ted之前收敛判定脉冲为0。

通过设置简单的斜率计算方法和斜率阈值，始终不会对a(t)持续微小增加的情况或持续微小减少的情况进行收敛判定。

由此，a(k)成为自适应算法的收敛完成时的可靠的推定值，能够期待是振动y_d(t)频率的准确的推定值。

通过得到这样的a(k)，能够进行基于上述反复处理的多个谐振特性的谐振频率的推定。

图9表示以这样的a(k)为前提，谐振特性的数量最大为2(n＝1、2)的情况下的谐振数推定部4的动作。谐振数推定部4基于a(k)，从a(k)依次推定谐振数并输出谐振数推定值序列N(k)。

在图9中，在n＝1(第1谐振为F1[Hz])的情况下，在形成图4所示那样的收敛平面的情况下，用实线表示进行了反复处理时的a(k)，在n＝2(第1谐振为F1[Hz]，第2谐振为F2[Hz])的情况下，在形成图5以及图6那样的收敛平面的情况下，用虚线表示进行了反复处理时的a(k)。

其中，在n＝2的情况下，在此假设实际陷波滤波器1用于抑制第1谐振，实际陷波滤波器2用于抑制第2谐振，a(k)能够准确地掌握是哪个谐振特性的频率推定值，能够应用于适当的实际陷波滤波器。

在n＝1的情况下，初始k＝0时的推定值a(0)是以第1谐振为对象的推定值，但通过FB控制，F1≠a(0)，进行了1次反复处理的a(1)根据图4的收敛平面，能够期待|F1-a(0)|＞|F1-a(1)|。根据图4，应该成为|F1-a(k)|→F1＝a(k)(k→∞)，在满足式(5)的情况下，必定是|a(k-1)-a(k-2)|＞|a(k)-a(k-1)|。

另一方面，在n＝2的情况下，假设如图9那样在k＝0、1时抑制了第1谐振F1而发挥了某种程度的抑制效果时，第2谐振的振动(功率)变得比第1谐振显著，设想在k＝2时得到以第2谐振为对象的a(k)。

在该情况下，存在不是|F1-a(0)|＞|F1-a(1)|，而是|F1-a(0)|＜|F1-a(1)|，不是|a(k-1)-a(k-2)|＞|a(k)-a(k-1)|，而是|a(k-1)-a(k-2)|＜|a(k)-a(k-1)|的倾向。

因此，当关注n＝1、n＝2的情况下的a(k)的举动时，可以说能够通过以下的简单的算法来推定谐振数。即，在从逐次频率推定部3得到的a(k)的本次值与前次值之差的绝对值超过了预定的阈值的情况下，谐振数推定为2，除此以外推定为1即可。

＜谐振数推定部4(最大2个谐振(n＝1、2)的情况)＞

[数式32]

ε_a(k)≡|a(k)-a(k-1)|，k＝1，2，······(32)

[数式33]

其中，N(0)＝I，N(-I)＝0

其中，T_r、N(k)分别是谐振数阈值[Hz]和谐振数推定值序列。另外，逐次频率推定部3以k≥0进行动作，在振动检测部7未检测到振动的自动调整部2为初始状态的情况下，设为k＝-1，谐振数为N(-1)＝0，即成为在控制器后级1个实际陷波滤波器也没有设置的状态。

另外，在N(k)为2时，使作为上述的假设的、“实际陷波滤波器1用于抑制第1谐振，实际陷波滤波器2用于抑制第2谐振，a(k)能够准确地掌握是哪个谐振特性的频率推定值，能够应用于适当的实际陷波滤波器”成立的、应用a(k)的实际陷波滤波器的选择单元即谐振编号判断部5能够通过下述简单的算法来实现。

<谐振编号判断部5(最大2个谐振(n＝1、2)的情况)>

用以下的L_n(k)决定应用a(k)的实际陷波滤波器的编号。

[数式34]

[数式35]

E₁(k)≡|a(k)-a_n1|，E₂(k)≡|a(k)-a_n2|…(35)

其中，a_n1、a_n2分别为k时间点的实际陷波滤波器1的陷波频率[Hz]的陷波滤波器、及k时间点的实际陷波滤波器2的陷波频率[Hz]的陷波滤波器。

至此，对谐振数最大为2个(n＝1、2)的情况下的谐振数推定部4以及谐振编号判断部5进行了说明，但在谐振数为3个以上的情况下，也能够扩展谐振数推定部4，设为图10所示的谐振数推定部111。以下示出了谐振数推定部111的算法。

图10是表示应用于与图1同样的一般的电动机的FB控制系统的实施例1的变形例的图。对于与图1相同的构成部分，省略说明。

<谐振数推定部111(n谐振对应的情况)>

N(O)＝1、rN(O)＝1

For k＝1～

IF |a(k)-a(k-1)|＜Tr

N(k)＝N(k-1)

rN(k)＝rN(k-1)

超过ELSE％谐振数阈值的情况

Rng(rN(k-1))＝[Wmin(rN(k-1)、Wmax(rN(k-1))

如果a(k)包含在Rng(1)～Rng(N(k-1))中的任一个Rng(j)中的情况下，

其中，Rng(i)是第i个谐振频率宽度，具有预定的频率宽度[Wmin(i)、Wmax(i)](即Wmin(i)≤Rng(i)＜Wmax(i))。作为一例，在赋予了a(k-1)时，Rng(i)使用T_r＞2×WrN的WrN，并赋予为Rng(i)＝[a(k-1)-WrN、a(k-1)+WrN)。

rN(k)是谐振频率宽度编号，分配给各Rng，是用于识别Rng的编号。谐振数推定部111将N(k)作为谐振数推定值序列而输出，将谐振频率宽度编号rN(k)作为应用a(k)的实际陷波滤波器的编号L_n(k)而输出。

上述算法是如下算法：在a(k)超过了谐振数阈值T_r的情况下，对a(k-1)分配谐振频率宽度和谐振频率宽度编号，仅在a(k)不属于已经分配了谐振频率宽度编号的谐振频率宽度Rng中的任意一个时，使谐振数增加1。图11示出了谐振数推定部111的行为。

图11的事例是存在第1～第4谐振，谐振数为4个，各谐振频率为550、1000、2000、4000[Hz]时的结果。每当超过谐振数阈值时，谐振频率宽度Rng被分配给a(k-1)，仅在a(k)不属于现有的谐振频率宽度Rng中的任意一个的情况下，谐振数增加1，最终能够掌握谐振数推定值N(k)成为真值4。

上述算法是将谐振数推定部4和谐振编号判断部5汇总而一般化的算法。换言之，谐振数推定部4和谐振编号判断部5在谐振数最大为2的情况下使上述算法特殊化，简化了处理。

在此，对谐振数推定部4的动作进行说明。

在由于控制对象的1个以上的谐振特性而在FB控制系统的响应中叠加振动的情况下，谐振数推定部4将谐振数推定值的初始值设定为1，并且将谐振频率宽度编号的初始值设定为1(步骤1)。

在从逐次频率推定部3得到的振动频率推定值序列的本次值与前次值之差的绝对值超过了预定的阈值(谐振数阈值)的情况下，对前次值分配与谐振频率宽度编号相关联的谐振频率宽度(步骤2)。

谐振频率宽度是以前次值为中心值，以对中心值加上正的预定值而得到的值为上限，以对中心值减去正的预定值而得到的值为下限的频率区域(步骤3)。

在本次值进入已经设置的1个以上的谐振频率宽度中的任意1个的情况下，不使谐振数推定值变化，并且将谐振频率宽度编号更新为与包含本次值的谐振频率宽度相关联的谐振频率宽度编号(步骤4)。

在本次值没有进入已经设置的1个以上的谐振频率宽度的情况下，或者没有设置1个以上的谐振频率宽度的情况下，设定为使谐振数推定值增加1、并且使谐振频率宽度编号增加1的谐振数推定值(步骤5)。

在从逐次频率推定部3得到的振动频率推定值序列的本次值与前次值之差的绝对值未超过预定的阈值(谐振数阈值)的情况下，不使谐振数推定值变化，并且不使所述谐振频率宽度编号变化(步骤6)。

通过在每次得到本次值时依次反复进行所述步骤2至所述步骤6来推定谐振数，并输出为谐振数推定值序列。

将谐振频率宽度编号设为应用在控制器的后级设置1个以上的陷波滤波器的编号，将逐次推定的结果的本次值应用于谐振频率宽度编号的陷波滤波器。

图12表示执行了图1所示的自动调整部2时的谐振抑制的状况。此外，设谐振数为2，设第1谐振频率为1000[Hz]，设第2谐振频率为2000[Hz]，振动y_d(t)是如图12那样在同时间段观测到由第1谐振以及第2谐振引起的2种振动(y_d1(t)以及y_d2(t))重叠而得的振动的情况下的谐振抑制的状况。

针对振动y_d(t)的逐次频率推定部3的频率的推定值始终(优先为振幅(功率)最大的成分)仅得到1个，但通过伴随谐振数推定部4和谐振编号判断部5，可知如果是持续产生2个谐振的状况，则能够在短时间内实时高精度地抑制2个谐振。

当然，无论在非同时产生2个谐振的情况下，还是在各谐振显著地持续产生的情况下，都能够在短时间内实时地抑制各谐振。另外，构成为在由振动提取部6、振动检测部7挑选了应抑制的振动(谐振特性)之后，由逐次频率推定器71推定振动y_d(t)的频率，并且由收敛判定器72得到提高了作为振动y_d(t)的频率的推定值的可靠度的a(k)，能够进行高精度、高可靠性的谐振抑制。

根据本实施例，能够提供一种陷波滤波器调整装置及具备该陷波滤波器调整装置的电动机控制装置，该陷波滤波器调整装置无需事先调查，且即使在同时产生2个以上的谐振特性的情况下，也能够高精度、实时地自动推定、调整以抑制机械系统的1个以上的谐振特性为目的而设置于FB控制系统内的实际陷波滤波器的数量及实际陷波滤波器的陷波频率，从而能够实时抑制机械系统的1个以上的谐振特性。

此外，在本实施例中，自动调整部2将电动机转速y作为输入，但从容易提取振动成分的观点出发，也可以将自动调整部2的输入作为图1的加减法器16的输出即电动机转速偏差。另外，从该观点出发，也可以使用FB控制器13的输出。

另外，也可根据基于a(k)的实际陷波滤波器的陷波频率的更新来更新陷波宽度W、陷波深度D。

从更稳健地抑制谐振特性的观点出发，优选将陷波宽度W设定得较宽，将陷波深度设定得较深。但是，在a(k)为较低的频率的情况下，若将陷波宽度设定得较宽或者将陷波深度设定得较深，则在陷波滤波器的特性上，在比陷波频率低的区域，FB控制系统的相位延迟有增加的倾向，使FB控制系统的稳定余裕减少，根据情况，FB控制系统有可能振荡。因此，优选根据a(k)来设定陷波宽度W、陷波深度D。因此，例如陷波宽度W、陷波深度D也可以如陷波宽度W(a(k))、陷波深度D(a(k))那样作为a(k)的函数或MAP而分配适当的值。

另外，也可以设置陷波宽度W、陷波深度D观测a(k)和振动y_d(t)的振幅来进行调整的结构。例如，在a(k)没有持续性变化，但振动y_d(t)的振幅仍然大的情况下，是扩大陷波宽度W、或者加深陷波深度D等的调整。

另外，谐振数阈值T_r也可以根据a(k)而变化。即是T_r(a(k))。假定想要自动调整的机械系统而设为适当的函数、MAP即可。

另外，谐振频率宽度Rng也可以根据a(k-1)而变化。即是Rng(a(k-1))。假定想要自动调整的机械系统而设为适当的函数、MAP即可。

另外，谐振数推定部111也可以对推定的谐振数设置上限。另外，也可以对想要抑制的谐振频率的范围设置制约。例如在将Amin[Hz]～Amax[Hz]设为想要抑制的范围的情况下，向基于a(t)进行收敛判定的收敛判定器72追加“Amin≤a(t)≤Amax”作为输出收敛判定脉冲的条件即可。

另外，也可以将由振动提取部6提取出的频带缩小到Amin[Hz]～Amax[Hz]。

另外，自动调整部2也可以基于FB控制器13的FB增益来调整动作的打开/关闭(ON/OFF)、谐振数阈值等自动调整部2的参数。这是因为在机械系统的多个谐振特性中，FB控制系统应该考虑、抑制的谐振特性的数量依赖于FB增益。

另外，基于同样的理由，自动调整部2也可以设置根据谐振数推定值、振动抑制的状况来调整FB控制器13的FB增益的结构。

另外，实际陷波滤波器也可以不是由式(2)、(14)、(15)给出的形式。式(2)、(14)、(15)是连续系，在安装时需要离散化，但将它们以一般的各种z变换(ZOH、Tustin变换、整合z变换)离散化而得的滤波器不限于成为与离散IIR陷波滤波器81的式(26)、(27)相同的构造。因此，例如也可以将离散IIR陷波滤波器81直接用作实际陷波滤波器。

另外，自动调整部2也可以另外设置将实际陷波滤波器复位的结构。例如，在要抑制的谐振特性的数量为n＝2、实际陷波滤波器的可利用上限数为2的情况下，在谐振数推定部4和谐振编号判断部5中，在由于某些误差因素而将1个实际陷波滤波器Nch_x设定为与第1谐振和第2谐振中的任一个都极端远离的不正常的频率的情况下，可能产生必须仅利用另一个实际陷波滤波器Nch_y来抑制第1谐振和第2谐振的状况。设置检测这样的情况并使固定化的实际陷波滤波器Nch_x开放/复位的结构对于自动调整部2的稳健化是有效的。

实施例2

实施例2是将实施例1应用于电动机控制装置的例子，是应用于图13所示的AC伺服电动机的级联FB控制系统中的速度控制系统的实施例。图13所示的控制系统具备加减法器1312、速度控制器132、电流控制器133、从d-q坐标系向3相坐标系进行坐标变换的第1坐标变换器134、从3相坐标系向d-q坐标系进行坐标变换的第2坐标变换器1310、输入3相电压指令并输出PWM脉冲的PWM输出器135、逆变器(电力变换器)136、电流检测器138、位置/速度计算部1311、测量电动机的转速的编码器139、电动机137、由电动机驱动的机械1313。

图14表示将图1所示的自动调整部2应用于图13的实施例2。自动调整部1401将位置/速度计算部1311根据编码器139的输出计算出的电动机速度(电动机转速)作为输入进行处理。速度控制器132的输出经由实际陷波滤波器提供给电流控制器133来控制电动机137。

电流控制器133控制电动机的电路部分，在该控制周期比速度控制器132快的前提下，在速度控制系统中，电流控制系统近似地视为1(速度控制器的操作量直接到达电动机的机械部分(转子))。因此，输入计算位置/速度计算部1311的输出与转速指令的偏差的加减法器1312的输出的速度控制器132的控制对象是电动机的机械部分(转子)和与电动机转子耦合的机械1313，这相当于图1中的FB控制器的控制对象。

在设机械1313的惯性数为1，视为机械1313与电动机转子弹性耦合的情况下，控制对象能够视为机械1313与电动机转子通过弹簧/阻尼器耦合的2惯性系统，控制对象具有包含1组谐振/反谐振特性的频率特性。

另外，在机械1313的惯性数为2且各惯性通过弹簧/阻尼器耦合，其一方被视为相对于电动机转子弹性耦合的情况下，控制对象能够被视为各惯性通过弹簧/阻尼器耦合的3惯性系统，具有包含2组谐振/反谐振特性的频率特性。

如实施例1所示，自动调整部2不需要事先调查谐振数，即使是2个谐振或其以上，也能够自动地抑制谐振。因此，在本实施例中，自动调整部2也无需事先调查谐振数，能够在速度控制器132的后级自动地设定、调整适当数量的内含适当的陷波频率的实际陷波滤波器。

因此，根据本实施例，对于图13所示的AC伺服电动机的级联FB控制系统中的速度控制系统，也应用自动调整部2，即使在不需要事先调查且同时产生2个以上的谐振特性的情况下，也能够高精度、实时地自动推定、调整设置在速度控制系统内的实际陷波滤波器的数量以及实际陷波滤波器的陷波频率，从而实时地抑制机械系统的1个以上的谐振特性。另外，能够提供具备具有这样的自动调整部2的AC伺服电动机的级联FB控制系统的电动机控制装置。

上述的实施例除了电动机控制装置以外，还能够应用于例如半导体检查装置、电动汽车的主电动机控制装置、电动动力转向装置等。

附图标记说明

2…自动调整部、3…逐次频率推定部、4…谐振数推定部、5…谐振编号判断部、6…振动提取部、7…振动检测部、8…开关、9…切换开关、10～12…实际陷波滤波器、1～n、13…FB控制器、14…电动机、15…控制对象机器。

Claims (14)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具有：

控制器，其对包含电动机的控制对象进行控制；

振动提取部，其提取因所述控制对象的1个以上的谐振特性而与控制系统的响应重叠的1个以上的振动成分；

逐次频率推定部，其逐次推定所述振动成分中的某1个所述振动成分的频率，并将该频率作为振动频率推定值序列而输出；以及

谐振数推定部，其基于所述振动频率推定值序列，将成为与所述控制系统的响应重叠的振动的产生原因的谐振特性的数量作为谐振数推定值序列而输出，并且设置与所述谐振数推定值序列的值对应的个数的陷波滤波器，

经由所述陷波滤波器将所述控制器的输出提供给电流控制器来控制所述电动机。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述逐次频率推定部具有：

逐次频率推定器，其推定1个以上的所述振动成分中振幅最大的所述振动成分的频率，并作为逐次频率推定值序列而输出；以及

收敛判定器，其基于所述逐次频率推定值序列来判断所述逐次频率推定值序列是否收敛为固定值，

每当所述收敛判定器判断为收敛时，将该时刻的所述逐次频率推定值序列的值作为推定值序列而输出，

将所述推定值序列设为作为所述逐次频率推定部的输出的所述振动频率推定值序列。

3.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电动机控制装置具有：谐振编号判断部，其根据所述谐振数推定部推定出的所述谐振数推定值序列的当前时刻的谐振数和所述逐次频率推定部推定出的所述振动频率推定值序列的当前时刻的频率，针对设置在所述控制器的后级的1个以上的实际陷波滤波器，选择与所述振动频率推定值序列的所述当前时刻的频率对应的实际陷波滤波器。

4.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述谐振数推定部进行如下处理：

在从所述逐次频率推定部得到的所述振动频率推定值序列的本次值与前次值的差的绝对值超过了谐振数阈值的情况下，推定所述谐振特性的数量为2个，

在未超过所述谐振数阈值的情况下，推定所述谐振特性的数量为1个，

输出推定出的所述谐振特性的数量作为所述谐振数推定值序列。

5.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述谐振数推定部进行如下处理：

将谐振数推定值的初始值设定为1，并且将谐振频率宽度编号的初始值设定为1，

作为处理A，

在从所述逐次频率推定部得到的所述振动频率推定值序列的本次值与前次值的差的绝对值超过了谐振数阈值的情况下，

针对所述前次值分配与所述谐振频率宽度编号对应的谐振频率宽度，所述谐振频率宽度设为如下的频率区域：以所述前次值为中心值，将对所述中心值加上正的预定的值而得到的值作为上限，将对所述中心值减去正的预定值而得到的值作为下限，

在所述本次值进入了已经设置的1个以上的所述谐振频率宽度中的任一个的情况下，不使所述谐振数推定值变化，并且将所述谐振频率宽度编号更新为与包含所述本次值的所述谐振频率宽度相关联的所述谐振频率宽度编号，

在所述本次值未进入已经设置的1个以上的所述谐振频率宽度的情况下，或者，在未设置1个以上的所述谐振频率宽度的情况下，使所述谐振数推定值增加1，并且将所述谐振频率宽度编号设定为增加了1的所述谐振数推定值，

作为处理B，

在从所述逐次频率推定部得到的所述振动频率推定值序列的所述本次值与所述前次值的差的绝对值未超过所述谐振数阈值的情况下，不使所述谐振数推定值变化，并且不使所述谐振频率宽度编号变化，

每当得到所述振动频率推定值序列的所述本次值时，逐次地反复进行所述处理A和所述处理B，由此推定谐振数，并作为所述谐振数推定值序列而输出。

6.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

设置于所述控制系统的控制器后级的1个以上的所述陷波滤波器从1开始按升序分配正的编号，

所述谐振频率宽度编号被设为将所述逐次频率推定部推定出的所述振动频率推定值序列的所述本次值应用于设置在所述控制系统的控制器后级的1个以上的所述陷波滤波器的编号，

将所述振动频率推定值序列的所述本次值应用于所述谐振频率宽度编号的所述陷波滤波器。

7.一种电动机控制装置，其特征在于，

在权利要求1所述的电动机控制装置处于初始状态且从动作开始起振动检测部一次也没有判断为有振动产生的情况下，在所述控制系统的控制器后级不设置所述陷波滤波器。

8.一种陷波滤波器调整装置，其特征在于，具有：

振动提取部，其提取因控制对象的1个以上的谐振特性而与控制系统的响应重叠的1个以上的振动成分；

逐次频率推定部，其逐次推定所述振动成分中的某1个所述振动成分的频率，并将该频率作为振动频率推定值序列而输出；以及

谐振数推定部，其基于所述振动频率推定值序列，将成为与所述控制系统的响应重叠的振动的产生原因的谐振特性的数量作为谐振数推定值序列而输出，并且将与所述谐振数推定值序列的值对应的个数的陷波滤波器串联设置在所述控制系统的控制器后级。

9.根据权利要求8所述的陷波滤波器调整装置，其特征在于，

所述逐次频率推定部具有：

逐次频率推定器，其推定1个以上的所述振动成分中振幅最大的所述振动成分的频率，并作为逐次频率推定值序列而输出；以及

收敛判定器，其基于所述逐次频率推定值序列来判断所述逐次频率推定值序列是否收敛为固定值，

每当所述收敛判定器判断为收敛时，将该时刻的所述逐次频率推定值序列的值作为推定值序列而输出，

将所述推定值序列设为作为所述逐次频率推定部的输出的所述振动频率推定值序列。

10.根据权利要求8所述的陷波滤波器调整装置，其特征在于，

所述陷波滤波器调整装置具有：谐振编号判断部，其根据所述谐振数推定部推定出的所述谐振数推定值序列的当前时刻的谐振数和所述逐次频率推定部推定出的所述振动频率推定值序列的当前时刻的频率，针对设置在所述控制器后级的1个以上的实际陷波滤波器，选择与所述振动频率推定值序列的所述当前时刻的频率对应的实际陷波滤波器。

11.根据权利要求8所述的陷波滤波器调整装置，其特征在于，

所述谐振数推定部进行如下处理：

在从所述逐次频率推定部得到的所述振动频率推定值序列的本次值与前次值的差的绝对值超过了谐振数阈值的情况下，推定所述谐振特性的数量为2个，

在未超过所述谐振数阈值的情况下，推定所述谐振特性的数量为1个，

输出推定出的所述谐振特性的数量作为所述谐振数推定值序列。

12.一种陷波滤波器调整方法，其特征在于，

提取因控制对象的1个以上的谐振特性而与控制系统的响应重叠的1个以上的振动成分，逐次推定所述振动成分中的某1个所述振动成分的频率，并将该频率作为振动频率推定值序列，

基于所述振动频率推定值序列，将成为与所述控制系统的响应重叠的振动的产生原因的谐振特性的数量作为谐振数推定值序列而输出，并且将与所述谐振数推定值序列的值对应的个数的陷波滤波器串联设置在所述控制系统的控制器后级。

13.根据权利要求12所述的陷波滤波器调整方法，其特征在于，

在所述陷波滤波器调整方法处于初始状态，并且在所述陷波滤波器调整方法从处理开始起一次也未检测到由谐振引起的振动的产生的情况下，在所述控制系统的控制器后级不设置所述陷波滤波器。

14.一种电动机控制方法，其特征在于，

使用了权利要求12所述的陷波滤波器调整方法。

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