CN113517814A - 一种boost开关变换器以及最小关闭时间控制电路 - Google Patents

一种boost开关变换器以及最小关闭时间控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种BOOST开关变换器以及最小关闭时间控制电路，所述BOOST开关变换器包括：外围电路、控制电路、主功率管NMOS管NM、附从功率管PMOS管PM；所述外围电路包括电感L、输出电容COUT、分压电阻R1和分压电阻R2，其中，分压电阻R1与分压电阻R2之间具有一输出反馈电压VFB，且该输出反馈电压VFB通过反馈线加载于误差放大器EA的反向输入端，反馈给误差放大器放大，反馈点的电压和基准电压相等，从而确定输出电压值；所述控制电路包括：误差放大器EA、由补偿电阻Rcomp和补偿电容Ccomp串联连接组成的补偿网络、PWM比较器、斜坡生成电路、逻辑控制电路、时钟、驱动级电路和采样电路；本发明可工作于开关模式和直通模式，并且能够自由切换，实现开关纹波达到最低。

Description

一种BOOST开关变换器以及最小关闭时间控制电路
技术领域
本发明涉及一种BOOST开关变换器技术领域，具体为一种BOOST开关变换器以及最小关闭时间控制电路。
背景技术
升压开关DC/DC变换器作为应用最广泛的拓扑结构之一在锂电池应用的电子产品中随处可见，被应用于对外升压放电的应用中。随着快充概念的普及和广泛应用，对BoostDC/DC提出了更高的要求，为了最大化锂电池的转换效率要使得输出和输入电压接近，甚至是直通模式工作以减少开关损耗，提高转换效率。
传统的变换器都有最大占空比的要求，如果高于最大占空比开关纹波将增大，甚至不受环路的控制，给应用带来很大风险，且当目标输出电压接近或低于输入电压时，无法实现直通模式与开关模式的无缝切换，而且会产生较大的纹波；
现有技术已经不能满足现阶段人们的需求，基于现状，急需对现有技术进行改革。
发明内容
本发明的目的在于提供一种BOOST开关变换器以及最小关闭时间控制电路，以解决上述背景技术中提出的问题。
本发明提供如下技术方案一种BOOST开关变换器，包括：
外围电路、控制电路、主功率管NMOS管NM、附从功率管PMOS管PM；
优选的，所述外围电路包括电感L、输出电容COUT、分压电阻R1和分压电阻R2，其中，分压电阻R1与分压电阻R2之间具有一输出反馈电压VFB，且该输出反馈电压VFB通过反馈线加载于误差放大器EA的反向输入端，反馈给误差放大器放大，反馈点电压和基准电压相等，从而确定输出电压值,所述电感L的一端耦接输入电压VIN，另一端通过耦接附从功率管PMOS管PM耦接输出电压VOUT。
所述控制电路包括：误差放大器EA、由补偿电阻Rcomp和补偿电容Ccomp串联连接组成的补偿网络、PWM比较器、斜坡生成电路、逻辑控制电路、时钟、驱动级电路和采样电路；
优选的，所述误差放大器EA的正向输入端加载有参考基准源VREF，且所述误差放大器EA的反向输入端加载有输出电压的反馈值VFB，所述误差放大器EA将该输出电压的反馈值VFB与参考基准源VREF放大后产生电压VCOMP；
优选的，所述误差放大器EA的输出端耦接PWM比较器的反向输入端，将VCOMP输入给PWM比较器，且所述误差放大器EA的输出端通过由补偿电阻Rcomp和补偿电容Ccomp串联连接组成的补偿网络接地，该补偿网络有效的增加了控制电路的稳定性。
优选的，所述PWM比较器的正向输入端耦接斜坡生成电路和采样电路，所述斜坡生成电路产生斜坡补偿信号，所述采样电路采样主功率管NM的电压信号与所述斜坡生成电路产生斜坡补偿信号叠加后产生电压VSLOPE加载于PWM比较器的正向输入端，所述PWM比较器通过对正向输入端VSLOPE与反向输入端VCOMP比较后产生状态QA并输出给逻辑控制电路，QA可以是0（低电平）也可以是1（高电平）；
优选的，所述逻辑控制电路的输出端耦接驱动级电路，其中，所述驱动级电路的一路耦接主功率管NMOS管NM，并产生控制主功率管NMOS管NM的开关控制信号VGN,所述驱动级电路的另一路耦接附从功率管PMOS管PM，并产生控制附从功率管PMOS管PM的开关控制信号VGP,由逻辑控制电路通过控制开关控制信号VGN和开关控制信号VGP分别控制主功率管NM和从功率管PM的开关，最后形成稳定的输出电压；所述逻辑控制电路加载有时钟电路，该时钟电路用于控制主功率管NMOS管NM和附从功率管PMOS管PM的周期。
优选的，控制电路的输入端电压与输出端电压的大小，通过输入输出比较器对输出电压和输入电压的比较，且输出电压PS，当输出电压VOUT大于输入电压VIN但不超过最大占空比时，开关变换器工作在变换器开关模式。
另一方面，为了实现主功率管NMOS管NM开启时间的控制问题，实现开关纹波达到最低，本发明提供了一种最小关闭时间控制电路，包括：放大器A1、放大器A2和放大器A3，且所述放大器A1、A2、A3耦接闭环后形成单位增益放大器，将输入电压VIN和输出电压VOUT引入到控制电路中；
所述最小关闭时间控制电路还包括：比例电流镜PM1、PM2、PM3和PM4、无源电阻R11和R12、电容C1和C2，所述电容C1、C2的两端分别耦接开关管NM1和NM2，且所述开关管NM1的栅极通过耦接反相器加载有时间控制信号（Tctrl），用于控制时间，所述开关管NM2的栅极加载有最小关闭时间（Toffmin）控制信号，PM1和PM2将输入电压VIN与无源电阻R11产生的电流镜像后对电容C1充电，PM3和PM4将输出电压与输入电压的电压差以及R12产生的电流镜像后对C2充电，Tctrl是本发明中的一个控制时间，它是设置的固定时间Tpulse和主功率管NMOS管NM的信号控制端NCHON时间的交集，Ton是主功率管NMOS管NM开启的时间，也即是NCHON=1的时间；
优选的，所述比例电流镜PM2与电容C1的连接线处耦接一开关S1，且开关S1的另一端通过由滤波电阻R3、滤波电容C3组成的RC滤波电路耦接比较器COMP1的反向输入端，当开关S1打开后，C1产生的电压经过滤波R3、滤波电容C3后得到稳定的电压VN加载到比较器COMP1的反向输入端，且所述电容C2产生的电压VP加载到比较器COMP1的正向输入端；
优选的，所述比较器COMP1输出端耦接由或非门NOR1和NOR2组成的RS触发器，比较器COMP1的输出电压monitor1传输给RS触发器，且RS触发器锁存monitor1的状态，所述或非门NOR2的一路输入端加载有主功率管NMOS管NM的信号控制端NCHON，当NCHON=1时，NM打开，NCHON=0时，NM关闭。
有益效果：
本发明可工作于开关模式和直通模式，通过输入输出比较器对输出电压和输入电压进行比较：
（1）当输出电压大于输入电压但不超过最大占空比时，开关变换器工作在变换器开关模式；
（2）当输出电压与输入电压接近时，超出最大占空比后通过最小关闭时间控制电路控制输出，最小关闭时间控制电路中的控制时间Tctrl在输出电压大于输入电压且不超过最大占空比时小于NM开启的时间Ton，最小关闭时间Toffmin更短，Toffmin对环路逻辑控制没有影响；
（3）当输出电压低于输入电压时，输出电压降至设定的阈值，此阈值比输入电压VIN高一个固定的电压值，输出电压VOUT与输入电压VIN实时比较，当检测到状态变化后，看PWM比较器的输出QA的状态:如果QA=0，开关变换器仍然继续工作于开关模式状态，等待下一个clk时开启主功率管NMOS管NM；如果QA=1，说明设定值低于输入值，变换器工作于PMOS管的线性限流的直通工作模式；直通模式下PMOS功率管导通阻抗最低；无论何时若QA=0，则继续回到开关工作状态，实现直通工作模式与开关工作模式的无缝自由切换，且输出纹波低。
附图说明
图1为本发明开关变换器的结构示意图；
图2为本发明最小关闭时间控制电路的电路图；
图3为本发明各节点波形变化时序图；
图4为本发明NCHON时间大于Tpulse时时序图；
图5为本发明 NCHON时间小于Tpulse时图；
图6为本发明输入输出比较器内部电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
首先，通过输出电压的调整可将Boost DC/DC变换器的工作状态分为三个阶段；第一，当输出电压高于输入电压而且占空比低于要求的最大占空比时，Boost DC/DC变换器工作正常开关状态，只要环路稳定就能得到稳定的输出电压和最低的开关纹波，开关频率与设置的时钟频率一致，这也是目前Boost DC/DC变换器都能实现的工作方式；
第二，当要求的输出电压与输入电压接近时，大于开关变换器能工作的最大占空比，即NM开启时间Tmin大于PWM工作需要的时间时，NM开启储存的能量大于需要的能量，就会出现跳频工作，开关纹波变大，环路不受控制；
第三，当要求的输出电压低于输入电压时，如果再用PWM工作方式，不同于Buck的拓扑结构，升压拓扑的功率管将进入常关闭状态，而无法维持需要的电压。
参考图1，为了解决上述问题，本发明一方面提供了一可选实施例一种BOOST开关变换器，包括：
外围电路、控制电路、主功率管NMOS管NM、附从功率管PMOS管PM；
所述外围电路包括电感L、输出电容COUT、分压电阻R1和分压电阻R2，其中，分压电阻R1与分压电阻R2之间具有一输出反馈电压VFB，且该输出反馈电压VFB通过反馈线加载于误差放大器EA的反向输入端，反馈给误差放大器放大，反馈点电压和基准电压相等，从而确定输出电压值。
所述控制电路包括：误差放大器EA、由补偿电阻Rcomp和补偿电容Ccomp串联连接组成的补偿网络、PWM比较器、斜坡生成电路、逻辑控制电路、时钟、驱动级电路和采样电路；
所述误差放大器EA的正向输入端加载有参考基准源VREF，且所述误差放大器EA的反向输入端加载有输出电压的反馈值VFB，误差放大器EA将该输出电压的反馈值VFB与参考基准源VREF放大后产生电压VCOMP；
所述误差放大器EA的输出端耦接PWM比较器的反向输入端，将VCOMP输入给PWM比较器，且所述误差放大器EA的输出端通过由补偿电阻Rcomp和补偿电容Ccomp串联连接组成的补偿网络接地，该补偿网络有效的增加了控制电路的稳定性。
所述PWM比较器的正向输入端耦接斜坡生成电路和采样电路，所述斜坡生成电路产生斜坡补偿信号，所述采样电路采样主功率管NM的电压信号与所述斜坡生成电路产生斜坡补偿信号叠加后产生电压VSLOPE加载于PWM比较器的正向输入端，所述PWM比较器通过对正向输入端VSLOPE与反向输入端VCOMP比较后产生状态QA并输出给逻辑控制电路，QA可以是0（低电平）也可以是1（高电平）；
所述逻辑控制电路的输出端耦接驱动级电路，其中，所述驱动级电路的一路耦接主功率管NMOS管NM，并产生控制主功率管NMOS管NM的开关控制信号VGN,所述驱动级电路的另一路耦接附从功率管PMOS管PM，并产生控制主功率管NMOS管NM的开关控制信号VGP,由逻辑控制电路通过控制开关控制信号VGN和开关控制信号VGP分别控制主功率管NM和从功率管PM的开关，最后形成稳定的输出电压；所述逻辑控制电路加载有时钟电路，该时钟电路用于控制主功率管NMOS管NM和附从功率管PMOS管PM的周期。
参考图6，控制电路的输入端电压与输出端电压的大小，通过输入输出比较器对输出电压和输入电压的比较，且输出电压PS；
（1）当输出电压VOUT与输入电压VIN接近时，超出最大占空比后需要增加最小关闭时间控制电路对时间起控制作用，即附从功率管PMOS管PM必须开启到Toffmin状态为1后才允许主功率管NMOS管NM再开启，有效的避免了储存过多能量。
参考图2，为了实现上述的控制问题，本发明另一方面提供了一可选实施例一种最小关闭时间控制电路，包括：放大器A1、放大器A2和放大器A3，且所述放大器A1、A2、A3耦接闭环后形成单位增益放大器，将输入电压VIN和输出电压VOUT引入到控制电路中；
所述最小关闭时间控制电路还包括：比例电流镜PM1、PM2、PM3和PM4、无源电阻R11和R12、电容C1和C2，所述电容C1、C2的两端分别耦接开关管NM1和NM2，且所述开关管NM1的栅极通过耦接反相器加载有时间控制信号（Tctrl），用于控制时间，所述开关管NM2的栅极加载有最小关闭时间（Toffmin）控制信号，PM1和PM2将输入电压VIN与无源电阻R11产生的电流镜像后对电容C1充电，PM3和PM4将输出电压与输入电压的电压差以及R12产生的电流镜像后对C2充电，Tctrl是本发明中的一个控制时间，它是设置的固定时间Tpulse和主功率管NMOS管NM的信号控制端NCHON时间的交集，Ton是主功率管NMOS管NM开启的时间，也即是NCHON=1的时间；
参考图2和图3，所述比例电流镜PM2与电容C1的连接线处耦接一开关S1，且开关S1的另一端通过由滤波电阻R3、滤波电容C3组成的RC滤波电路耦接比较器COMP1的反向输入端，当开关S1打开后，C1产生的电压经过滤波R3、滤波电容C3后得到稳定的电压VN加载到比较器COMP1的反向输入端，且所述电容C2产生的电压VP加载到比较器COMP1的正向输入端，所述比较器COMP1输出端耦接由或非门NOR1和NOR2组成的RS触发器，比较器COMP1的输出电压monitor1传输给RS触发器，且RS触发器锁存monitor1的状态，所述或非门NOR2的一路输入端加载有主功率管NMOS管NM的信号控制端NCHON，当NCHON=1时，NM打开，NCHON=0时，NM关闭，R11和R12、C1和C2是匹配较好的无源电阻和电容，当NCHON=1时开关S1打开，将C1产生的电压经过滤波电阻和滤波电容R3、C3后得到稳定的电压VN，VP的变化是与(VOUT-VIN)有关系的变化，当VP大于VN时，比较器COMP1的输出monitor1状态变为1，RS触发器锁存monitor1的状态，且Toffmin=1，此时控制环路中的逻辑控制电路等clk触发时再次开启NCHON=1,开启主功率管NM。
Toffmin可用公式计算如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
Figure DEST_PATH_IMAGE002
达到Toffmin状态变为1时，VP>VN，所以
Figure DEST_PATH_IMAGE003
，R11与 R12,C1与C2是开关变换器内部匹配较好的电阻和电容，如果R12*C2=R11*C1，Toffmin是一 个与电阻和电容没有关系的量，则
Figure DEST_PATH_IMAGE004
如果Tctrl在输出电压大于输入电压且不超过最大占空比时小于Ton，Toffmin更短，Toffmin对环路逻辑控制没有影响。
作为本发明的一种可选实施例，Toffmin的设置与输入和输出电压有关系，并且与主功率管NMOS管NM开启时间相关，当超出最大占空比后主功率管NMOS管NM开启时间超过PWM需要时间，Toffmin也会增加，只有储存的能量在一个开关周期内释放掉才能达到动态平衡，如果NM开启时间为Ton，实现开关纹波达到最低，那么Toffmin满足下式关系：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
其中Ton为主功率管NMOS管NM开启时间，VIN和VOUT分别对应输入和输出电压。
（2）参考图4和图5，当输出电压VOUT大于输入电压VIN但不超过最大占空比时，开关变换器工作在变换器开关模式，此时的波纹很低；作为本发明的一种可选实施例，如果Tctrl在输出电压大于输入电压且不超过最大占空比时小于Ton，Toffmin时间更短，Toffmin对环路逻辑控制没有影响，取一固定时间Tpulse与NCHON取交集，当NCHON开启时间大于Tpulse时，Tctrl<Ton，Toffmin小于开关周期，对控制环路没有影响；当NCHON时间小于Tpulse时，Tctrl=Ton，如果Toffmin与Tctrl的和小于开关周期，仍工作在PWM定频工作状态，但是当Ton时间大于一个周期内需要储存的能量时，Toffmin时间相关增加，Toffmin与Tctrl之和将大于固定开关周期，但是仍然工作在PWM工作状态，有效避免了固定开关频率造成能量过剩引起开关纹波大的问题。
（3）当输出电压VOUT低于输入电压VIN时，输出电压VOUT降至设定的阈值，此阈值比输入电压VIN高一个固定的电压值，输出电压VOUT与输入电压VIN实时比较，当检测到状态变化后，看PWM比较器的输出QA的状态:如果QA=0，仍然继续工作于开关模式状态，等待下一个clk时开启主功率管NMOS管NM；如果QA=1，说明设定值低于输入值，进入PMOS管的线性限流的直通工作模式。
参考图6，当目标输出电压低于输入电压后，VIN与VOUT实时比较，所示的VIN与VOUT比较器当VOUT低于VIN时，输出信号PS=1，此时，如果PWM比较器的输出QA=0，开关变换器仍然继续工作于开关状态，等待下一个clk时开启主功率管NMOS管NM；如果QA=1，说明设定值低于输入值，进入PMOS管的线性限流的直通工作模式，直通模式下PMOS功率管导通阻抗最低，无论何时若QA=0，则继续回到开关工作状态，实现直通工作模式与开关工作模式的无缝自由切换。
尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换,凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种BOOST开关变换器，其特征在于，包括：
外围电路、控制电路、主功率管NMOS管NM、附从功率管PMOS管PM；
所述外围电路包括电感L、输出电容COUT、分压电阻R1和分压电阻R2，其中，分压电阻R1与分压电阻R2之间的反馈点处具有一输出反馈电压VFB，且该输出反馈电压VFB通过反馈线加载于误差放大器EA的反向输入端，反馈给误差放大器放大，通过确定反馈点的电压和基准电压相等，从而确定输出电压值；
所述控制电路包括：误差放大器EA、补偿网络、PWM比较器、斜坡生成电路、逻辑控制电路、时钟、驱动级电路和采样电路；
所述误差放大器EA的正向输入端加载有参考基准源VREF，且所述误差放大器EA的反向输入端加载有输出电压的反馈值VFB，所述误差放大器EA将该输出电压的反馈值VFB与参考基准源VREF放大后产生电压VCOMP；
所述误差放大器EA的输出端耦接PWM比较器的反向输入端，将VCOMP输入给PWM比较器，且所述误差放大器EA的输出端通过由补偿电阻Rcomp和补偿电容Ccomp串联连接组成的补偿网络接地，增加控制电路的稳定性；
所述PWM比较器的正向输入端耦接斜坡生成电路和采样电路，所述斜坡生成电路产生斜坡补偿信号，所述采样电路采样主功率管NM的电压信号与所述斜坡生成电路产生斜坡补偿信号叠加后产生电压VSLOPE加载于PWM比较器的正向输入端；所述PWM比较器通过对正向输入端VSLOPE与反向输入端VCOMP比较后产生状态QA并输出给逻辑控制电路；
所述电感L的一端耦接输入电压VIN，另一端通过耦接附从功率管PMOS管PM耦接输出电压VOUT，当输出电压VOUT与输入电压VIN接近时，超出最大占空比后通过增加最小关闭时间控制电路控制主功率管NMOS管NM的开启时间。
2.根据权利要求1所述的一种BOOST开关变换器，其特征在于：所述逻辑控制电路的输出端耦接驱动级电路，其中，所述驱动级电路的一路耦接主功率管NMOS管NM，并产生控制主功率管NMOS管NM的开关控制信号VGN,所述驱动级电路的另一路耦接附从功率管PMOS管PM，并产生控制附从功率管PMOS管PM的开关控制信号VGP；
所述逻辑控制电路通过控制开关控制信号VGN和开关控制信号VGP分别控制主功率管NM和从功率管PM的开关，形成稳定的输出电压。
3.根据权利要求1所述的一种BOOST开关变换器，其特征在于：所述逻辑控制电路加载有时钟电路，该时钟电路用于控制主功率管NMOS管NM和附从功率管PMOS管PM的周期。
4.根据权利要求1所述的一种BOOST开关变换器，其特征在于：所述控制电路还包括一输入输出比较器，所述控制电路的输入端电压VIN与输出端电压VOUT的大小，通过输入输出比较器对输出电压和输入电压的比较，且输出电压PS。
5.根据权利要求4所述的一种BOOST开关变换器，其特征在于：当输出电压VOUT大于输入电压VIN但不超过最大占空比时，工作在变换器开关模式；
当输出电压低于输入电压时，输出电压降至设定的阈值，此阈值比输入电压VIN高一个固定的电压值，所述PWM比较器的输出状态QA=1时，工作于PMOS管的线性限流的直通工作模式。
6.一种最小关闭时间控制电路，其特征在于，包括：放大器A1、放大器A2和放大器A3，且所述放大器A1、A2、A3耦接闭环后形成单位增益放大器，将输入电压VIN和输出电压VOUT引入到控制电路中；
所述最小关闭时间控制电路还包括：比例电流镜PM1、PM2、PM3和PM4、无源电阻R11和R12、电容C1和C2；
所述电容C1、C2的两端分别耦接开关管NM1和NM2，且所述开关管NM1的栅极通过耦接反相器加载有时间控制信号Tctrl，用于控制时间；
所述开关管NM2的栅极加载有最小关闭时间控制信号Toffmin；
所述PM1和PM2将输入电压VIN与无源电阻R11产生的电流镜像后对电容C1充电，PM3和PM4将输出电压与输入电压的电压差以及R12产生的电流镜像后对C2充电。
7.根据权利要求6所述的一种最小关闭时间控制电路，其特征在于：所述最小关闭时间控制电路还包括：开关S1、滤波电阻R3、滤波电容C3和比较器COMP1；
所述比例电流镜PM2与电容C1的连接线处耦接一开关S1，且开关S1的另一端通过由滤波电阻R3、滤波电容C3组成的RC滤波电路耦接比较器COMP1的反向输入端，当开关S1打开后，C1产生的电压经过滤波R3、滤波电容C3后得到稳定的电压VN加载到比较器COMP1的反向输入端，且所述电容C2产生的电压VP加载到比较器COMP1的正向输入端。
8.根据权利要求6所述的一种最小关闭时间控制电路，其特征在于：所述最小关闭时间控制电路还包括：由或非门NOR1和NOR2组成的RS触发器；
所述比较器COMP1输出端耦接由或非门NOR1和NOR2组成的RS触发器，比较器COMP1的输出电压monitor1传输给RS触发器，且RS触发器锁存monitor1的状态；
所述或非门NOR2的一路输入端加载有主功率管NMOS管NM的信号控制端NCHON，当NCHON=1时，主功率管NMOS管NM打开，NCHON=0时，主功率管NMOS管NM关闭。
9.根据权利要求6所述的一种最小关闭时间控制电路，其特征在于：Toffmin满足下式关系，实现开关纹波达到最低：
Figure 515613DEST_PATH_IMAGE001
其中Ton为主功率管NMOS管NM开启时间，VIN和VOUT分别对应输入和输出电压。
10.根据权利要求6所述的一种最小关闭时间控制电路，其特征在于：Toffmin满足下式关系，对环路逻辑控制没有影响：
Figure 580521DEST_PATH_IMAGE002
其中，Tctrl在输出电压大于输入电压且不超过最大占空比时小于主功率管NMOS管NM开启时间Ton。
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