CN113259281A - Dmrs和ptrs联合信道估计方法、装置及接收机 - Google Patents

Dmrs和ptrs联合信道估计方法、装置及接收机 Download PDF

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CN113259281A CN202010087033.XA CN202010087033A CN113259281A CN 113259281 A CN113259281 A CN 113259281A CN 202010087033 A CN202010087033 A CN 202010087033A CN 113259281 A CN113259281 A CN 113259281A
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Abstract

本发明实施例提供一种DMRS和PTRS联合信道估计方法，包括：获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；根据第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；根据第一信道响应和第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；根据第一信道响应、均衡系数和DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；根据相位噪声修正因子序列和信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。因此，本发明实施例提高了信道估计能力，还有利于实现相位噪声补偿的性能。

Description

DMRS和PTRS联合信道估计方法、装置及接收机
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种DMRS和PTRS联合信道估计方法、装置及接收机。
背景技术
相位噪声来自于发射机与接收机中的本地振荡器，其对于多载波信号的传输将产生影响。而在高频段(比如：6GHz以上)，相位噪声的影响将更加严重，需要对接收信号进行相位噪声的补偿以保证系统性能。目前，在NR(New Radio，新空口)系统中，PTRS(PhaseTracking Reference Signal，相位追踪参考信号)用于补偿相位噪声。但是，需要考虑在存在相位噪声的情况下，如何有效处理带有相位噪声的信道的均衡滤波，目前还没有更好地优化方案。
发明内容
为了解决在存在相位噪声的情况下，如何有效处理带有相位噪声的信道的均衡滤波的问题，本发明实施例提供一种DMRS和PTRS联合信道估计方法、装置及接收机，以保证信道估计的性能，同时实现相位噪声补偿的性能。
本发明实施例提供一种DMRS和PTRS联合信道估计方法，包括：获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
根据所述第一信道响应、所述均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
本发明实施例提供一种DMRS和PTRS联合信道估计装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
第一计算模块，用于根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
第二计算模块，用于根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
信道均衡模块，用于根据所述第一信道响应、所述均衡系数、以及所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
信道校正模块，用于根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
本发明实施例提供一种接收机，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的程序，所述处理器执行所述程序时实现如下步骤：
获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
根据所述第一信道响应、所述均衡系数、以及所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
本发明实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该计算机程序被处理器执行时实现本发明实施例提供的DMRS和PTRS联合信道估计方法的步骤。
本发明实施例提供的DMRS和PTRS联合信道估计方法、装置及接收机，在获取到DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应之后，可以根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；根据第一信道响应和第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；根据第一信道响应、均衡系数和DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；根据相位噪声修正因子序列和信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果，从而实现了采用DMRS和PTRS联合的方式进行信道估计，提高了信道估计能力，还有利于实现相位噪声补偿的性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中DMRS和PTRS联合信道估计方法的流程图；
图2为本发明实施例中DMRS和PTRS联合信道估计装置的模块框图；
图3为本发明实施例中接收机的实体结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
相位噪声来自于发射机与接收机中的本地振荡器，其对于多载波信号的传输将产生影响。而在高频段(比如：6GHz以上)，相位噪声的影响将更加严重，需要对接收信号进行相位噪声的补偿以保证系统性能。目前，在NR(New Radio，新空口)系统中，PTRS用于补偿相位噪声，通过在发送端引入相位跟踪参考信号，可以跟踪由于相位噪声所引起的相位变化，保证接收端能够进行链路的相位噪声估计，并对相位噪声的影响进行补偿。但是，在存在相位噪声的情况下，如何有效处理带有相位噪声的信道的均衡滤波，目前还没有更好地优化方案。
针对上述问题，本发明实施例提供一种DMRS(Demodulation Reference Signal，解调参考信号)和相位跟踪参考信号PTRS联合信道估计方法，以实现以保证信道估计的性能，同时实现相位噪声补偿的性能。
下面通过具体实施例进行说明。
图1为本发明实施例中DMRS和PTRS联合信道估计方法的流程图，该方法可以用于接收端，比如：基站或终端；如图1所示，该信道估计方法可以包括如下步骤：
步骤110：获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应。
具体地，由于在发送端引入了PTRS，所以接收端在采用DMRS和PTRS联合信道均衡的方式进行信道估计时，需要先获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应。
其中，第一信道响应可以是接收端利用DMRS进行信道估计，得到的频域信道响应；第二信道响应可以是接收端利用PTRS进行信道估计，得到频域信道响应。
步骤120：根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数。
具体地，接收端根据DMRS估计的第一信道响应计算均衡系数，是为了后续根据该均衡系数进行对应的信道均衡。比如：均衡系数为频域均衡系数，其对应的信道均衡为频域信道均衡；均衡系数为时域均衡系数，其对应的信道均衡为时域信道均衡。
步骤130：根据第一信道响应和第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
具体地，接收端计算相位噪声修正因子和相位噪声修正因子序列，是为了后续进行信道均衡和信道校正。比如：DMRS相位噪声修正因子可以用于信道均衡，相位噪声修正因子序列可以用于信道校正。
步骤140：根据第一信道响应、均衡系数和DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
具体地，第一信道响应是DMRS估计的信道响应，均衡系数是根据DMRS估计的信道响应计算得到的均衡系数，DMRS相位噪声修正因子是根据DMRS估计的信道响应计算得到的DMRS相位噪声修正因子。
步骤150：根据相位噪声修正因子序列和信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
具体地，可以利用相位噪声修正因子序列对信道均衡结果进行校正，得到最终的信道校正结果。比如：信道校正结果是第1个OFDM符号，第k个子载波上的包括相位噪声的真实信道响应。
由上述实施例可见，在获取到DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应之后，可以根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；根据第一信道响应和第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；根据第一信道响应、均衡系数和DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；根据相位噪声修正因子序列和信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果，该信道校正结果为DMRS和PTRS联合信道估计结果，从而实现了采用DMRS和PTRS联合的方式进行信道估计，提高了信道估计能力，还有利于实现相位噪声补偿的性能。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述均衡系数中包括频域均衡系数和时域均衡系数；所述步骤120中的所述根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-1-1)根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数；
(1-1-2)根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数。
由上述实施例可见，在进行均衡系数计算时，可以根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数；和根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数，这样便于后续根据所述频域均衡系数进行对应的频域均衡、以及根据所述时域均衡系数进行对应的时域均衡，从而得到信道均衡结果，提高了信道均衡的准确性。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述(1-1-1)中的频域均衡系数是一个
Figure BDA0002382420670000061
维的矩阵；其中，
Figure BDA0002382420670000062
为12；M是发送端为指定DMRS端口配置的在指定频域上所占用的子载波的个数；所述指定频域包括在频域CDM(Code Division Multiplexing，码分多路复用)解扩后在一个RB(Resource Block，资源块)内；
所述(1-1-1)中的根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-2-1)根据移动网络的多径功率和时延，生成NFFF×1维的频域相关性矢量RF；其中，NFFF是快速傅里叶变换FFT的长度；
(1-2-2)根据M个DMRS信号在一个RB内的位置，利用所述RF计算第一自相关矩阵和第一互相关矩阵；
(1-2-3)根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数。
具体地，M由DMRS配置类型和频域CDM长度决定。通常频域的长度为2。对于DMRS配置类型1，每个DMRS端口所占用的子载波个数为6，则M＝6/2＝3，即M＝3；对于DMRS配置2，每个DMRS端口所占用的子载波个数为4，M＝4/2，即M＝2。并且，计算频域均衡系数同样适用于RB捆绑(RB bundling)来配置的情况。
移动网络的多径功率和时延可以由系统配置，也可以由CDM解扩后的真实信道值
Figure BDA0002382420670000071
获取。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述(1-2-3)中的根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-3-1)利用第一公式确定所述频域均衡系数；其中，所述第一公式包括：
Figure BDA0002382420670000072
其中，Wfreq表示频域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000073
表示第一互相关矩阵；[Rauto，F]M×M表示第一自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]M×M表示单位矩阵。
由上述实施例可见，在进行频域均衡系数计算时，可以根据移动网络的多径功率和时延，生成NFFF×1维的频域相关性矢量RF；根据M个DMRS信号在一个RB内的位置，利用所述RF计算第一自相关矩阵和第一互相关矩阵；根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数；尤其是可以根据第一公式确定所述频域均衡系数，从而丰富了频域均衡系数计算的实现方式，提高了频域均衡系数计算的可靠性。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述(1-1-2)中的时域均衡系数是一个L×N维的矩阵；其中，L为14；N是发送端为指定DMRS端口配置的在指定时域上所占用的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)符号的个数；所述指定时域包括在时域CDM解扩后的一个时隙(slot)内；
所述(1-1-2)中的根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-4-1)根据终端移动的移动速度或终端的多普勒频偏，生成
Figure BDA0002382420670000081
维的时域相关性矢量RT；其中，
Figure BDA0002382420670000082
是每个时隙内OFDM符号的个数；
(1-4-2)根据N个DMRS信号在一个时隙内的位置，利用所述RT计算第二自相关矩阵和第二互相关矩阵；
(1-4-3)根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数。
具体地，N的取值是由系统配置的DMRS所占用OFDM个数和时域CDM长度来决定的。通常时域CDM长度取1或2，N等于系统配置的DMRS所占用OFDM个数除以时域CDM长度，N可取1，2，3，或4。并且，计算时域均衡系数同样适用于slot捆绑(slot bundling)的情况。
终端移动的移动速度或终端的多普勒频偏可以由系统配置，也可以由CDM解扩后的真实信道值
Figure BDA0002382420670000083
获取。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述(1-4-3)中的根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-5-1)利用第二公式确定所述时域均衡系数；其中，所述第二公式包括：
Figure BDA0002382420670000084
其中，Wtime表示时域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000085
表示第二互相关矩阵；[Rauto，T]N×N表示第二自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]N×N单位矩阵。
由上述实施例可见，在进行时域均衡系数计算时，可以根据终端移动的移动速度或终端的多普勒频偏，生成
Figure BDA0002382420670000086
维的时域相关性矢量RT；其中，
Figure BDA0002382420670000087
是每个时隙内OFDM符号的个数；根据N个DMRS信号在一个时隙内的位置，利用所述RT计算第二自相关矩阵和第二互相关矩阵；根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数；尤其是可以根据第二公式确定所述时域均衡系数，从而丰富了时域均衡系数计算的实现方式，提高了时域均衡系数计算的可靠性。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述步骤130中的根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-6-1)根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子；
(1-6-2)根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子；
(1-6-3)利用所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子进行线性插值，得到所述相位噪声修正因子序列。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述(1-6-1)中的根据所述第一信道响应计算PTRS相位噪声修正因子，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-7-1)利用第三公式计算DMRS相位噪声修正因子；其中，所述第三公式包括：
Figure BDA0002382420670000091
其中，m的取值范围是0至M-1之间的整数，所述M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
n的取值范围是0至N-1之间的整数，所述N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure BDA0002382420670000092
进行DMRS相位噪声修正因子计算后得到的第lDMRS，n个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的DMRS相位噪声修正因子。
具体地，接收第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure BDA0002382420670000093
其中，m＝0，1，…，M-1，且n＝0，1，…N，-，
Figure BDA0002382420670000094
可以采用通用的DMRS信道估计和CDM解扩的方法计算得到。
接收第p个PTRS端口位于时频位置(kPTRS，a，lPTRS，b)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure BDA0002382420670000101
其中，a＝0，1，…，MPTRS-1，且b＝0，1，…，LPTRS-1，
Figure BDA0002382420670000102
可以采用通用的PTRS信道估计和CDM解扩的方法计算得到。
在计算DMRS相位噪声修正因子时，可以利用上述第三公式进行DMRS相位噪声修正因子计算。其中，当n＝0时，Δp(lDMRS，0，lDMRS，0)＝1。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述(1-6-2)中的根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-8-1)利用第四公式计算PTRS相位噪声修正因子；其中，所述第四公式包括：
Figure BDA0002382420670000103
其中，a的取值范围是0至MPTRS-1之间的整数，所述MPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
b的取值范围是0至LPTRS-1之间的整数，所述LPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lPTRS，b)表示第p个PTRS端口位于时频位置(kPTRS，a，lPTRS，b)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure BDA0002382420670000104
进行PTRS相位噪声修正因子计算后得到的第lPTRS，b个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的PTRS相位噪声修正因子。
与(1-7-1)和(1-8-1)相对应的，在执行(1-6-3)时，可以利用所述DMRS相位噪声修正因子Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)和所述PTRS相位噪声修正因子Δp(lDMRS，0，lPTRS，b)进行线性插值，得到所述相位噪声修正因子序列，即：
Δp＝[Δp(lDMRS，0，0)，Δp(lDMRS，0，1)，…，Δp(lDMRS，0，l)，…Δp(lDMRS，0，L-1)]
具体地，对于一个时隙，其有L个OFDM符号，通常L＝14。如果在第l＝0，1，…，L-1个OFDM符号上既没有配置DMRS，也没有配置PTRS，则其相位噪声修正因子则需要通过Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)和Δp(lDMRS，0，lPTRS，b)经过线性插值的方法获取。其具体实现过程如下：
将N个DMRS所在OFDM序号lDMRS，n，其中，n＝0，1，…，N-1，和LPTRS个PTRS所在的OFDM序号lPTRS，b，其中b＝0，1，…，LPTRS-1。按照从小到大的顺序排列，形成一个序列(或矢量)为
Figure BDA0002382420670000112
并根据xPTRS+DMRS中lPTRS，b和lDMRS，n位置，将N个Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)和LPTRS个Δp(lDMRS，0，lPTRS，b)进行排列，形成一个序列(或矢量)
Figure BDA0002382420670000111
通过xPTRS+DMRS，yPTRS+DMRS以及完整的OFDM序号的序列x＝[0，1，…，L-1]经过线性插值，生成完整的相位噪声修正因子序列(矢量)。
由上述实施例可见，可以根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子；根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子；利用所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子进行线性插值，得到所述相位噪声修正因子序列，这样便于DMRS相位噪声修正因子参与后续的信道均衡、以及相位噪声修正因子序列参与后续的信道校正，从而提高了DMRS和PTRS联合信道估计的准确性。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述步骤140中的根据所述第一信道响应、所述均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-9-1)根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；
(1-9-2)根据所述均衡系数中的时域均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述(1-9-1)中的根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-10-1)利用第五公式进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；其中，所述第五公式包括：
Figure BDA0002382420670000121
其中，
Figure BDA0002382420670000122
且
Figure BDA0002382420670000123
为12；M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
Figure BDA0002382420670000124
表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值；
Figure BDA0002382420670000125
表示频域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000126
表示对
Figure BDA0002382420670000127
进行频域信道均衡后得到的指定带宽内的频域均衡后的信道响应。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述(1-9-2)中的根据所述均衡系数中的时域均衡系数，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-11-1)利用第六公式进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应；其中，所述第六公式包括：
Figure BDA0002382420670000128
其中，N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Figure BDA0002382420670000129
表示指定带宽内的频域均衡后的信道响应；Wtime(l，n)表示时域均衡系数；Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示所述DMRS相位噪声修正因子；
Figure BDA00023824206700001210
表示所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
具体地，针对上述(1-10-1)和(1-11-1)，其具体实现过程可以为：
(a)对第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的真实信道值
Figure BDA0002382420670000131
进行频域信道均衡。
对n循环，其中n＝0，1，…，N-1，
对
Figure BDA0002382420670000132
循环，其中
Figure BDA0002382420670000133
Figure BDA0002382420670000134
Figure BDA0002382420670000135
循环结束
n循环结束
(b)得到整个带宽内的频域均衡后的信道
Figure BDA0002382420670000136
进行时域信道均衡。
对
Figure BDA0002382420670000137
循环，其中，
Figure BDA0002382420670000138
对l循环，其中l＝0，1，…，L-1
Figure BDA0002382420670000139
l循环结束
Figure BDA00023824206700001310
循环结束
(c)依次对NRB个资源块中的每个RB(nRB＝0，1，…，NRB-1)进行上述的频域均衡和时域均衡，可以得到整个带宽内的频域和时域均衡后的信道
Figure BDA00023824206700001311
其中，
Figure BDA00023824206700001312
由上述实施例可见，可以根据频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；以及根据时域均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应，从而得到了整个带宽内的频域和时域均衡后的信道，提高了DMRS和PTRS联合信道估计的可靠性。
进一步地，建立在上述方法的基础上，所述步骤150中的根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果，可以采用但不限于以下实现方式：
(1-12-1)若指定OFDM符号上配置了DMRS，则将对应的信道均衡结果确定为信道校正结果；否则，则利用第七公式进行信道校正，得到信道校正结果；其中，所述第七公式包括：
Figure BDA0002382420670000141
其中，Δp(lDMRS，0，l)是Δp的第l个分量；
Figure BDA0002382420670000142
表示第l个OFDM符号、第k个子载波上的包括相位噪声的校正后的信道响应。
Δp＝[Δp(lDMRS，0，0)，Δp(lDMRS，0，1)，…，Δp(lDMRS，0，l)，…Δp(lDMRS，0，L-1)]为所述相位噪声修正因子序列；
Figure BDA0002382420670000143
为所述信道均衡结果。
具体地，根据接收到的
Figure BDA0002382420670000144
和Δp＝[Δp(lDMRS，0，0)，Δp(lDMRS，0，1)，…，Δp(lDMRS，0，l)，…Δp(lDMRS，0，L-1)]。
对频域和时域均衡后的信道
Figure BDA0002382420670000145
进行校正，其步骤如下：
对l循环，其中l＝0，1，…，L-1
如果l等于lDMRS，n，
Figure BDA0002382420670000146
否则，
Figure BDA0002382420670000147
其中，Δp(lDMRS，0，l)是Δp的第l个分量。
l循环结束
最后，将修正后的
Figure BDA0002382420670000148
输出。其中，
Figure BDA0002382420670000149
表示第l个OFDM符号，第k个子载波上的包括相位噪声的真实信道响应。
Figure BDA00023824206700001410
可以直接用于信号检测。
由上述实施例可见，可以根据相位噪声修正因子序列Δp对频域和时域均衡后的信道
Figure BDA00023824206700001411
得到DMRS和PTRS联合信道估计结果，从而进一步提高了信道估计能力，提高了DMRS和PTRS联合信道估计的实用性。
下面详细描述一下本发明实施例中涉及到的一些公式的具体推导过程：
假设在第l个OFDM符号，第k个子载波上的不包相位噪声的信道响应值为Hk，l，同时假设相位噪声在l个OFDM符号上为V(l)，则在第l个OFDM符号，第k个子载波上的包括相位噪声的信道响应为
Figure BDA0002382420670000151
其可以表示为：
Figure BDA0002382420670000152
假定N个位于第k个子载波上的第lDMRS，0，lDMRS，1，...，lDMRS，i，...，lDMRS，N-1个OFDM符号上的DMRS估计的不包相位噪声的信道响应值可以表示为：
Figure BDA0002382420670000153
为了方便论述，不失一般性，假设采用2个解调参考信号(DMRS)分别位于第k个子载波上的第lDMRS，0，lDMRS，1上。其不包相位噪声的信道响应值可以表示为：
Figure BDA0002382420670000154
在不存相位噪声时，则第k个子载波上的第li个OFDM符号上的不包相位噪声的信道响应值
Figure BDA0002382420670000155
通过时域均衡滤波可以表示为：
Figure BDA0002382420670000156
其中，
A，B为均衡滤波系数。
对于l个OFDM符号上为V(l)，其{V(l)}-1V(l)＝1，其中，{V(l)}-1表示对V(l)求逆。
式2可表示为：
Figure BDA0002382420670000157
根据式1，式3可表示为：
Figure BDA0002382420670000158
以第lDMRS，0上的相位噪声为参考，所以在式4两边各乘V(lDMRS，0)，则得到：
Figure BDA0002382420670000159
即：
Figure BDA00023824206700001510
假定：
Figure BDA00023824206700001511
Figure BDA00023824206700001512
其中，
Figure BDA00023824206700001513
表示存在PTRS的子载波，共有MPTRS个子载波。
V(lDMRS，0){V(li)}-1≈Δp(lDMRS，0，li)
V(lDMRS，0){V(lDMRS，1)}-1≈Δp(lDMRS，0，lDMRS，1)
所以，式5可表示为：
Figure BDA0002382420670000161
令：
Figure BDA0002382420670000162
则，式8可表示为：
Figure BDA0002382420670000163
其中，
Figure BDA0002382420670000164
是在时域均衡滤波之后，在第k个子载波上的第li个OFDM符号上的信道估计值。
Δp(lDMRS，0，lDMRS，1)可以由式7得出。
由式9，可以得到：
Figure BDA0002382420670000165
其中，
Figure BDA0002382420670000166
在相位噪声修正之后的第k个子载波上的第li个OFDM符号上的真实信道估计值。Δp(lDMRS，0，li)可以由式6得出，如果在第li个OFDM符号上没有配置PTRS信号，则可以通过线性插值获取。
图2为本发明实施例中DMRS和PTRS联合信道估计装置的模块框图，该DMRS和PTRS联合信道估计装置可以用于接收端，比如：基站或终端；如图2所示，该DMRS和PTRS联合信道估计装置可以包括：
获取模块21，用于获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
第一计算模块22，用于根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
第二计算模块23，用于根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
信道均衡模块24，用于根据所述第一信道响应、所述均衡系数、以及所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
信道校正模块25，用于根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述均衡系数中包括频域均衡系数和时域均衡系数；所述第一计算模块22可以包括：
频域均衡系数计算子模块，用于根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数；
时域均衡系数计算子模块，用于根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述频域均衡系数是一个
Figure BDA0002382420670000173
维的矩阵；其中，M是发送端为指定DMRS端口配置的在指定频域上所占用的子载波的个数；所述指定频域包括在频域码分多路复用CDM解扩后的一个资源块RB内；所述频域均衡系数计算子模块可以包括：
第一生成单元，用于根据移动网络的多径功率和时延，生成NFFF×1维的频域相关性矢量RF；其中，NFFF是快速傅里叶变换FFT的长度；
第一计算单元，用于根据M个DMRS信号在一个RB内的位置，利用所述RF计算第一自相关矩阵和第一互相关矩阵；
第一确定单元，用于根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述第一确定单元具体用于：
利用第一公式确定所述频域均衡系数；其中，所述第一公式包括：
Figure BDA0002382420670000171
其中，Wfreq表示频域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000172
表示第一互相关矩阵；[Rauto，F]M×M表示第一自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]M×M表示单位矩阵。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述时域均衡系数是一个L×N维的矩阵；其中，L为14；N是发送端为指定DMRS端口配置的在指定时域上所占用的正交频分复用OFDM符号的个数；所述指定时域包括在时域CDM解扩后的一个时隙内；所述时域均衡系数计算子模块可以包括：
第二生成单元，用于根据终端移动的移动速度或终端的多普勒频偏，生成
Figure BDA0002382420670000181
维的时域相关性矢量RT；其中，
Figure BDA0002382420670000182
是每个时隙内OFDM符号的个数；
第二计算单元，用于根据N个DMRS信号在一个时隙内的位置，利用所述RT计算第二自相关矩阵和第二互相关矩阵；
第二确定单元，用于根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述第二确定单元具体用于：
利用第二公式确定所述时域均衡系数；其中，所述第二公式包括：
Figure BDA0002382420670000183
其中，Wtime表示时域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000184
表示第二互相关矩阵；[Rauto，T]N×N表示第二自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]N×N单位矩阵。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述均衡系数中包括频域均衡系数和时域均衡系数；所述第二计算模块23可以包括：
DMRS相位噪声修正因子计算子模块，用于根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子；
PTRS相位噪声修正因子计算子模块，用于根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子；
线性插值子模块，用于利用所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子进行线性插值，得到所述相位噪声修正因子序列。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述DMRS相位噪声修正因子计算子模块具体用于：
利用第三公式计算DMRS相位噪声修正因子；其中，所述第三公式包括：
Figure BDA0002382420670000185
其中，m的取值范围是0至M-1之间的整数，所述M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
n的取值范围是0至N-1之间的整数，所述N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure BDA0002382420670000191
进行DMRS相位噪声修正因子计算后得到的第lDMRS，n个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的DMRS相位噪声修正因子。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述PTRS相位噪声修正因子计算子模块具体用于：
利用第四公式计算PTRS相位噪声修正因子；其中，所述第四公式包括：
Figure BDA0002382420670000192
其中，a的取值范围是0至MPTRS-1之间的整数，所述MPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
b的取值范围是0至LPTRS-1之间的整数，所述LPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lPTRS，b)表示第p个PTRS端口位于时频位置(kPTRS，a，lPTRS，b)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure BDA0002382420670000193
进行PTRS相位噪声修正因子计算后得到的第lPTRS，b个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的PTRS相位噪声修正因子。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述信道均衡模块24可以包括：
频域均衡子模块，用于根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；
时域均衡子模块，用于根据所述均衡系数中的时域均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述频域均衡子模块具体用于：
利用第五公式进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；其中，所述第五公式包括：
Figure BDA0002382420670000201
其中，
Figure BDA0002382420670000202
且
Figure BDA0002382420670000203
为12；M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
Figure BDA0002382420670000204
表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值；
Figure BDA0002382420670000205
表示频域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000206
表示对
Figure BDA0002382420670000207
进行频域信道均衡后得到的指定带宽内的频域均衡后的信道响应。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述时域均衡子模块具体用于：
利用第六公式进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应；其中，所述第六公式包括：
Figure BDA0002382420670000208
其中，N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Figure BDA0002382420670000209
表示指定带宽内的频域均衡后的信道响应；Wtime(l，n)表示时域均衡系数；Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示所述DMRS相位噪声修正因子；
Figure BDA00023824206700002010
表示所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
进一步地，建立在上述所示装置的基础上，所述信道校正模块25具体用于：
若指定OFDM符号上配置了DMRS，则将对应的信道均衡结果确定为信道校正结果；否则，则利用第七公式进行信道校正，得到信道校正结果；其中，所述第七公式包括：
Figure BDA0002382420670000211
其中，Δp(lDMRS，0，l)是Δp的第l个分量；
Figure BDA0002382420670000212
表示第l个OFDM符号、第k个子载波上的包括相位噪声的校正后的信道响应；
Δp＝[Δp(lDMRS，0，0)，Δp(lDMRS，0，1)，…，Δp(lDMRS，0，l)，…Δp(lDMRS，0，L-1)]为所述相位噪声修正因子序列；
Figure BDA0002382420670000213
为所述信道均衡结果。
在此需要说明的是，本实施例提供的装置能够实现上述方法实施例所能够实现的所有方法步骤，并能够达到相同的有益效果，在此不再对本装置实施例中与上述方法实施例中的相同内容以及有益效果进行赘述。
图3为本发明实施例中接收机的实体结构示意图，如图3所示，其可以包括：处理器(processor)310、通信接口(Communications Interface)320、存储器(memory)330和通信总线340，其中，处理器310，通信接口320，存储器330通过通信总线340完成相互间的通信。处理器310可以调用存储在存储器330上并可在处理器310上运行的计算机程序，以执行如下步骤：
获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
根据所述第一信道响应、所述均衡系数、以及所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述均衡系数中包括频域均衡系数和时域均衡系数；
所述根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数，包括：
根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数；
根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述频域均衡系数是一个
Figure BDA0002382420670000221
维的矩阵；其中，
Figure BDA0002382420670000222
为12；M是发送端为指定DMRS端口配置的在指定频域上所占用的子载波的个数；所述指定频域包括在频域码分多路复用CDM解扩后的一个资源块RB内；
所述根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数，包括：
根据移动网络的多径功率和时延，生成NFFF×1维的频域相关性矢量RF；其中，NFFF是快速傅里叶变换FFT的长度；
根据M个DMRS信号在一个RB内的位置，利用所述RF计算第一自相关矩阵和第一互相关矩阵；
根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数，包括：
利用第一公式确定所述频域均衡系数；其中，所述第一公式包括：
Figure BDA0002382420670000223
其中，Wfreq表示频域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000224
表示第一互相关矩阵；[Rauto，F]M×M表示第一自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]M×M表示单位矩阵。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述时域均衡系数是一个L×N维的矩阵；其中，L为14；N是发送端为指定DMRS端口配置的在指定时域上所占用的正交频分复用OFDM符号的个数；所述指定时域包括在时域CDM解扩后的一个时隙内；
所述根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数，包括：
根据终端移动的移动速度或终端的多普勒频偏，生成
Figure BDA0002382420670000231
维的时域相关性矢量RT；其中，
Figure BDA0002382420670000232
是每个时隙内OFDM符号的个数；
根据N个DMRS信号在一个时隙内的位置，利用所述RT计算第二自相关矩阵和第二互相关矩阵；
根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数，包括：
利用第二公式确定所述时域均衡系数；其中，所述第二公式包括：
Figure BDA0002382420670000233
其中，Wtime表示时域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000234
表示第二互相关矩阵；[Rauto，T]N×N表示第二自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]N×N单位矩阵。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列，包括：
根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子，得到所述DMRS相位噪声修正因子；
根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子；
利用所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子进行线性插值，得到所述相位噪声修正因子序列。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子，包括：
利用第三公式计算DMRS相位噪声修正因子；其中，所述第三公式包括：
Figure BDA0002382420670000241
其中，m的取值范围是0至M-1之间的整数，所述M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
n的取值范围是0至N-1之间的整数，所述N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure BDA0002382420670000242
进行DMRS相位噪声修正因子计算后得到的第lDMRS，n个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的DMRS相位噪声修正因子。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子，包括：
利用第四公式计算PTRS相位噪声修正因子；其中，所述第四公式包括：
Figure BDA0002382420670000243
其中，a的取值范围是0至MPTRS-1之间的整数，所述MPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
b的取值范围是0至LPTRS-1之间的整数，所述LPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lPTRS，b)表示第p个PTRS端口位于时频位置(kPTRS，a，lPTRS，b)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure BDA0002382420670000244
进行PTRS相位噪声修正因子计算后得到的第lPTRS，b个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的PTRS相位噪声修正因子。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述第一信道响应、所述均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果，包括：
根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；
根据所述均衡系数中的时域均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应，包括：
利用第五公式进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；其中，所述第五公式包括：
Figure BDA0002382420670000251
其中，
Figure BDA0002382420670000252
且
Figure BDA0002382420670000253
为12；M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
Figure BDA0002382420670000254
表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值；
Figure BDA0002382420670000255
表示频域均衡系数；
Figure BDA0002382420670000256
表示对
Figure BDA0002382420670000257
进行频域信道均衡后得到的指定带宽内的频域均衡后的信道响应。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述均衡系数中的时域均衡系数，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应，包括：
利用第六公式进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应；其中，所述第六公式包括：
Figure BDA0002382420670000261
其中，N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Figure BDA0002382420670000262
表示指定带宽内的频域均衡后的信道响应；Wtime(l，n)表示时域均衡系数；Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示所述DMRS相位噪声修正因子；
Figure BDA0002382420670000263
表示所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
进一步地，建立在上述接收机的基础上，所述根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果，包括：
若指定OFDM符号上配置了DMRS，则将对应的信道均衡结果确定为信道校正结果；否则，则利用第七公式进行信道校正，得到信道校正结果；其中，所述第七公式包括：
Figure BDA0002382420670000264
其中，Δp(lDMRS，0，l)是Δp的第l个分量；
Figure BDA0002382420670000265
表示第l个OFDM符号、第k个子载波上的包括相位噪声的校正后的信道响应；
Δp＝[Δp(lDMRS，0，0)，Δp(lDMRS，0，1)，…，Δp(lDMRS，0，l)，…Δp(lDMRS，0，L-1)]为所述相位噪声修正因子序列；
Figure BDA0002382420670000266
为所述信道均衡结果。
在此需要说明的是，本实施例提供的接收机能够实现上述方法实施例所能够实现的所有方法步骤，并能够达到相同的有益效果，在此不再对本接收机实施例中与上述方法实施例中的相同内容以及有益效果进行赘述。
此外，上述的存储器330中的逻辑指令可以通过软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本发明实施例还提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现如下步骤：
获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
根据所述第一信道响应、所述均衡系数、以及所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
在此需要说明的是，本实施例提供的非暂态计算机可读存储介质能够实现上述方法实施例所能够实现的所有方法步骤，并能够达到相同的有益效果，在此不再对本非暂态计算机可读存储介质实施例中与上述方法实施例中的相同内容以及有益效果进行赘述。
以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (28)

1.一种解调参考信号DMRS和相位跟踪参考信号PTRS联合信道估计方法，其特征在于，包括：
获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
根据所述第一信道响应、所述均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
2.根据权利要求1所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述均衡系数中包括频域均衡系数和时域均衡系数；
所述根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数，包括：
根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数；
根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数。
3.根据权利要求2所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述频域均衡系数是一个
Figure FDA0002382420660000011
维的矩阵；其中，M是发送端为指定DMRS端口配置的在指定频域上所占用的子载波的个数；所述指定频域包括在频域码分多路复用CDM解扩后的一个资源块RB内；
所述根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数，包括：
根据移动网络的多径功率和时延，生成NFFF×1维的频域相关性矢量RF；其中，NFFF是快速傅里叶变换FFT的长度；
根据M个DMRS信号在一个RB内的位置，利用所述RF计算第一自相关矩阵和第一互相关矩阵；
根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数。
4.根据权利要求3所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数，包括：
利用第一公式确定所述频域均衡系数；其中，所述第一公式包括：
Figure FDA0002382420660000021
其中，Wfreq表示频域均衡系数；
Figure FDA0002382420660000022
表示第一互相关矩阵；[Rauto，F]M×M表示第一自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]M×M表示单位矩阵。
5.根据权利要求2所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述时域均衡系数是一个L×N维的矩阵；其中，N是发送端为指定DMRS端口配置的在指定时域上所占用的正交频分复用OFDM符号的个数；所述指定时域包括在时域CDM解扩后的一个时隙内；
所述根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数，包括：
根据终端移动的移动速度或终端的多普勒频偏，生成
Figure FDA0002382420660000023
维的时域相关性矢量RT；其中，
Figure FDA0002382420660000024
是每个时隙内OFDM符号的个数；
根据N个DMRS信号在一个时隙内的位置，利用所述RT计算第二自相关矩阵和第二互相关矩阵；
根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数。
6.根据权利要求5所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数，包括：
利用第二公式确定所述时域均衡系数；其中，所述第二公式包括：
Figure FDA0002382420660000025
其中，Wtime表示时域均衡系数；
Figure FDA0002382420660000026
表示第二互相关矩阵；[Rauto，T]N×N表示第二自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]N×N单位矩阵。
7.根据权利要求1所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列，包括：
根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子；
根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子；
利用所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子进行线性插值，得到所述相位噪声修正因子序列。
8.根据权利要求7所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子，包括：
利用第三公式计算DMRS相位噪声修正因子；其中，所述第三公式包括：
Figure FDA0002382420660000031
其中，m的取值范围是0至M-1之间的整数，所述M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
n的取值范围是0至N-1之间的整数，所述N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure FDA0002382420660000032
进行DMRS相位噪声修正因子计算后得到的第lDMRS，n个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的DMRS相位噪声修正因子。
9.根据权利要求7所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子，包括：
利用第四公式计算PTRS相位噪声修正因子；其中，所述第四公式包括：
Figure FDA0002382420660000041
其中，a的取值范围是0至MPTRS-1之间的整数，所述MPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
b的取值范围是0至LPTRS-1之间的整数，所述LPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lPTRS，b)表示第p个PTRS端口位于时频位置(kPTRS，a，lPTRS，b)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure FDA0002382420660000042
进行PTRS相位噪声修正因子计算后得到的第lPTRS，b个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的PTRS相位噪声修正因子。
10.根据权利要求1所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述第一信道响应、所述均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果，包括：
根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；
根据所述均衡系数中的时域均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
11.根据权利要求10所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应，包括：
利用第五公式进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；其中，所述第五公式包括：
Figure FDA0002382420660000051
其中，
Figure FDA0002382420660000052
M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
Figure FDA0002382420660000053
表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值；
Figure FDA0002382420660000054
表示频域均衡系数；
Figure FDA0002382420660000055
表示对
Figure FDA0002382420660000056
进行频域信道均衡后得到的指定带宽内的频域均衡后的信道响应。
12.根据权利要求10所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述均衡系数中的时域均衡系数，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应，包括：
利用第六公式进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应；其中，所述第六公式包括：
Figure FDA0002382420660000057
其中，N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Figure FDA0002382420660000058
表示指定带宽内的频域均衡后的信道响应；Wtime(l，n)表示时域均衡系数；Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示所述DMRS相位噪声修正因子；
Figure FDA0002382420660000059
表示所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
13.根据权利要求1所述的DMRS和PTRS联合信道估计方法，其特征在于，所述根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果，包括：
若指定OFDM符号上配置了DMRS，则将对应的信道均衡结果确定为信道校正结果；否则，则利用第七公式进行信道校正，得到信道校正结果；其中，所述第七公式包括：
Figure FDA00023824206600000510
其中，Δp(lDMRS，0，l)是Δp的第l个分量；
Figure FDA0002382420660000061
表示第l个OFDM符号、第k个子载波上的包括相位噪声的校正后的信道响应；
Δp＝[Δp(lDMRS，0，0)，Δp(lDMRS，0，1)，…，Δp(lDMRS，0，l)，…Δp(lDMRS，0，L-1)]为所述相位噪声修正因子序列；
Figure FDA0002382420660000062
为所述信道均衡结果。
14.一种解调参考信号DMRS和相位跟踪参考信号PTRS联合信道估计装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
第一计算模块，用于根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
第二计算模块，用于根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
信道均衡模块，用于根据所述第一信道响应、所述均衡系数、以及所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
信道校正模块，用于根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
15.一种接收机，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时实现如下步骤：
获取DMRS估计的第一信道响应和PTRS估计的第二信道响应；
根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数；
根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列；
根据所述第一信道响应、所述均衡系数、以及所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果；
根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果。
16.根据权利要求15所述的接收机，其特征在于，所述均衡系数中包括频域均衡系数和时域均衡系数；
所述根据所述第一信道响应进行均衡系数计算，得到均衡系数，包括：
根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数；
根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数。
17.根据权利要求16所述的接收机，其特征在于，所述频域均衡系数是一个
Figure FDA0002382420660000071
维的矩阵；其中，M是发送端为指定DMRS端口配置的在指定频域上所占用的子载波的个数；所述指定频域包括在频域码分多路复用CDM解扩后的一个资源块RB内；
所述根据所述第一信道响应进行频域均衡系数计算，得到所述频域均衡系数，包括：
根据移动网络的多径功率和时延，生成NFFF×1维的频域相关性矢量RF；其中，NFFF是快速傅里叶变换FFT的长度；
根据M个DMRS信号在一个RB内的位置，利用所述RF计算第一自相关矩阵和第一互相关矩阵；
根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数。
18.根据权利要求17所述的接收机，其特征在于，所述根据所述第一自相关矩阵和所述第一互相关矩阵，确定所述频域均衡系数，包括：
利用第一公式确定所述频域均衡系数；其中，所述第一公式包括：
Figure FDA0002382420660000072
其中，Wfreq表示频域均衡系数；
Figure FDA0002382420660000073
表示第一互相关矩阵；[Rauto，F]M×M表示第一自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]M×M表示单位矩阵。
19.根据权利要求16所述的接收机，其特征在于，所述时域均衡系数是一个L×N维的矩阵；其中，N是发送端为指定DMRS端口配置的在指定时域上所占用的正交频分复用OFDM符号的个数；所述指定时域包括在时域CDM解扩后的一个时隙内；
所述根据所述第一信道响应进行时域均衡系数计算，得到所述时域均衡系数，包括：
根据终端移动的移动速度或终端的多普勒频偏，生成
Figure FDA0002382420660000081
维的时域相关性矢量RT；其中，
Figure FDA0002382420660000082
是每个时隙内OFDM符号的个数；
根据N个DMRS信号在一个时隙内的位置，利用所述RT计算第二自相关矩阵和第二互相关矩阵；
根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数。
20.根据权利要求19所述的接收机，其特征在于，所述根据所述第二自相关矩阵和所述第二互相关矩阵，确定所述时域均衡系数，包括：
利用第二公式确定所述时域均衡系数；其中，所述第二公式包括：
Figure FDA0002382420660000083
其中，Wtime表示时域均衡系数；
Figure FDA0002382420660000084
表示第二互相关矩阵；[Rauto，T]N×N表示第二自相关矩阵；N0表示噪声功率；[I]N×N单位矩阵。
21.根据权利要求15所述的接收机，其特征在于，所述根据所述第一信道响应和所述第二信道响应进行相位噪声修正因子计算，得到DMRS相位噪声修正因子和PTRS相位噪声修正因子、以及所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子对应的相位噪声修正因子序列，包括：
根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子；
根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子；
利用所述DMRS相位噪声修正因子和所述PTRS相位噪声修正因子进行线性插值，得到所述相位噪声修正因子序列。
22.根据权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述根据所述第一信道响应计算DMRS相位噪声修正因子，包括：
利用第三公式计算DMRS相位噪声修正因子；其中，所述第三公式包括：
Figure FDA0002382420660000091
其中，m的取值范围是0至M-1之间的整数，所述M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
n的取值范围是0至N-1之间的整数，所述N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure FDA0002382420660000092
进行DMRS相位噪声修正因子计算后得到的第lDMRS，n个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的DMRS相位噪声修正因子。
23.根据权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述根据所述第二信道响应计算PTRS相位噪声修正因子，得到所述PTRS相位噪声修正因子，包括：
利用第四公式计算PTRS相位噪声修正因子；其中，所述第四公式包括：
Figure FDA0002382420660000093
其中，a的取值范围是0至MPTRS-1之间的整数，所述MPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
b的取值范围是0至LPTRS-1之间的整数，所述LPTRS是发送端为第p个PTRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Δp(lDMRS，0，lPTRS，b)表示第p个PTRS端口位于时频位置(kPTRS，a，lPTRS，b)处的CDM解扩后的信道响应值
Figure FDA0002382420660000094
进行PTRS相位噪声修正因子计算后得到的第lPTRS，b个OFDM符号相对于第lDMRS，0个OFDM符号的PTRS相位噪声修正因子。
24.根据权利要求15所述的接收机，其特征在于，所述根据所述第一信道响应、所述均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子进行信道均衡，得到信道均衡结果，包括：
根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；
根据所述均衡系数中的时域均衡系数和所述DMRS相位噪声修正因子，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
25.根据权利要求24所述的接收机，其特征在于，所述根据所述均衡系数中的频域均衡系数，对指定DMRS端口位于指定时频位置处的CDM解扩后的信息响应值进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应，包括：
利用第五公式进行频域信道均衡，得到指定带宽内的频域均衡后的信道响应；其中，所述第五公式包括：
Figure FDA0002382420660000101
其中，
Figure FDA0002382420660000102
M是发送端为第p个DMRS端口配置的在频域CDM解扩后在一个RB内频域上所占用的子载波的个数；
Figure FDA0002382420660000103
表示第p个DMRS端口位于时频位置(kDMRS，m，lDMRS，n)处的CDM解扩后的信道响应值；
Figure FDA0002382420660000104
表示频域均衡系数；
Figure FDA0002382420660000105
表示对
Figure FDA0002382420660000106
进行频域信道均衡后得到的指定带宽内的频域均衡后的信道响应。
26.根据权利要求24所述的接收机，其特征在于，所述根据所述均衡系数中的时域均衡系数，对所述指定带宽内的频域均衡后的信道响应进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应，包括：
利用第六公式进行时域信道均衡，得到所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应；其中，所述第六公式包括：
Figure FDA0002382420660000111
其中，N是发送端为第p个DMRS端口配置的在时域CDM解扩后在一个时隙内时域上所占用的OFDM符号的个数；
Figure FDA0002382420660000112
表示指定带宽内的频域均衡后的信道响应；Wtime(l，n)表示时域均衡系数；Δp(lDMRS，0，lDMRS，n)表示所述DMRS相位噪声修正因子；
Figure FDA0002382420660000113
表示所述指定带宽内的时域均衡后的信道响应。
27.根据权利要求15所述的接收机，其特征在于，所述根据所述相位噪声修正因子序列和所述信道均衡结果进行信道校正，得到信道校正结果，包括：
若指定OFDM符号上配置了DMRS，则将对应的信道均衡结果确定为信道校正结果；否则，则利用第七公式进行信道校正，得到信道校正结果；其中，所述第七公式包括：
Figure FDA0002382420660000114
其中，Δp(lDMRS，0，l)是Δp的第l个分量；
Figure FDA0002382420660000115
表示第l个OFDM符号、第k个子载波上的包括相位噪声的校正后的信道响应；
Δp＝[Δp(lDMRS，0，0)，Δp(lDMRS，0，1)，…，Δp(lDMRS，0，l)，…Δp(lDMRS，0，L-1)]为所述相位噪声修正因子序列；
Figure FDA0002382420660000116
为所述信道均衡结果。
28.一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1至13任一项所述的解调参考信号DMRS和相位跟踪参考信号PTRS联合信道估计方法的步骤。
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