CN109257308A - 一种相位噪声估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请实施例公开了一种相位噪声估计方法及装置，涉及通信领域，能够在进行CPE差值估计时，提高CPE差值的准确度，减少相位噪声所产生的影响。其方法为：接收机分别根据DMRS、PTRS对接收信号进行信道估计，获取第一OFDM符号上PTRS所在子载波的信道向量以及第二OFDM符号上PTRS所处载波信道估计向量其中，第一OFDM符号为DMRS占用的时域资源，m、l分别为第一、二OFDM符号在RB中的序号，且l＞m；接收机将和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，该相位旋转角度为第一、二OFDM符号之间的CPE的差值；接收机根据CPE的差值对第二OFDM符号进行信道补偿。本申请实施例用于相位噪声估计时，提高CPE差值的准确度。

Description

一种相位噪声估计方法及装置

技术领域

本申请涉及通信领域，尤其涉及一种相位噪声估计方法及装置。

背景技术

当无线系统工作频率高于6GHz时，相位噪声、同相/正交(In-phase/Quadrature，I/Q)失衡、功率放大器(Power Amplifier，PA)非线性等射频部分引入的问题限制了高频系统的性能，其中，由倍乘器电路引进的相位噪声所产生的影响尤为显著，在接收端，相位噪声的影响表现为导致星座图旋转和载波间干扰，相关会议上已明确要求所有公司都应考虑相位噪声产生的影响，并对其进行分析与评估。

在循环前缀-正交频分复用(Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，CP-OFDM)系统中，通常采用先求OFDM符号间相位旋转角度再合并求均值的方法估计公共相位误差(Common Phase Error，CPE)的差值，并进行信道补偿以减小相位噪声对系统性能的影响。

但上述采用的解决方案并没有考虑信道估计向量幅值的影响，估计CPE差值的准确度不高，影响系统的频谱效率。

发明内容

本发明实施例提供一种相位噪声估计方法及装置，在进行CPE差值估计时，考虑到信道估计向量幅值的影响，能够提高CPE差值的准确度，有效减少相位噪声所产生的影响，提高系统的频谱效率。

第一方面，提供一种相位噪声估计方法，包括：接收机根据解调参考信号(Demodulation Reference Signal，DMRS)对接收信号进行信道估计，获取第一OFDM符号上相位噪声追踪参考信号(Phase Noise Tracing Reference Signal，PTRS)所在子载波的信道向量其中，所述第一OFDM符号为DMRS占用的时域资源，m为第一OFDM符号在资源块(Resource Block，RB)中的序号；接收机根据PTRS对接收信号进行信道估计，获取第二OFDM符号上PTRS所处载波信道估计向量其中，l为第二OFDM符号在RB中的序号，且l＞m；接收机将和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，相位旋转角度为第二OFDM符号与第一OFDM符号之间的公共相位误差CPE的差值；接收机根据CPE的差值对第二OFDM符号进行信道补偿。在获取CPE差值时，通过先合并信道向量再求取角度的方式，考虑到了信道估计向量幅值的影响，提高了CPE差值的准确度，进一步地再对信道进行合理的补偿，有效减少了相位噪声的负面影响，提高了系统的频谱效率。

在一种可能的设计中，接收信号为接收机将接收到的第一信号去除CP，再进行离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)后得到的信号，该接收信号包括DMRS和PTRS。通过对第一信号的相应处理，可以使接收机得到所需的接收信号。

在一种可能的设计中，接收机根DMRS对接收信号进行信道估计，获取第一OFDM符号上PTRS所在子载波的信道向量包括：接收机将DMRS除以与DMRS对应的发送信号，得到第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道估计值信道估计值构成信道向量其中，k为第一OFDM符号上第k个子载波，DMRS为所述第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信号。这样的设计可以使接收机获取计算相位旋转角度所需的信道向量

在一种可能的设计中，接收机根据PTRS对接收信号进行信道估计，获取第二OFDM符号上PTRS所处载波信道估计向量包括：接收机将PTRS除以与PTRS对应的发送信号，得到第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道估计值信道估计值构成信道向量其中，k为第二OFDM符号上第k个子载波，PTRS为第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信号。这样的设计可以使接收机获取计算相位旋转角度所需的信道向量

在一种可能的设计中，接收机将和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，包括：接收机通过第一公式对和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，其中，第一公式为：其中，θ_τ为相位旋转角度，*表示对复数取共轭，N为频域上子载波的数量。这样在计算相位旋转角度时，考虑到了信道估计向量幅值的影响，并发挥了幅值的价值，提高了相位旋转角度的准确度。

第二方面，提供一种相位噪声估计装置，包括：获取单元，用于根据DMRS对接收信号进行信道估计，获取第一OFDM符号上PTRS所在子载波的信道向量其中，第一OFDM符号为DMRS占用的时域资源，m为第一OFDM符号在RB中的序号；获取单元，还用于根据PTRS对接收信号进行信道估计，获取第二OFDM符号上PTRS所处载波信道估计向量其中，l为第二OFDM符号在RB中的序号，且l＞m；计算单元，用于将和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，相位旋转角度为第二OFDM符号与第一OFDM符号之间的CPE的差值；处理单元，用于根据CPE的差值对第二OFDM符号进行信道补偿。

在一种可能的设计中，接收信号为接收机将接收到的第一信号去除CP，再进行DFT后得到的信号，接收信号包括DMRS和PTRS。

在一种可能的设计中，获取单元，用于将DMRS除以与DMRS对应的发送信号，得到第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道估计值信道估计值构成信道向量其中，k为第一OFDM符号上第k个子载波，DMRS为第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信号。

在一种可能的设计中，获取单元，将PTRS除以与PTRS对应的发送信号，得到第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道估计值信道估计值构成信道向量其中，k为第二OFDM符号上第k个子载波，PTRS为第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信号。

在一种可能的设计中，计算单元，用于通过第一公式将和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，其中，第一公式为：其中，θ_τ为相位旋转角度，*表示对复数取取共轭，N为频域上子载波的数量。

第三方面，提供一种计算机存储介质，该计算机存储介质存储有计算机指令，当计算机指令被计算机执行时，使得计算机执行如第一方面提供的相位噪声估计方法。

第四方面，提供一种接收机，该接收机包括执行计算机指令相关的硬件，以及计算机存储介质，计算机存储介质用于存储计算机指令，其中，计算机指令在执行时，如第一方面提供的相位噪声估计方法被实现。

本申请实施例提供了一种相位噪声估计方法及装置，接收机根据DMRS对接收信号进行信道估计，获取第一OFDM符号上PTRS所在子载波的信道向量其中，第一OFDM符号为DMRS占用的时域资源，m为第一OFDM符号在RB中的序号；接收机根据PTRS获取第二OFDM符号上PTRS所处载波信道估计向量其中，l为第二OFDM符号在所述RB中的序号，l＞m；接收机将和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，相位旋转角度为第二OFDM符号的CPE的差值；接收机根据CPE的差值对第二OFDM符号进行信道补偿。相比于现有技术中，默认每个信道估计值在合并过程中效果相同，而直接采用先求OFDM符号间相位旋转角度再合并求均值的方法，本申请实施例提供的方案在合并不同子载波上的PTRS对CPE差值的估计值时，考虑信道估计向量幅值的影响，先合并信道向量再求取角度，这样发挥了幅值的价值，有效提高了CPE差值的准确度。在此基础上，对信道进行合理的补偿，有效减少了相位噪声产生的影响，提高了系统的频谱效率。

附图说明

图1为本申请实施例提供的一种PTRS位置分布示意图；

图2为本申请实施例提供的一种相位噪声估计方法的流程示意图；

图3为本申请实施例提供的一种相位噪声估计装置的结构示意图；

图4为本申请实施例提供的一种相位噪声估计装置的结构示意图；

图5为本申请实施例提供的一种相位噪声估计装置的结构示意图。

具体实施方式

在本发明实施例中，“示例性的”或者“可选地”等词用于表示作例子、例证或说明。本发明实施例中被描述为“示例性的”或者“可选地”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”或者“可选地”等词旨在以具体方式呈现相关概念。

本申请可以应用在下行CP-OFDM系统中，在该下行CP-OFDM系统中，PTRS时域和频域上的位置分布与该系统的调制编码策略(Modulation and Coding Scheme，MCS)有关，需要对由相位噪声补偿产生的频谱效率提升和由于放置PTRS所消耗的频率效率进行权衡。示例性的，本申请提供一种PTRS位置分布示意图，如图1所示，该图1表示一个资源块(Resource Block，RB)内参考信号的位置分布，可以看出，该资源块由时域上的14个OFDM符号以及频域上的12个子载波组成，其中，PTRS的时频域密度均为1。即在时域上，每一个PTRS占用一个OFDM符号，在频域上，每一个RB中，PTRS占用一个子载波。

理论上，PTRS的时域密度应该随着MCS的增加而增加，PTRS的频域密度应该随着带宽(Bandwidth，BW)的增加而减小。目前，不同厂家给出的PTRS时频域密度与MCS、BW之间的对应关系存在差异，示例性的，本申请提供一种MCS与PTRS时域密度之间的关系对照表以及BW与PTRS频域密度之间的关系对照表，分别如表1、表2所示。

表1 MCS与PTRS时域密度关系对照表

系统配置的MCS	PTRS时域密度
		QPSK	1/4
16-QAM	1/4
		64-QAM	1/2
256-QAM	FFS

表2 BW与PTRS频域密度关系对照表

系统配置的BW	PTRS频域密度
		0＜＝N<sub>RB</sub>＜1	No PTRS
1＜＝N<sub>RB</sub>＜8	1
		8＜＝N<sub>RB</sub>＜32	1/2
32＜＝N<sub>RB</sub>	1/4

本申请中的接收机可以为接收信号，进行信号变换等操作的接收设备。

本申请的基本原理可以为在获取基于DMRS符号级信道估计和基于PTRS载波级信道估计的前提下，计算OFDM符号之间的相位旋转角度，并在计算时考虑信道向量的幅值，采取先合并信道向量，再求取合并后向量的相位旋转角度的方式，提高相位旋转角度的准确度，进而在根据相位旋转角度进行信道补偿时，有效减少相位噪声产生的影响，提高系统的频谱效率。

在图1所示PTRS位置分布的基础上，本申请实施例提供了一种相位噪声估计方法，如图2所示，包括：

201、接收机根据DMRS对接收信号进行信道估计，获取第一OFDM符号上PTRS所在子载波的信道向量

在下行CP-OFDM系统中，当接收端接收到发送端发送的第一信号时，接收端对该第一信号去除CP后得到基带信号，该基带信号可以表示为

其中，x[n]表示发送端发送的发送信号，h[n]表示传输发送信号的信道，表示卷积操作，φ[n]表示相位噪声，w[n]为高斯白噪声。

可选地，在本申请实施例中，第一信号可以为数字信号。

在获取基带信号后，接收机对基带信号进行DFT变换，得到频域上第k个子载波上的信号，该信号可以表示为

其中，ψ(k)表示相位噪声信号的DTF。

该经过DFT变换处理后的信号作为接收信号，进一步地可以表示为

可选地，该接收信号可以包括有DMRS和PTRS。

其中，上标N表示频域上子载波的数量，下标N表示取模N操作，ψ[0]是和所有子载波相乘的CPE，其可以表示为

公式(3)中的第二项是由于相位噪声造成的载波间干扰(Inter-CarrierInterference,ICI)，由于补偿CPE可以带来较大的增益，而ICI对增益的影响相对较小，并且，ICI的表现形式与白噪声类似，因此，可以将其与W[k]合并。

由于第一OFDM符号为DMRS占用的时域资源，示例性的，以图1为例，DMRS放置在第3个OFDM符号位置上，数据放置在其后的OFDM符号中，则本申请实施例中的第一OFDM符号对应地为第3个OFDM符号，第一OFDM符号在RB中的序号m取值为3。

根据公式(3)，第3个OFDM和第l(l＞3)个OFDM符号的第k个子载波上的信号可以分别表示为：

其中，e^jθ表示CPE，W_k,l表示ICI和高斯白噪声。

由于无线信号变化缓慢，因此，可以认为第l个OFDM处的信道和第3个OFDM处的信道相等。这样，通过接收信号中已知的DMRS可以估计出DMRS在RB中对应位置受相位噪声影响后的信道，常用的信道估计算法有最小二乘估计(Least-square estimation，LS)、线性最小均方误差(Linear minimum mean square error，LMMSE)估计等。

可选地，本申请实施例提供一种实现方式为，直接用DMRS除以已知的发送信号X，也就是用公式(5)所表示的第3个OFDM符号的第k个子载波上的信号Y_k,3除以与该信号对应的发送信号X_k,3，从而得到信道估计为

其中，H′_k,3为理论值，

可选地，在本申请实施例中，发送信号可以为导频信号。

信道估计值构成第3个OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道向量，也就是第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道向量 其中，N表示频域上子载波的数量。

202、接收机根据PTRS对接收信号进行信道估计，获取第二OFDM符号上PTRS所处载波信道估计向量

由于默认为第l个OFDM处的信道和第3个OFDM处的信道相等。因此，可以通过接收信号中已知的PTRS即可估计出PTRS在RB中对应位置受相位噪声影响后的信道。

在本申请实施例中，假设上述第l个OFDM符号为第二OFDM符号，即第二OFDM符号在RB中的序号为l。

可选地，本申请实施例提供一种实现方式为，直接用PTRS除以已知的发送信号X，也就是用公式(6)所表示的第l个OFDM符号的第k个子载波上的信号Y_k,l除以与该信号对应的发送信号X_k,l，从而得到信道估计为

其中，H′_k,l为理论值，θ_τ＝θ_l-θ₃，θ_τ表示第3个OFDM符号和第l个OFDM符号对应的CPE的差值。

信道估计值构成第l个OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道向量，也就是第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道向量 N表示频域上子载波的数量。

203、接收机将和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，该相位旋转角度为第二OFDM符号与第一OFDM符号之间CPE的差值。

接收机获取信道向量和后，对和进行向量合并，而由于在复数合并过程中，的幅值越大，相位噪声的影响相对越小，估计的相位旋转角度越接近真实值。因此，本申请实施例可选地提供了一种第一公式用于求取相位旋转角度，其中，第一公式如公式(9)所示，具体为

其中，θ_τ表示相位旋转角度，*表示对复数取共轭，N为频域上子载波的数量。

204、接收机根据CPE的差值对第二OFDM符号进行信道补偿。

由于接收机通过DMRS可以估计出第一OFDM符号上真实的信道值，该信道值包含有相位噪声影响，因而，可以进一步地对基于DMRS估计的信道进行补偿，具体的信道补偿方式可以采用现有技术，本申请对此不做详细说明。

接收机在获取了CPE的差值的基础上，可以根据该CPE的差值结合第一OFDM符号的信道补偿结果，对第二OFDM符号进行信道补偿，补偿后的信道值为其中，表示第l个符号上所有数据域的信道估计，θ_τ表示第l个OFDM符号与第一OFDM符号之间CPE的差值。

在信道补偿之后，接收机可以进一步地执行均衡、解调等操作。

本申请实施例提供了一种相位噪声估计方法，接收机根据DMRS对接收信号进行信道估计，获取第一OFDM符号上PTRS所在子载波的信道向量其中，第一OFDM符号为DMRS占用的时域资源，m为第一OFDM符号在RB中的序号；接收机根据PTRS获取第二OFDM符号上PTRS所处载波信道估计向量其中，l为第二OFDM符号在所述RB中的序号，l＞m；接收机将和进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，相位旋转角度为第二OFDM符号的CPE的差值；接收机根据CPE的差值对第二OFDM符号进行信道补偿。相比于现有技术中，默认每个信道估计值在合并过程中效果相同，而直接采用先求OFDM符号间相位旋转角度再合并求均值的方法，本申请实施例提供的方案在合并不同子载波上的PTRS对CPE差值的估计值时，考虑信道估计向量幅值的影响，先合并信道向量再求取角度，这样发挥了幅值的价值，有效提高了CPE差值的准确度。在此基础上，对信道进行合理的补偿，有效减少了相位噪声产生的影响，提高了系统的频谱效率。

上述主要从接收机的角度对本申请实施例提供的方案进行了介绍。可以理解的是，接收机为了实现上述功能，其包含了执行各个功能相应的硬件结构和/或软件模块。本领域技术人员应该很容易意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，本申请能够以硬件或硬件和计算机软件的结合形式来实现。某个功能究竟以硬件还是计算机软件驱动硬件的方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。

本申请实施例可以根据上述方法示例对接收机进行功能模块的划分，例如，可以对应各个功能划分各个功能模块，也可以将两个或两个以上的功能集成在一个处理模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。需要说明的是，本申请实施例中对模块的划分是示意性的，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式。

在采用对应各个功能划分各个功能模块的情况下，图3示出了上述实施例中所涉及的接收机的一种可能的结构示意图，接收机30可以包括：获取单元301，计算单元302，处理单元303。获取单元301用于支持接收机执行图2中的过程201、202；计算单元302用于支持接收机执行图2中的过程203；处理单元303用于支持接收机执行图2中的过程204。

在采用集成的单元的情况下，图4示出了上述实施例中所涉及的接收机的一种可能的结构示意图。例如，处理模块401用于支持接收机执行图2中的过程201、202、203、204和/或用于本文所描述的技术的其它过程。通信模块402用于支持接收机与其他网络实体的通信，例如与本申请实施例中涉及到的发送端之间的通信。存储模块403用于存储接收机的程序代码和数据。

其中，处理模块401可以是处理器或控制器，例如可以是中央处理器(CentralProcessing Unit，CPU)，通用处理器，数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)，专用集成电路(Application-Specific Integrated Circuit，ASIC)，现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件或者其任意组合。其可以实现或执行结合本申请公开内容所描述的各种示例性的逻辑方框，模块和电路。所述处理器也可以是实现计算功能的组合，例如包含一个或多个微处理器组合，DSP和微处理器的组合等等。

参阅图5所示，该接收机50包括：收发器501、处理器502、存储器503以及总线504。其中，收发器501、处理器502和存储器503通过总线504相互连接；总线504可以是外设部件互连标准(Peripheral Component Interconnect，PCI)总线或扩展工业标准结构(Extended Industry Standard Architecture，EISA)总线等。所述总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图5中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。

结合本申请公开内容所描述的方法或者算法的步骤可以硬件的方式来实现，也可以是由处理器执行软件指令的方式来实现。软件指令可以由相应的软件模块组成，软件模块可以被存放于随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、闪存、只读存储器(ReadOnly Memory，ROM)、可擦除可编程只读存储器(Erasable Programmable ROM，EPROM)、电可擦可编程只读存储器(Electrically EPROM，EEPROM)、寄存器、硬盘、移动硬盘、只读光盘(CD-ROM)或者本领域熟知的任何其它形式的存储介质中。一种示例性的存储介质耦合至处理器，从而使处理器能够从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息。当然，存储介质也可以是处理器的组成部分。处理器和存储介质可以位于ASIC中。另外，该ASIC可以位于核心网接口接收机中。当然，处理器和存储介质也可以作为分立组件存在于核心网接口接收机中。

本领域技术人员应该可以意识到，在上述一个或多个示例中，本申请所描述的功能可以用硬件、软件、固件或它们的任意组合来实现。当使用软件实现时，可以将这些功能存储在计算机可读介质中或者作为计算机可读介质上的一个或多个指令或代码进行传输。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质，其中通信介质包括便于从一个地方向另一个地方传送计算机程序的任何介质。存储介质可以是通用或专用计算机能够存取的任何可用介质。

以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何在本申请揭露的技术范围内的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (12)

1.一种相位噪声估计方法，其特征在于，包括：

接收机根据解调参考信号DMRS对接收信号进行信道估计，获取第一正交频分复用OFDM符号上相位噪声追踪参考信号PTRS所在子载波的信道向量其中，所述第一OFDM符号为所述DMRS占用的时域资源，m为所述第一OFDM符号在资源块RB中的序号；

所述接收机根据所述PTRS对所述接收信号进行信道估计，获取第二OFDM符号上所述PTRS所处载波信道估计向量其中，l为所述第二OFDM符号在所述RB中的序号，且l＞m；

所述接收机将所述和所述进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，所述相位旋转角度为所述第二OFDM符号与所述第一OFDM符号之间的公共相位误差CPE的差值；

所述接收机根据所述CPE的差值对所述第二OFDM符号进行信道补偿。

2.根据权利要求1所述的相位噪声估计方法，其特征在于，所述接收信号为所述接收机将接收到的第一信号去除循环前缀CP，再进行离散傅里叶变换DFT后得到的信号，所述接收信号包括所述DMRS和所述PTRS。

3.根据权利要求1或2所述的相位噪声估计方法，其特征在于，所述接收机根DMRS对接收信号进行信道估计，获取第一OFDM符号上PTRS所在子载波的信道向量包括：

所述接收机将所述DMRS除以与所述DMRS对应的发送信号，得到所述第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道估计值所述信道估计值构成所述信道向量其中，k为第一OFDM符号上第k个子载波，所述DMRS为所述第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信号。

4.根据权利要求1或2所述的相位噪声估计方法，其特征在于，所述接收机根据所述PTRS对所述接收信号进行信道估计，获取第二OFDM符号上所述PTRS所处载波信道估计向量包括：

所述接收机将所述PTRS除以与所述PTRS对应的发送信号，得到所述第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道估计值所述信道估计值构成所述信道向量其中，k为第二OFDM符号上第k个子载波，所述PTRS为第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信号。

5.根据权利要求1-4任一项所述的相位噪声估计方法，其特征在于，所述接收机将所述和所述进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，包括：

所述接收机通过第一公式对所述和所述进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，所述第一公式为

其中，θ_τ为所述相位旋转角度，*表示对复数取共轭，N为频域上子载波的数量。

6.一种相位噪声估计装置，其特征在于，包括：

获取单元，用于根据解调参考信号DMRS对接收信号进行信道估计，获取第一正交频分复用OFDM符号上相位噪声追踪参考信号PTRS所在子载波的信道向量其中，所述第一OFDM符号为所述DMRS占用的时域资源，m为所述第一OFDM符号在资源块RB中的序号；

所述获取单元，还用于根据所述PTRS对所述接收信号进行信道估计，获取第二OFDM符号上所述PTRS所处载波信道估计向量其中，l为所述第二OFDM符号在所述RB中的序号，且l＞m；

计算单元，用于将所述和所述进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，所述相位旋转角度为所述第二OFDM符号与所述第一OFDM符号之间的公共相位误差CPE的差值；

处理单元，用于根据所述CPE的差值对所述第二OFDM符号进行信道补偿。

7.根据权利要求6所述的相位噪声估计装置，其特征在于，所述接收信号为所述接收机将接收到的第一信号去除循环前缀CP，再进行离散傅里叶变换DFT后得到的信号，所述接收信号包括所述DMRS和所述PTRS。

8.根据权利要求6或7所述的相位噪声估计装置，其特征在于，

所述获取单元，用于将所述DMRS除以与所述DMRS对应的发送信号，得到所述第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道估计值所述信道估计值构成所述信道向量其中，k为第一OFDM符号上第k个子载波，所述DMRS为所述第一OFDM符号上PTRS所在子载波上的信号。

9.根据权利要求6或7所述的相位噪声估计装置，其特征在于，

所述获取单元，将所述PTRS除以与所述PTRS对应的发送信号，得到所述第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信道估计值所述信道估计值构成所述信道向量其中，k为第二OFDM符号上第k个子载波，所述PTRS为第二OFDM符号上PTRS所在子载波上的信号。

10.根据权利要求6-9任一项所述的相位噪声估计装置，其特征在于，

所述计算单元，用于通过第一公式将所述和所述进行向量合并，对合并后的向量求取相位旋转角度，所述第一公式为

其中，θ_τ为所述相位旋转角度，*表示对复数取共轭，N为频域上子载波的数量。

11.一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有计算机指令，其特征在于，当所述计算机指令被计算机执行时，使得所述计算机执行如权利要求1-5中任一项所述的相位噪声估计方法。

12.一种接收机，其特征在于，所述接收机包括：执行计算机指令相关的硬件，以及计算机存储介质，所述计算机存储介质用于存储所述计算机指令，其中，所述计算机指令在执行时，如权利要求1-5中任一项所述的相位噪声估计方法被实现。