CN113258780B - 用于有轨电车辅助电源dc/dc电路的参数选择方法及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，包括：获取有轨电车辅助电源DC/DC电路中需确定参数值的多个元器件，基于多个元器件，确定多个元器件的参数值，根据多个元器件的参数值，确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的型号。本发明通过确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的参数值，从而根据参数值确定了相应的元器件型号，解决了现有的有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择存在误差、具有不确定性及安全性低的技术问题，保证了有轨电车辅助电源DC/DC电路的安全性，提高了开关频率以及降低了损耗。

Description

用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法及控制 方法
技术领域
本发明涉及有轨电车辅助电源技术领域，特别涉及用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法及控制方法。
背景技术
低地板有轨电车辅助电源箱一般布置在车顶，受限于车顶空间，相比于地铁车辆辅助电源，要求其内部组成设备更加紧凑且功率密度更大。为确保用电安全，要求供电电源侧和负载侧进行电气隔离。传统的有轨电车辅助逆变器采用工频变压器(50Hz)进行隔离，如图1所示，采用该方案辅助电源箱比较笨重，且工频变压器造价高，其带来的低频环流损耗较大，降低了整机功率密度。有轨电车辅助电源箱一般采用强迫风冷散热，当在市区轨道上运行时，隔离变压器低频电磁噪声和冷却风机运行噪声一般较大，会影响乘适体验。
为了提高辅助电源箱功率器件开关频率，减少电磁噪声，现有的有轨电车辅助电源的DC/DC电路常包括TLBoost变换器和据LLC定频谐振变换器，通过TLBoost变换器和据LLC定频谐振变换器，提高了辅助电源箱功率密度，并且整机工作效率高，功率损耗小。
但是就现有的有轨电车辅助电源的DC/DC电路来说，虽然解决了轨电车辅助电源采用工频变压器存在的弊端，但对于有轨电车辅助电源的DC/DC电路的元器件的选型来说，往往依据经验值进行选择元器件的参数值，进而确定相应的元器件的型号，这种主观判断不仅存在误差和不确定性，而且还会降低有轨电车辅助电源的DC/DC电路的运行安全性。
发明内容
为解决现有技术中有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择存在误差、具有不确定性及安全性低的技术问题，本发明提供了一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法。
第一方面，本申请实施例提供一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，包括如下步骤：
获取有轨电车辅助电源DC/DC电路中需确定参数值的多个元器件；
根据升压电抗器的电感脉冲最大电流值确定升压电抗器的参数值；根据第一平波电容满足的预设限制条件确定第一平波电容的参数值；根据均压电阻的电流值与第一平波电容的漏电流值的关系确定均压电阻的参数值；
根据满载时隔直电容的电压值和TLBoost变换器的输出电压值的关系确定隔直电容的参数值；根据LLC定频谐振变换器的谐振周期、隔直电容的参数值及第二功率模块的结电容值确定变压器的参数值；根据第二平波电容的纹波电流值与变压器副边的最大输出电流值和TLBoost变换器的输出电流值的关系及LLC定频谐振变换器的输出电压的波动范围确定第二平波电容的参数值；
根据多个元器件的参数值，确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的型号。
在其中一些实施例中，根据升压电抗器的电感脉冲最大电流值确定升压电抗器的参数值，具体包括：
基于CCM模式，确定升压电抗器在全占空比范围内的第一电感脉冲电流最大值；
基于TLBoost变换器的最大输入电流值和升压电抗器的电流纹波率，确定升压电抗器的第二电感脉冲电流最大值；
根据第一电感脉冲电流最大值和第二电感脉冲电流最大值，计算得到升压电抗器的电感值。
在其中一些实施例中，根据第一平波电容满足的预设限制条件确定第一平波电容的参数值，具体包括：
当第一平波电容需承受TLBoost变换器中的纹波电流时，则基于TLBoost变换器输出的CCM模式下的正负方波，计算第一平波电容的纹波电流有效值；
根据第一平波电容的纹波电流有效值，确定第一平波电容的纹波电流最大值；
当第一平波电容需将TLBoost变换器的电压波动控制在预设范围时，则基于TLBoost变换器的输出电压值和TLBoost变换器的输出电压纹波率，确定TLBoost变换器的输出电压的波动范围；
根据TLBoost变换器的输出电压的波动范围、第一平波电容的纹波电流最大值、TLBoost变换器的开关周期及TLBoost变换器的最大占空比，计算第一平波电容的电容值范围。
在其中一些实施例中，根据均压电阻的电流值与第一平波电容的漏电流值的关系确定均压电阻的参数值，具体包括：
确定均压电阻的电流值与第一平波电容的漏电流值的第一电流关系；
根据欧姆定律和第一电流关系，计算得到均压电阻的电阻值。
在其中一些实施例中，根据满载时隔直电容的电压值和TLBoost变换器的输出电压值的关系确定隔直电容的参数值，具体包括：
确定满载时隔直电容的电压值和TLBoost变换器的输出电压值的电压关系；
根据欧姆定律和电压关系，计算得到隔直电容的电容值。
在其中一些实施例中，根据LLC定频谐振变换器的谐振周期、隔直电容的参数值及第二功率模块的结电容值确定变压器的参数值，具体包括：
确定LLC定频谐振变换器的谐振频率和LLC定频谐振变换器的开关频率的频率关系；
确定LLC定频谐振变换器的谐振频率和LLC定频谐振变换器的谐振周期的周期关系；
根据频率关系、周期关系、第二功率模块的死区时间及第二功率模块的结电容值，计算得到变压器的励磁电感值；
根据频率关系和隔直电容的电容值，计算得到变压器的漏感值。
在其中一些实施例中，根据第二平波电容的纹波电流值与变压器副边的最大输出电流值和TLBoost变换器的输出电流值的关系及LLC定频谐振变换器的输出电压的波动范围确定第二平波电容的参数值，具体包括：
根据变压器的原边和副边的变比、第二平波电容的电流纹波率、TLBoost变换器的输出电流值、LLC定频谐振变换器的谐振频率、LLC定频谐振变换器的开关频率，LLC定频谐振变换器的输出电压值及变压器的励磁电感值，计算得到变压器副边的最大输出电流值；
确定第二平波电容的纹波电流值与变压器副边的最大输出电流值和TLBoost变换器的输出电流值的第二电流关系；
根据第二电流关系，计算得到第二平波电容的纹波电流值；
基于第二平波电容的纹波电流值，确定第二平波电容的电流有效值；
基于LLC定频谐振变换器输出电压的纹波率，计算得到LLC定频谐振变换器的输出电压的波动范围；
根据LLC定频谐振变换器的输出电压的波动范围、LLC定频谐振变换器的开关频率及第二平波电容的纹波电流值，计算得到第二平波电容的电容值。
第二方面，本申请实施例还提供一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的控制方法，包括如下步骤：
根据TLBoost变换器的输出参考电压值与TLBoost变换器的输出电压值的差值作为PID控制器的输入量；
基于迟滞比较器设定欠压补偿第一阈值、欠压补偿第二阈值、过压补偿第一阈值及过压补偿第二阈值；其中欠压补偿第一阈值大于欠压补偿第二阈值，过压补偿第一阈值大于过压补偿第二阈值；
当负载突加或负载突减时，根据述TLBoost变换器的输出电压值与欠压补偿第一阈值、欠压补偿第二阈值、过压补偿第一阈值或过压补偿第二阈值的大小关系，控制PID控制器的控制量输出及波形比较器的工作状态，从而控制TLBoost变换器输出稳定的电压值。
在其中一些实施例中，控制所述PID控制器的控制量输出及波形比较器的的工作状态，具体包括：
当检测到TLBoost变换器的输出电压值低于欠压补偿第二阈值时，根据CCM模式下TLBoost变换器的占空比，计算得到比较值，将比较值装载于波形比较器，并赋值于PID控制器的积分输出结果，同时将欠压补偿标志位置1；当检测到TLBoost变换器的输出电压值高于欠压补偿第二阈值时，将欠压补偿标志位置0，完成欠压补偿；
当检测到TLBoost变换器的输出电压值高于过压补偿第一阈值时，控制PID控制器正常运行并输出相应控制量，并控制波形比较器停止工作，将过压补偿标志位置1；当检测到TLBoost变换器的输出电压值低于过压补偿第二阈值时，控制波形比较器开始工作，并输出相应的PWM波形，将述过压补偿标志位置0，完成过压补偿。
第三方面，本申请实施例还提供一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路，包括：TLBoost变换器和LLC定频谐振变换器，其中，
TLBoost变换器包括：升压电抗器、第一功率模块、第一平波电容及均压电阻，升压电抗器的输入端与直流电源的输入端连接，升压电抗器的输出端与第一功率模块的输入端连接，第一功率模块的输出端与第一平波电容的输入端和输出端连接，第一平波电容与均压电阻并联连接；
LLC定频谐振变换器包括：第二功率模块、隔直电容、变压器、整流二极管及第二平波电容，第二功率模块的输入端与分压模块的输入端和输出端连接，第二功率模块的输出端与隔直电容和变压器的输入端连接，变压器的输入端还与隔直电容的输出端连接，变压器的输出端与整流二极管的输入端连接，整流二极管的输出端与第二平波电容的输入端和输出端连接，整流模块与第二平波电容并联连接，第二平波电容的输出端与直流电源的输出端连接。
本发明的技术效果或优点：
本发明提供了一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，在构建有轨电车辅助电源DC/DC电路时，通过确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的参数值，从而根据参数值确定了相应的元器件型号，解决了现有的有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择存在误差、具有不确定性及安全性低的技术问题，保证了有轨电车辅助电源DC/DC电路的安全性，提高了开关频率以及降低了损耗。
附图说明
通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。
图1是本发明实施例所提供的一个传统的用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的结构示意图；
图2是本发明实施例所提供的的一个用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的结构示意图；
图3是本发明实施例所提供的一个用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法的流程图；
图4是本发明实施例所提供的一个用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的控制框图；
图5是本发明实施例所提供的一个用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的脉冲信号图；
图6是本发明实施例所提供的一个采用迟滞比较器设定阈值的示意图；
图7是本发明实施例所提供的一个补偿过程示意图；
以上图中：
1、TLBoost变换器；11、升压电抗器；12、第一功率模块；13、第一平波电容；14、均压电阻；2、LLC定频谐振变换器；21、第二功率模块；22、隔直电容；23、变压器；24、整流二极管；25、第二平波电容。
具体实施方式
为了使本技术领域人员更好的理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。虽然附图中公开了本发明的实施方式，然而应当理解，以任何形式实现本发明而不应被阐述的实施方式所限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。文中使用术语“第一”、“第二”、“第三”等来描述多个元件、部件、区域、层和/或部段，仅用来将一个元件、部件、区域、层或部段与另一元件、部件、区域、层或部段区分开。除非上下文明确地指出，否则诸如“第一”、“第二”、“第三”之类的术语以及其它数字术语在文中使用时并不暗示顺序或者次序。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“相连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
为解决现有技术中有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择存在误差、具有不确定性及安全性低的技术问题，本发明提供了一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，通过确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的参数值，从而根据参数值确定了相应的元器件型号，解决了现有的有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择存在误差、具有不确定性及安全性低的技术问题，保证了有轨电车辅助电源DC/DC电路的安全性，提高了开关频率以及降低了损耗。
下面结合具体实施例及说明书附图，对本发明的技术方案作详细说明。
本实施例涉及一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，包括如下步骤：
获取有轨电车辅助电源DC/DC电路中需确定参数值的多个元器件；
根据升压电抗器的电感脉冲最大电流值确定升压电抗器的参数值；根据第一平波电容满足的预设限制条件确定第一平波电容的参数值；根据均压电阻的电流值与第一平波电容的漏电流值的关系确定均压电阻的参数值；
根据满载时隔直电容的电压值和TLBoost变换器的输出电压值的关系确定隔直电容的参数值；根据LLC定频谐振变换器的谐振周期、隔直电容的参数值及第二功率模块的结电容值确定变压器的参数值；根据第二平波电容的纹波电流值与变压器副边的最大输出电流值和TLBoost变换器的输出电流值的关系及LLC定频谐振变换器的输出电压的波动范围确定第二平波电容的参数值；
根据多个元器件的参数值，确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的型号。
本实施例所提供的用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，通过确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的参数值，从而根据参数值确定了相应的元器件型号，解决了现有的有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择存在误差、具有不确定性及安全性低的技术问题，保证了有轨电车辅助电源DC/DC电路的安全性，提高了开关频率以及降低了损耗。
参考图2，图2是实施例所提供的一个用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的结构示意图。用于有轨电车辅助电源DC/DC电路包括TLBoost变换器1和LLC定频谐振变换器2，其中，TLBoost变换器1包括升压电抗器11和、第一功率模块12、第一平波电容13和均压电阻14；LLC定频谐振变换器包括第二功率模块21、隔直电容22、变压器23、整流二极管24及第二平波电容25。
具体地说，升压电抗器11的输入端与直流电源的输入端连接，升压电抗器的输出端11与第一功率模块12的输入端连接，第一功率模块12的输出端与第一平波电容13的输入端和输出端连接，第一平波电容13与均压电阻14并联连接。更具体地说，升压电抗器11的数量为两个，分别为升压电抗器L1A和升压电抗器L1B，第一功率模块12包括两个功率器件，分别为功率器件S1和功率器件S2，第一平波电容13的数量为两个，分别为第一平波电容C1和第一平波电容C2，均压电阻14的数量为两个，分别为均压电阻
Figure BDA0003060070790000081
和均压电阻
Figure BDA0003060070790000082
其中，升压电抗器L1A的正极与直流电源的输入端DCin+连接，升压电抗器L1A的负极与功率器件S1的M极连接，功率器件S1的C极与第一平波电容C1的正极连接，功率器件S1的E极与第一平波电容C1的负极连接，均压电阻
Figure BDA0003060070790000083
与第一平波电容C1并联连接；升压电抗器L1B的正极与直流电源的输入端DCin-连接，升压电抗器L1B的负极与功率器件S2的M极连接，功率器件S2的C极与功率器件S1的E极和第一平波电容C2的正极连接，功率器件S2的E极与第一平波电容C2的负极连接，均压电阻
Figure BDA0003060070790000084
与第一平波电容C2并联连接。
具体地说，第二功率模块21的输入端与均压电阻14的输入端和输出端连接，第二功率模块21的输出端与隔直电容22和变压器23的输入端连接，变压器23的输入端还与隔直电容22的输出端连接，变压器23的输出端与整流二极管24的输入端连接，整流二极管24的输出端与第二平波电容25的输入端和输出端连接，整流二极管24与第二平波电容并联连接，第二平波电容25的输出端与直流电源的输出端连接。更具体地说，第二功率模块21包括两个功率器件，分别为功率器件S3和功率器件S4，Lk为变压器T123的等效漏感，Lm为变压器T123的励磁电感，整流二极管24的数量为两个，分别为整流二极管D1和整流二极管D2，其中，功率器件S3和功率器件S4的C极与第一平波电容C1的正极连接，功率器件S3和功率器件S4的E极与第一平波电容C2的负极连接，功率器件S3的M极与隔直电容Cb22的正极连接，隔直电容Cb22的负极与变压器T123的va点相连，功率器件S4的M极与变压器T123的vb点连接，变压器T123的vc点与整流二极管D1的正极连接，变压器T123的vd点与整流二极管D2的正极连接，整流二极管D1的负极与整流二极管D2的负极及第二平波电容C325的正极连接，第二平波电容C325的正极与直流电源的输出端DCout+连接，整流二极管D1的正极与整流二极管D2的正极及第二平波电容C325的负极连接，第二平波电容C325的负极与直流电源的输出端DCout-连接。
本实施例中，通过TLBoost变换器将输入电压进行升压处理，减小流经后级LLC定频谐振变换器的电流，提高了工作频率以及降低了LLC定频谐振变换器的开关损耗。
为解决现有技术中有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择存在误差、具有不确定性及安全性低的技术问题，本实施例还提供一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，其中，该参数选择方法基于上述的有轨电车辅助电源DC/DC电路，参考图3，包括如下步骤：
获取有轨电车辅助电源DC/DC电路中需确定参数值的多个元器件；
根据升压电抗器11的电感脉冲最大电流值确定升压电抗器11的参数值；根据第一平波电容13满足的预设限制条件确定第一平波电容13的参数值；根据均压电阻14的电流值与第一平波电容13的漏电流值的关系确定均压电阻14的参数值；
根据满载时隔直电容22的电压值和TLBoost变换器1的输出电压值的关系确定隔直电容22的参数值；根据LLC定频谐振变换器1的谐振周期、隔直电容22的参数值及第二功率模块21的结电容值确定变压器23的参数值；根据第二平波电容25的纹波电流与变压器23副边的最大输出电流值和所述TLBoost变换器1的输出电流值的关系及LLC定频谐振变换器2的输出电压的波动范围确定第二平波电容25的参数值；
根据多个元器件的参数值，确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的型号。
在本实施例中，根据升压电抗器11的电感脉冲最大电流值确定升压电抗器的参数值11，具体包括：
基于CCM模式，确定升压电抗器11在全占空比范围内的第一电感脉冲电流最大值(具体地说，全占空比的范围为0～1)；
基于TLBoost变换器1的最大输入电流值和升压电抗器11的电流纹波率，确定升压电抗器11的第二电感脉冲电流最大值；
根据第一电感脉冲电流最大值和第二电感脉冲电流最大值，计算升压电抗器11的电感值。
具体地说，本实施例中，TLBoost变换器1的电压变换增益为：
Figure BDA0003060070790000101
式中：M表示为TLBoost变换器的电压变换增益；Don表示为TLBoost变换器的占空比。
本实施例中，第一电感脉冲电流最大值的计算方法为：
当Don<0.5时，
Figure BDA0003060070790000102
Don＝0.25时
Figure BDA0003060070790000103
当Don>0.5时，
Figure BDA0003060070790000104
Don＝0.75时
Figure BDA0003060070790000105
式中：
Figure BDA0003060070790000106
表示为第一电感脉冲电流最大值；Don表示为TLBoost变换器的占空比；TS表示为TLBoost变换器的开关周期；V0表示为TLBoost变换器的输出电压值；L表示为升压电抗器L1A和升压电抗器L1B的电感值和，即L＝L1A+L1B，L1A＝L1B。
根据公式(2)和公式(3)可知，无论何种工况，第一电感脉冲电流最大值始终为
Figure BDA0003060070790000107
本实施例中，第二电感脉冲电流最大值的计算方法为：
Figure BDA0003060070790000108
式中：
Figure BDA0003060070790000109
表示为第二电感脉冲电流最大值；Iin_max表示为TLBoost变换器的最大输入电流值；r表示为升压电抗器L1A或升压电抗器L1B的电流纹波率，工程上r一般设定为0.4。
根据公式(2)、公式(3)及公式(4)，使第一电感脉冲电流最大值等于第二电感脉冲电流最大值，即可得到升压电抗器L1A或升压电抗器L1B的电感值，具体如下：
Figure BDA0003060070790000111
式中：L1A和L1B分别表示升压电抗器L1A或升压电抗器L1B的电感值；r表示为升压电抗器L1A或升压电抗器L1B的电流纹波率；TS表示为TLBoost变换器的开关周期；V0表示为TLBoost变换器的输出电压值。
在本实施例中，根据第一平波电容13满足的预设限制条件确定第一平波电容13的参数值，具体包括：
当第一平波电容13需承受TLBoost变换器1的纹波电流时，则基于TLBoost变换器1输出的CCM模式下的正负方波，计算第一平波电容13的纹波电流有效值；
根据第一平波电容13的纹波电流有效值，确定第一平波电容13的纹波电流最大值；
当第一平波电容13需将TLBoost变换器1的电压波动控制在预设范围时，则基于TLBoost变换器1的输出电压值和TLBoost变换器1的输出电压纹波率，确定TLBoost变换器1的输出电压的波动范围；
根据TLBoost变换器1的输出电压的波动范围、第一平波电容13的纹波电流最大值、TLBoost变换器1的开关周期及TLBoost变换器1的最大占空比，计算第一平波电容13的电容值范围。
本实施例中，第一平波电容C1和第一平波电容C2参数值的确定需要考虑两方面，一是能够承受TLBoost变换器1的纹波电流，二是能够将TLBoost变换器1的电压波动控制在预设范围。
当第一平波电容13需承受TLBoost变换器1的纹波电流时，第一平波电容13的纹波电流有效值的计算方法为：
Figure BDA0003060070790000121
式中：Irms表示为流经第一平波电容C1或第一平波电容C2的纹波电流有效值；P0表示为TLBoost变换器的输出功率；TS表示为TLBoost变换器的开关周期；V0表示为TLBoost变换器的输出电压；Don表示为TLBoost变换器的占空比。
本实施例中计算第一平波电容13的纹波电流有效值，近似忽略整流二极管24造成的电流波动，仅考虑基于CCM模式，TLBoost变换器1输出的正负方波。
根据公式(6)，可得到第一平波电容13的纹波电流最大值，具体如下：
Figure BDA0003060070790000122
式中：Irms_max表示为流经第一平波电容C1或第一平波电容C2的纹波电流最大值；P0表示为TLBoost变换器的输出功率；Don_max表示为TLBoost变换器的最小输入电压值对应的占空比，即TLBoost变换器的最大占空比。
当第一平波电容13需将TLBoost变换器1的电压值控制预设范围时，TLBoost变换器1的输出电压的波动范围的确定方法为：
Δu<εV0 (8)
式中：Δu表示为TLBoost变换器的输出电压的波动范围；ε表示为要求的TLBoost变换器的输出电压纹波率；V0表示为TLBoost变换器的输出电压。
本实施例中，第一平波电容13的电容值范围的计算方法为：
根据公式(8)可得：
Figure BDA0003060070790000123
式中：C表示为第一平波电容C1或第一平波电容C2的电容值范围；Don_max表示为TLBoost变换器的最小输入电压值对应的占空比；TS表示为TLBoost变换器的开关周期；Δu表示为TLBoost变换器的输出电压的波动范围。
本实施中，可根据流经第一平波电容C1或第一平波电容C2的纹波电流最大值Irms_max和第一平波电容C1或第一平波电容C2的电容值范围C指导电容选型。
在本实施例中，根据均压电阻14的电流值与第一平波电容13的漏电流值的关系确定均压电阻14的参数值，具体包括：
确定均压电阻14的电流值与第一平波电容13的漏电流值的第一电流关系；
根据欧姆定律和第一电流关系，计算得到均压电阻14的电阻值。
本实施例中，第一电流关系为：
IRC＝20Ileak (10)
式中：IRC表示为流经均压电阻
Figure BDA0003060070790000132
或均压电阻
Figure BDA0003060070790000133
的电流值；Ileak表示为第一平波电容C1或第一平波电容C2的漏电流值。
本实施例中，根据公式(10)，均压电阻14的电阻值的计算方法为：
Figure BDA0003060070790000131
式中：RC1和RC2分别表示为均压电阻
Figure BDA0003060070790000134
和均压电阻
Figure BDA0003060070790000135
的电阻值；IRC表示为流经均压电阻
Figure BDA0003060070790000136
或均压电阻
Figure BDA0003060070790000137
的电流值；Ileak表示为第一平波电容C1或第一平波电容C2的漏电流值；V0表示为TLBoost变换器的输出电压。
在本实施例中，根据满载时隔直电容22的电压值和TLBoost变换器1的输出电压值的关系确定隔直电容22的参数值，具体包括：
确定满载时隔直电容22的电压值和TLBoost变换器1的输出电压值的电压关系；
根据欧姆定律和电压关系，计算得到隔直电容22的电容值。
隔直电容Cb22用于抑制直流磁偏对变压器T123性能的影响，同时配合变压器T123的等效漏感Lk，参与谐振过程。本实施例中，电压关系为：
UC＝10％V0 (12)
式中：UC表示为满载时隔直电容22的电压值；V0表示为TLBoost变换器的输出电压。
本实施例中，根据公式(12)，隔直电容22的电容值的计算方法为：
Figure BDA0003060070790000141
Figure BDA0003060070790000142
式中：Cb表示为隔直电容的电容值；UC表示为满载时隔直电容22的电压值；V0表示为TLBoost变换器的输出电压；fS表示为LLC定频谐振变换器的开关频率。
本实施例中，根据LLC定频谐振变换器2的谐振周期、隔直电容22的参数值及第二功率模块21的结电容值确定变压器的参数，具体包括：
确定LLC定频谐振变换器2的谐振频率和LLC定频谐振变换器2的开关频率的频率关系；
确定LLC定频谐振变换器2的谐振频率和LLC定频谐振变换器2的谐振周期的周期关系；
根据频率关系、周期关系、第二功率模块24的死区时间及第二功率模块24的结电容值，计算得到变压器23的励磁电感值(具体地说，根据频率关系、周期关系、功率器件S3或功率器件S4的死区时间及功率器件S3或功率器件S4的结电容值，计算得到变压器23的励磁电感值)；
根据频率关系和隔直电容22的电容值，计算得到变压器23的漏感值。
本实施例中，频率关系为：
fr＝(1.1～1.2)fS (15)
式中：fr表示为LLC定频谐振变换器的谐振频率；fS表示为LLC定频谐振变换器的开关频率。
本实施例中，通过确定LLC定频谐振变换器2的谐振频率和LLC定频谐振变换器2的开关频率的频率关系，保证了整流二极管24的ZCS，且减少了第二平波电容25的纹波压力。
本实施例中，周期关系为：
Figure BDA0003060070790000151
式中：Tr表示为LLC定频谐振变换器的谐振周期；fr表示为LLC定频谐振变换器的谐振频率；fS表示为LLC定频谐振变换器的开关频率。
本实施例中，变压器23的励磁电感值的计算方法为：
Figure BDA0003060070790000152
式中：Lm表示为变压器的励磁电感值；td表示为整流二极管的死区时间，取3μs～5μs；Cres表示为功率器件S3或功率器件S4的结电容值，可通过IGBT手册查阅得到；Tr表示为LLC定频谐振变换器的谐振周期。
本实施例中，变压器23的漏感值的计算方法为：
Figure BDA0003060070790000153
式中：Lk表示为变压器的漏感值；Cb表示为隔直电容的电容值；fr表示为LLC定频谐振变换器的谐振频率。
在本实施例中，根据第二平波电容25的纹波电流与变压器23副边的最大输出电流值和TLBoost变换器1的输出电流值的关系及LLC定频谐振变换器2的输出电压的波动范围确定第二平波电容25的参数值，具体包括：
根据变压器23的原边和副边的变比、第二平波电容25的电流纹波率、TLBoost变换器1的输出电流值、LLC定频谐振变换器2的谐振频率、LLC定频谐振变换器2的开关频率，LLC定频谐振变换器2的输出电压值及变压器23的励磁电感值，计算得到变压器23副边的最大输出电流值；
确定第二平波电容25的纹波电流值与变压器23副边最大电流值和TLBoost变换器1的输出电流值的第二电流关系；
根据第二电流关系，计算得到第二平波电容25的纹波电流值；
基于第二平波电容25的纹波电流值，确定第二平波电容25的电流有效值；
基于LLC定频谐振变换器2的输出电压的纹波率，计算得到LLC定频谐振变换器2的输出电压的波动范围；
根据LLC定频谐振变换器2的输出电压的波动范围、LLC定频谐振变换器2的开关频率及第二平波电容25的纹波电流值，计算得到第二平波电容25的电容值。
本实施例中，变压器23副边最大电流值的计算方法为：
Figure BDA0003060070790000161
式中：Ipeak_s表示为变压器副边最大电流值；fr表示为LLC定频谐振变换器的谐振频率；fC表示为第二平波电容的电流纹波率，其中，fC＝2fS，fS表示为LLC定频谐振变换器的开关频率；Lm表示为变压器的励磁电感值；I0表示为LLC定频谐振变换器的输出电流；VS表示为LLC定频谐振变换器的输出电压。
本实施例中，第二电流关系为：
IC＝Ipeak_s-IS (20)
式中：IC表示为流经第二平波电容的纹波电流值；Ipeak_s表示为变压器副边最大电流值；IS表示为LLC定频谐振变换器的输出电流，
Figure BDA0003060070790000162
PS表示为LLC定频谐振变换器的输出功率；VS表示为LLC定频谐振变换器的的输出电压。
本实施例中，基于公式(20)，经过RMS计算得到第二平波电容25的电流有效值IC_rms。
本实施例中，LLC定频谐振变换器2的输出电压的电压波动范围的计算方法为：
ΔVS＝2VSη (21)
式中：ΔVS表示为LLC定频谐振变换器的输出电压的电压波动范围；VS表示为LLC定频谐振变换器的输出电压；η表示为LLC定频谐振变换器的输出电压的电压纹波率。
本实施例中，第二平波电容25的电容值的计算方法为：
Figure BDA0003060070790000171
式中：C3表示为第二平波电容的电容值；IC表示为流经第二平波电容的纹波电流值；ΔVS表示为LLC定频谐振变换器的输出电压的电压波动范围；fS表示为LLC定频谐振变换器的开关频率。
本实施例提供的一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，在构建有轨电车辅助电源DC/DC电路时，通过确定有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个元器件的参数值，从而根据参数值确定了相应的元器件型号，解决了现有的有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择存在误差、具有不确定性及安全性低的技术问题，保证了有轨电车辅助电源DC/DC电路的安全性，提高了开关频率以及降低了损耗。
图5是本发明实施例所提供的一个用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的脉冲信号图，本实施例中，TLBoost变换器1在输入电压和负载容量变化工况下，为实现输出电压V0的稳定，对TLBoost变换器1需要采用闭环控制，LLC定频谐振变换器2实现了变压器23的原边和副边的电气隔离，LLC定频谐振变换器2的占空比固定，对LLC定频谐振变换器2采用开环控制，以TLBoost变换器1的输出参考电压值与TLBoost变换器1的输出电压值的差值作为PID控制器的输入量，从而PID控制器输出控制量d，将控制量d与波形比较器CMP进行波形比较后，输出PWM，控制TLBoost变换器的电压变换增益M，从而使得TLBoost变换器1输出稳定的电压值V0。当车辆电机类负载启动瞬间会产生极大的负载电流，会引起TLBoost变换器1的输出电压值V0和LLC定频谐振变换器2的输出电压值VS跌落；当负载卸载时，由于PID控制器的积分环节的迟滞特性，电压无法及时调整会引起TLBoost变换器1的输出电压值V0和LLC定频谐振变换器2的输出电压值VS突升。
本实施例中为应对突加、突减负载造成的欠压或者过压技术问题，本实施例还提供一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的控制方法，其中，该控制方法基于上述的有轨电车辅助电源DC/DC电路，参考图4，包括如下步骤：
根据TLBoost变换器1的输出参考电压值与TLBoost变换器1的输出电压值的差值作为PID控制器的输入量；
参考图6，基于迟滞比较器设定欠压补偿第一阈值、欠压补偿第二阈值、过压补偿第一阈值及过压补偿第二阈值；其中欠压补偿第一阈值大于欠压补偿第二阈值，过压补偿第一阈值大于过压补偿第二阈值；
当负载突加或负载突减时，根据TLBoost变换器1的输出电压值与欠压补偿第一阈值、欠压补偿第二阈值、过压补偿第一阈值或过压补偿第二阈值的大小关系，控制PID控制器的控制量d输出及波形比较器CMP的工作状态，控制TLBoost变换器1输出稳定的电压值。
本实施例中，控制所述PID控制器的控制量输出及波形比较器的的工作状态，参考图7，具体包括：
当检测到TLBoost变换器1的输出电压值低于欠压补偿第二阈值时，根据CCM模式下TLBoost变换器1的占空比，计算得到比较值，将比较值装载于波形比较器，并赋值于PID控制器的积分输出结果，同时将欠压补偿标志位置1；当检测到TLBoost变换器1的输出电压值高于欠压补偿第二阈值时，将欠压补偿标志位置0，完成欠压补偿；
当检测到TLBoost变换器1的输出电压值高于过压补偿第一阈值时，控制PID控制器正常运行并输出相应控制量，并控制波形比较器停止工作(具体地说，此时PID控制器正常运行，但波形比较器无PWM波形输出)，将过压补偿标志位置1；当检测到TLBoost变换器1的输出电压值低于过压补偿第二阈值时，控制波形比较器开始工作，并输出相应的PWM波形，将过压补偿标志位置0，完成过压补偿。
本实施例提供的一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的控制方法，通过强制占空比和控制波形比较器的工作状态，实现了TLBoost变换器1输出稳定的电压，解决了负载突加、突减时造成的欠压或者过压的问题。
以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的参数选择方法，其特征在于，有轨电车辅助电源DC/DC电路包括TLBoost变换器和LLC定频谐振变换器，其中，所述TLBoost变换器包括：升压电抗器、第一功率模块、第一平波电容及均压电阻，所述升压电抗器的输入端与直流电源的输入端连接，所述升压电抗器的输出端与所述第一功率模块的输入端连接，所述第一功率模块的输出端与所述第一平波电容的输入端和输出端连接，所述第一平波电容与所述均压电阻并联连接；所述LLC定频谐振变换器包括：第二功率模块、隔直电容、变压器、整流二极管及第二平波电容，所述第二功率模块的输入端与所述均压电阻的输入端和输出端连接，所述第二功率模块的输出端与所述隔直电容和所述变压器的输入端连接，所述变压器的输入端还与所述隔直电容的输出端连接，所述变压器的输出端与所述整流二极管的输入端连接，所述整流二极管的输出端与所述第二平波电容的输入端和输出端连接，所述整流二极管与所述第二平波电容并联连接，所述第二平波电容的输出端与所述直流电源的输出端连接；所述参数选择方法包括如下步骤：
获取所述有轨电车辅助电源DC/DC电路中需确定参数值的多个元器件；
根据升压电抗器的电感脉冲最大电流值确定所述升压电抗器的参数值，具体包括：基于CCM模式，确定所述升压电抗器在全占空比范围内的第一电感脉冲电流最大值；基于所述TLBoost变换器的最大输入电流值和所述升压电抗器的电流纹波率，确定所述升压电抗器的第二电感脉冲电流最大值；根据所述第一电感脉冲电流最大值和所述第二电感脉冲电流最大值，通过公式
Figure FDA0003649703260000011
计算得到升压电抗器的电感值，式中，L1A和L1B分别表示升压电抗器L1A或升压电抗器L1B的电感值；Iin_max表示为TLBoost变换器的最大输入电流值；r表示为升压电抗器L1A或升压电抗器L1B的电流纹波率；TS表示为TLBoost变换器的开关周期；V0表示为TLBoost变换器的输出电压值；根据第一平波电容满足的预设限制条件确定所述第一平波电容的参数值，具体包括：当所述第一平波电容需承受所述TLBoost变换器中的纹波电流时，则基于所述TLBoost变换器输出的CCM模式下的正负方波，计算所述第一平波电容的纹波电流有效值；根据所述第一平波电容的纹波电流有效值，确定所述第一平波电容的纹波电流最大值；当所述第一平波电容需将所述TLBoost变换器的电压波动控制在预设范围时，则基于所述TLBoost变换器的输出电压值和所述TLBoost变换器的输出电压纹波率，确定所述TLBoost变换器的输出电压的波动范围；根据所述TLBoost变换器的输出电压的波动范围、所述第一平波电容的纹波电流最大值、所述TLBoost变换器的开关周期及所述TLBoost变换器的最大占空比，通过公式
Figure FDA0003649703260000021
计算所述第一平波电容的电容值范围，式中，C表示为第一平波电容C1或第一平波电容C2的电容值范围；Irms_max表示为流经第一平波电容C1或第一平波电容C2的纹波电流最大值；Don_max表示为TLBoost变换器的最小输入电压值对应的占空比；Δu表示为TLBoost变换器的输出电压的波动范围；根据均压电阻的电流值与所述第一平波电容的漏电流值的关系确定所述均压电阻的参数值，具体包括：确定所述均压电阻的电流值与所述第一平波电容的漏电流值的第一电流关系为：IRC＝20Ileak，式中，IRC表示为流经均压电阻RC1或均压电阻RC2的电流值；Ileak表示为第一平波电容C1或第一平波电容C2的漏电流值；根据欧姆定律和所述第一电流关系，通过公式
Figure FDA0003649703260000022
计算得到所述均压电阻的电阻值，式中，RC1和RC2分别表示为均压电阻RC1和均压电阻RC2的电阻值；
根据满载时隔直电容的电压值和TLBoost变换器的输出电压值的关系确定所述隔直电容的参数值，具体包括：确定满载时所述隔直电容的电压值和所述TLBoost变换器的输出电压值的电压关系为：UC＝10％V0，式中，UC表示为满载时隔直电容22的电压值；根据欧姆定律和所述电压关系，通过公式
Figure FDA0003649703260000023
计算得到所述隔直电容的电容值，式中，Cb表示为隔直电容的电容值；fS表示为LLC定频谐振变换器的开关频率；根据LLC定频谐振变换器的谐振周期、所述隔直电容的参数值及第二功率模块的结电容值确定变压器的参数值，具体包括：确定所述LLC定频谐振变换器的谐振频率和所述LLC定频谐振变换器的开关频率的频率关系为：fr＝(1.1～1.2)fS，式中，fr表示为LLC定频谐振变换器的谐振频率；fS表示为LLC定频谐振变换器的开关频率；确定所述LLC定频谐振变换器的谐振频率和所述LLC定频谐振变换器的谐振周期的周期关系；根据所述频率关系、所述周期关系、整流二极管的死区时间及所述第二功率模块的结电容值，通过公式
Figure FDA0003649703260000031
计算得到所述变压器的励磁电感值，式中，Lm表示为变压器的励磁电感值；td表示为整流二极管的死区时间，取3μs～5μs；Cres表示为功率器件S3或功率器件S4的结电容值，可通过IGBT手册查阅得到；Tr表示为LLC定频谐振变换器的谐振周期；根据所述频率关系和所述隔直电容的电容值，通过公式
Figure FDA0003649703260000032
计算得到所述变压器的漏感值，式中，Lk表示为变压器的漏感值；Cb表示为隔直电容的电容值；根据所述变压器副边的最大输出电流值和所述LLC定频谐振变换器的输出电流的关系及所述LLC定频谐振变换器的输出电压的波动范围确定所述第二平波电容的参数值，具体包括：根据所述变压器的原边和副边的变比、所述第二平波电容的电流纹波率、所述LLC定频谐振变换器的输出电流值、所述LLC定频谐振变换器的谐振频率、所述LLC定频谐振变换器的开关频率，所述LLC定频谐振变换器的输出电压值及所述变压器的励磁电感值，通过以下公式计算得到所述变压器副边的最大输出电流值：
Figure FDA0003649703260000033
式中，Ipeak_s表示为变压器副边最大电流值，n为变压器变比；fC表示为第二平波电容的电流纹波率，其中，fC＝2fS，IS表示为LLC定频谐振变换器的输出电流，
Figure FDA0003649703260000034
PS表示为LLC定频谐振变换器的输出功率；VS表示为LLC定频谐振变换器的输出电压；通过所述变压器副边的最大输出电流值和所述LLC定频谐振变换器的输出电流的第二电流关系确定所述第二平波电容的纹波电流值，第二电流关系为：IC＝Ipeak_s-IS，式中，IC表示为流经第二平波电容的纹波电流值；根据所述第二电流关系，计算得到所述第二平波电容的纹波电流值；基于所述第二平波电容的纹波电流值，确定所述第二平波电容的电流有效值；基于所述LLC定频谐振变换器输出电压的纹波率，计算得到所述LLC定频谐振变换器的输出电压的波动范围；根据所述LLC定频谐振变换器的输出电压的波动范围、所述LLC定频谐振变换器的开关频率及所述第二平波电容的纹波电流值，通过公式
Figure FDA0003649703260000041
计算得到所述第二平波电容的电容值，式中，C3表示为第二平波电容的电容值；ΔVS表示为LLC定频谐振变换器的输出电压的电压波动范围；
根据多个所述元器件的参数值，确定所述有轨电车辅助电源DC/DC电路中多个所述元器件的型号。
2.一种用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的控制方法，其特征在于，有轨电车辅助电源DC/DC电路包括TLBoost变换器和LLC定频谐振变换器，其中，所述TLBoost变换器包括：升压电抗器、第一功率模块、第一平波电容及均压电阻，所述升压电抗器的输入端与直流电源的输入端连接，所述升压电抗器的输出端与所述第一功率模块的输入端连接，所述第一功率模块的输出端与所述第一平波电容的输入端和输出端连接，所述第一平波电容与所述均压电阻并联连接；所述LLC定频谐振变换器包括：第二功率模块、隔直电容、变压器、整流二极管及第二平波电容，所述第二功率模块的输入端与所述均压电阻的输入端和输出端连接，所述第二功率模块的输出端与所述隔直电容和所述变压器的输入端连接，所述变压器的输入端还与所述隔直电容的输出端连接，所述变压器的输出端与所述整流二极管的输入端连接，所述整流二极管的输出端与所述第二平波电容的输入端和输出端连接，所述整流二极管与所述第二平波电容并联连接，所述第二平波电容的输出端与所述直流电源的输出端连接；所述控制方法包括如下步骤：
根据TLBoost变换器的输出参考电压值与所述TLBoost变换器的输出电压值的差值作为PID控制器的输入量；
基于迟滞比较器设定欠压补偿第一阈值、欠压补偿第二阈值、过压补偿第一阈值及过压补偿第二阈值；其中所述欠压补偿第一阈值大于所述欠压补偿第二阈值，所述过压补偿第一阈值大于所述过压补偿第二阈值；
当负载突加或负载突减时，根据所述TLBoost变换器的输出电压值与所述欠压补偿第一阈值、所述欠压补偿第二阈值、所述过压补偿第一阈值或所述过压补偿第二阈值的大小关系，控制所述PID控制器的控制量输出及波形比较器的工作状态，从而控制所述TLBoost变换器输出稳定的电压值。
3.根据权利要求2所述的用于有轨电车辅助电源DC/DC电路的控制方法，其特征在于，控制所述PID控制器的控制量输出及波形比较器的工作状态，具体包括：
当检测到所述TLBoost变换器的输出电压值低于所述欠压补偿第二阈值时，根据CCM模式下所述TLBoost变换器的占空比，计算得到比较值，将所述比较值装载于所述波形比较器，并赋值于所述PID控制器的积分输出结果，同时将欠压补偿标志位置1；当检测到所述TLBoost变换器的输出电压值高于所述欠压补偿第二阈值时，将所述欠压补偿标志位置0，完成欠压补偿；
当检测到所述TLBoost变换器的输出电压值高于所述过压补偿第一阈值时，控制所述PID控制器正常运行并输出相应控制量，并控制所述波形比较器停止工作，将过压补偿标志位置1；当检测到所述TLBoost变换器的输出电压值低于所述过压补偿第二阈值时，控制所述波形比较器开始工作，并输出相应的PWM波形，将所述过压补偿标志位置0，完成过压补偿。
4.一种用于低地板有轨电车的高频隔离DC/DC电路，其特征在于，包括：TLBoost变换器和LLC定频谐振变换器，其中，
所述TLBoost变换器包括：升压电抗器、第一功率模块、第一平波电容及均压电阻，所述升压电抗器的输入端与直流电源的输入端连接，所述升压电抗器的输出端与所述第一功率模块的输入端连接，所述第一功率模块的输出端与所述第一平波电容的输入端和输出端连接，所述第一平波电容与所述均压电阻并联连接；
所述LLC定频谐振变换器包括：第二功率模块、隔直电容、变压器、整流二极管及第二平波电容，所述第二功率模块的输入端与所述均压电阻的输入端和输出端连接，所述第二功率模块的输出端与所述隔直电容和所述变压器的输入端连接，所述变压器的输入端还与所述隔直电容的输出端连接，所述变压器的输出端与所述整流二极管的输入端连接，所述整流二极管的输出端与所述第二平波电容的输入端和输出端连接，所述整流二极管与所述第二平波电容并联连接，所述第二平波电容的输出端与所述直流电源的输出端连接。
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