CN216056816U

CN216056816U - 一种基于连续导通模式的反激式开关电源

Info

Publication number: CN216056816U
Application number: CN202121761141.7U
Authority: CN
Inventors: 张征熊
Original assignee: Anhui Hengfu Electronic Technology Co ltd
Current assignee: Anhui Hengfu Electronic Technology Co ltd
Priority date: 2021-07-30
Filing date: 2021-07-30
Publication date: 2022-03-15
Anticipated expiration: 2031-07-30

Abstract

一种基于连续导通模式的反激式开关电源，包括宽电网输入整流滤波电路、反激变换电路、次级整流滤波电路和次级检测反馈放大电路；所述反激变换电路包括变换器和控制芯片：所述变换器包括电源，所述电源并联第一电阻器和控制电路，且电源串联变压器；所述变压器串联二极管，且所述二极管串联电容；所述电容、所述变压器的输出端共接地；所述控制电路分为三个输送端，其中一个输出端连接主开关管；另一个输出端连接第二电阻器；最后一个输出端接地。本实用新型的开关电源采用连续导通模式通过降低开关损耗和变压器损耗来实现更高的效率，输出的功率可达到100W以上，对供电电源的输出功率答，能适合全球电网范围。

Description

一种基于连续导通模式的反激式开关电源

技术领域

本实用新型属于电源技术领域，特别涉及一种基于连续导通模式的反激式开关电源。

背景技术

随着电子产品的广泛普及应用，市场需求越来越大，电子产品、设备开关电源使用越来越广泛；反激变换器是最常用的一种拓扑结构；简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点；反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离，升/降压范围广；在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用；又起到隔离，变压作用，也起到储能的作用；但输出的功率一般都在100W以下，且输入电网电压是单一的；随着电子设备的功能和要求越来越繁多；它们对供电电源的输出功率要求也越来越大；且需要适合全球电网范围。

实用新型内容

本实用新型针对现有技术存在的不足，提供了一种基于连续导通模式的反激式开关电源，具体技术方案如下：

一种基于连续导通模式的反激式开关电源，包括宽电网输入整流滤波电路、反激变换电路、次级整流滤波电路和次级检测反馈放大电路；所述宽电网输入整流滤波电路、反激变换电路、次级整流滤波电路和次级检测反馈放大电路之间电连接；

所述反激变换电路包括变换器和控制芯片：所述变换器包括电源，所述电源并联第一电阻器和控制电路，且电源串联变压器；所述变压器串联二极管，且所述二极管串联电容；所述电容、所述变压器的输出端共接地；所述控制电路分为三个输送端，其中一个输出端连接主开关管；另一个输出端连接第二电阻器；最后一个输出端接地。

进一步的，所述变压器包括铁芯和绕组，所述铁芯对插之间垫上纸片形成气隙。

进一步的，所述电源包括反激式变压器，所述反激式变压器连接功率开关管，且所述功率开光管连接时钟和电流侦测元件；所述电流侦测元件接地，且所述电流侦测元件、所述时钟连接峰值电流比较器；所述峰值电流比较器连接误差放大器。

进一步的，所述变换器采用连续导通模式，所述控制芯片采用固定频率电流模式控制器。

进一步的，所述控制芯片的脚位包括：功能端、检测反馈端、电流信号端、地端、驱动端、电源端和高压启动端；所述功能端用于电压拉低到预定值后，控制芯片将锁定驱动MOSFET的信号；所述检测反馈端用于和光耦相连，接受次级端的信号，调整输出电压的变化；所述电流信号端用于连接电阻在MOSFET的源和地之间检测电感电流；所述地端用于接地；所述驱动端用于外接功率MOSFET的栅极；所述电源端用于为控制芯片供电；所述高压启动端用于通过电阻和输入电解电容的高电位相接。

本实用新型的有益效果是：本实用新型的开关电源采用连续导通模式通过降低开关损耗和变压器损耗来实现更高的效率，本实用新型的输出的功率可达到100W以上，对供电电源的输出功率答，能适合全球电网范围。

附图说明

图1示出了本实用新型的反激变换器的电路图示意图；

图2示出了本实用新型的CCM与DCM反激转换器开关管FET和整流器电流的比较示意图；

图3示出了本实用新型的芯片脚位图结构示意图；

图4示出了本实用新型电流模式反激变换器电源框图；

图5示出了本实用新型的开关电源的整体原理示意图；

图6示出了本实用新型的流过MOS管的电流波形及电流波纹系数示意图；

具体实施方式

为使本实用新型实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

实施例

所述反激变换电路包括变换器和控制芯片：所述变换器包括电源，所述电源并联第一电阻器和控制电路，且电源串联变压器；所述变压器串联二极管，且所述二极管串联电容；所述电容、所述变压器的输出端共接地；所述控制电路分为三个输送端，其中一个输出端连接主开关管；另一个输出端连接第二电阻器；最后一个输出端接地；具体的如图1所示，反激变换器工作原理是：主开关管Q导通时，二次侧二极管D关断，变压器T储能；主开关管Q关断时，二次侧二极管D导通，变压器储能向负载释放；它和正激变换器不同，正激变换器的变压器励磁电感储能一般很小，各绕组瞬时功率的代数和为零，变压器只起隔离、变压作用；而反激变换器的变压器比较特殊，它兼起储能电感的作用，称为储能变压器(或电感-变压器)；为防止负载电流较大时磁心饱和，反激变换器的变压器磁心要加气隙，降低了磁心的导磁率，这种变压器的设计是比较复杂的。

反激转换器有两种工作模式连续导通模式(CCM)和非连续导通模式(DCM)连续导通模式(CCM)和非连续导通模式(DCM)各有其优点；根据定义，DCM操作发生在输出整流器电流降至0A，下一个周期开始之前；DCM操作的优势包括：较低的原边电感(通常可以实现较小尺寸的电源变压器)，消除了整流器的反向恢复损耗和FET导通损耗，而且没有右半平面零点。但是，与CCM相比，这些优势又被一些缺陷所抵消，如原边和副边中较高的峰值电流、增加的输入和输出电容、增加的电磁干扰(EMI)以及轻载下降低的占空比。

图2示出了CCM与DCM反激转换器开关管FET和整流器电流的比较；图2表明了在最小VIN下，CCM和DCM模式下的负载从最大值下降到约25％时，Q和D中的电流变化；CCM模式下，当输入电压固定且负载介于其最大和最小设计水平(约25％)之间时，占空比恒定；电流“基础”水平随着负载的减少而降低，直到进入DCM模式，此时占空比下降；在DCM模式下，最大占空比仅在VIN最小和负载最大时出现；占空比随着输入电压的增加或负载的减少而降低。这会导致高压线路和最小负载下的占空比变小，因此请确保您的控制器可以在此最短导通时间正常运行。在整流器电流达到0A后，DCM操作会给低于50％的占空比操作引入死区时间。其特征是FET漏极上的正弦电压，它由剩余电流、寄生电容和漏电感设置，通常为良性。在此设计中，采用CCM操作是为了通过降低开关损耗和变压器损耗来实现更高的效率。更适合中大功率电源设计模式。

作为上述技术方案的改进，所述变压器包括铁芯和绕组，所述铁芯对插之间垫上纸片形成气隙。

作为上述技术方案的改进，所述电源的电源框图如图4所示，包括反激式变压器，所述反激式变压器连接功率开关管，且所述功率开光管连接时钟和电流侦测元件；所述电流侦测元件接地，且所述电流侦测元件、所述时钟连接峰值电流比较器；所述峰值电流比较器连接误差放大器。

作为上述技术方案的改进，所述变换器采用连续导通模式，所述控制芯片采用固定频率电流模式控制器。

作为上述技术方案的改进，所述控制芯片的脚位包括：功能端、检测反馈端、电流信号端、地端、驱动端、电源端和高压启动端；所述功能端用于电压拉低到预定值后，控制芯片将锁定驱动MOSFET的信号；所述检测反馈端用于和光耦相连，接受次级端的信号，调整输出电压的变化；所述电流信号端用于连接电阻在MOSFET的源和地之间检测电感电流；所述地端用于接地；所述驱动端用于外接功率MOSFET的栅极；所述电源端用于为控制芯片供电；所述高压启动端用于通过电阻和输入电解电容的高电位相接；

所示控制芯片如图3所示，采用高效的NCP1239电源管理控制芯片；NCP1239是一款固定频率电流模式控制器，具有动态自供电功能；此功能可激活内部启动电流源使其在启动期间、瞬变、锁存、待机等期间为控制器供电，大大简化了辅助电源和Vcc电容器的设计；该控制器供电范围高达35V，具有带抖动的65kHz或100kHz开关电路，在峰值电流模式控制下运行；当辅助侧功率开始降低时，该控制器将其开关频率自动折回至最低26kHz的水平。当功率进一步下降时，该零部件进入跳过周期，同时对峰值电流进行限制，确保轻型负载条件下的卓越能效；它具有基于计时器的故障检测可确保过载检测，还具有可调节补偿，有助于保持最大功率，而无论输入电压如何。

NCP1239脚位功能介绍，1为功能端，将此端电压拉低到预定值后，该芯片将锁定驱动MOSFET的信号；2为检测反馈端此端和光耦相连，接受次级端的信号，调整输出电压的变化；3为电流信号端，此端连接电阻在MOSFET的源和地之间检测电感电流；4为地端，此端接地；5为驱动端此端外接功率MOSFET的栅极；6为电源端，此端为芯片供电；8为高压启动端，通过电阻和输入电解电容的高电位相接。

图5为本实用新型的开关电源的整体电路图，包括：宽电网输入整流滤波电路、反激变换电路、次级整流滤波电路和次级检测反馈放大电路；基于NCP1239芯片的CCM模式反激电路初级连接部分；包括宽电网输入整流滤波电路、反激变换电路，其中八脚HV高压启动输入端通过R12,R13,R14三个电阻的串联和输入电解电容CD1,CD2的正极相连，六脚VCC芯片的供电端和CD4电解电容的正极相连，CD4的负极接地。五脚驱动端通过电阻R13和D2二极管和Q1MOSFET的栅极相连。Q1的源极通过过流电阻R20,R21接地。Q1的栅极和源极之间并接了R22电阻。源极和漏极之间并上瓷片电容C5。4四脚GND接地,接在CD4输入电容的负极上。三脚CS端通过电阻R19连接在Q1的源极上，T1是反激CCM模式开关变压器。CS端对地加装滤波电容C3。二脚FB反馈端直接接在光耦U2的4脚上,U2的3脚接地，FB端对地加装滤波电容C7。一脚FAULT功能端直接和光耦U3的4脚相连。当光耦U3内的三极管导通时，直接将功能端的电位拉低锁定了驱动信号，电源不在工作，电源无输出。起到保护的功能。上述是初级PWM的控制的部分。

具体实施：

型号HF150W-SEK-24(24V6.3A)CCM模式反激式开关电源

1.设计参数Vin＝85VAC-264VACV1＝24VI1o＝6.3AFsw＝65KHZ

2：初始化参数的设定

-----输入电压范围：Vinmin_AC及Vinmax_AC(85VAC-264VC)

------电网频率：fline(国内为50Hz)50HZ

------输出功率：(等于各路输出功率之和)150W

------初步估计变换器效率：η(低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.9)根据预估效率，估算输入功率：0.88

对多路输出，定义KL(n)为第n路输出功率与输出总功率的比值：

单路输出时，KL(n)＝1.

3:确定输入电容Cbulk

Cbulk的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压(85～265VAC)，取2～3μF/W；对窄范围输入电压(176～265VAC)，取1μF/W即可，电容充电占空比Dch一般取0.2即可。对于150W宽电网输入的情况下，电容选取400V220μF并联。一般在整流后的最小电压Vinmin_DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算Vinmin_DC：

按照公式计算出Vinmin_DC＝102V

4：确定最大占空比Dmax

我们采用电流连续模式(CCM)对CCM模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。比起DCM电流不连续模式来要简单的多。MOS管关断时，输入电压Vin与次级反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。最大占空比Dmax确定后，反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：

V_{ds max}＝V_{inmax_DC}+V_or (7)

其中的DMAX取0.48(CCM模式下一般不大于0.5，大于0.5电源会发生次谐波震荡)根据公式计算出反射电压VOR＝101V；

5：确定变压器初级电感Lm

对于CCM模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM模式过渡到DCM模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：

Fsw变换器的工作频率，KRF为电流纹波系数，其定义如下图6所示：

对于CCM模式变换器，KRF＜1，此时，KRF的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS)，KRF越小，RMS越小，MOS管的损耗就会越小，然而过小的KRF会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM模式的反激变换器，宽压输入时(90～265VAC)，KRF取0.25～0.5；窄压输入时(176～265VAC)，KRF取0.4～0.8即可。KRF＝0.3，Fsw＝65KHZ，根据公式8计算出电感量Lm＝220uF；选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数；

开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。选定EQ39磁芯后，通过其Datasheet查找Ae值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，初级线圈匝数由下式确定：

△B取0.20～0.25T。根据公式14计算出Np＝15T

7:确定各路输出的匝数

先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为：

根据公式15计算Ns1＝5T

辅助线圈绕组的匝数Na为

根据公式17计算出Na＝3T；

绕制说明：初次级绕组紧挨着，加强耦合程度，减少漏感的产生。用屏蔽绕组将初级绕组和次级的绕组隔开，用来减少变压器匝间的电容效应，降低干扰的产生。辅助线圈绕组绕制在最外层。和初级加强耦合。稳定输出的电压。不同位置的绕组产生的漏感不同，变压器实际变换中动态平衡了各绕组的漏感，调整匹配好各个绕组漏感，达到精确输出调整率的目的。减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，

需要说明的是，在本文中，如若存在第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的精神和范围。

Claims

1.一种基于连续导通模式的反激式开关电源，其特征在于：包括宽电网输入整流滤波电路、反激变换电路、次级整流滤波电路和次级检测反馈放大电路；所述宽电网输入整流滤波电路、反激变换电路、次级整流滤波电路和次级检测反馈放大电路之间电连接；所述反激变换电路包括变换器和控制芯片：

所述变换器包括电源，所述电源并联第一电阻器和控制电路，且电源串联变压器；所述变压器串联二极管，且所述二极管串联电容；所述电容、所述变压器的输出端共接地；所述控制电路分为三个输送端，其中一个输出端连接主开关管；另一个输出端连接第二电阻器；最后一个输出端接地。

2.根据权利要求1所述的一种基于连续导通模式的反激式开关电源，其特征在于：所述变压器包括铁芯和绕组，所述铁芯对插之间垫上纸片形成气隙。

3.根据权利要求1所述的一种基于连续导通模式的反激式开关电源，其特征在于：所述电源包括反激式变压器，所述反激式变压器连接功率开关管，且所述功率开光管连接时钟和电流侦测元件；所述电流侦测元件接地，且所述电流侦测元件、所述时钟连接峰值电流比较器；所述峰值电流比较器连接误差放大器。

4.根据权利要求1所述的一种基于连续导通模式的反激式开关电源，其特征在于：所述变换器采用连续导通模式，所述控制芯片采用固定频率电流模式控制器。

5.根据权利要求4所述的一种基于连续导通模式的反激式开关电源，其特征在于：所述控制芯片的脚位包括：功能端、检测反馈端、电流信号端、地端、驱动端、电源端和高压启动端；所述功能端用于电压拉低到预定值后，控制芯片将锁定驱动MOSFET的信号；所述检测反馈端用于和光耦相连，接受次级端的信号，调整输出电压的变化；所述电流信号端用于连接电阻在MOSFET的源和地之间检测电感电流；所述地端用于接地；所述驱动端用于外接功率MOSFET的栅极；所述电源端用于为控制芯片供电；所述高压启动端用于通过电阻和输入电解电容的高电位相接。