CN113176592A - 导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法及装置 - Google Patents

导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法及装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种导航接收机射频前端群时延均衡设计方法及装置，包括以下步骤：将频带内通道范围扩展M%；测得扩展后的频带内通道群时延特性；获得全通滤波器的分母群时延；对分母群时延进行cos拟合，获得全通滤波器的分母系数；获得分母多项式系数；进行第一级全通滤波器的设计；获得均衡残差，舍弃扩展频带，进行第二级全通滤波器的设计；将第一级全通滤波器和第二级全通滤波器级联，获得群时延均衡全通滤波器。本发明利用复倒谱理论设计任意群时延的全通滤波器，根据均衡残留误差进行二次均衡，最终可以在指定通带内利用有限滤波器阶数均衡群时延，从而解决了群时延带来的相关峰畸变导致的定位误差问题。

Description

导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法及装置
技术领域
本发明涉及卫星导航技术领域，具体的涉及一种导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法及装置。
背景技术
高精度导航接收机广泛分布应用于卫星导航系统的地面段、空间段、控制段,是卫星导航系统完成星地时间同步、卫星精密定轨等重要系统业务的核心测量设备，是保障导航系统服务性能的基础。接收机信号通道的群时延主要决定于射频前端，对于信号的影响较大，会导致信号相关峰发生畸变，从而产生定位误差。为了保证卫星导航信号能够高精度定位，需要对导航接收机射频前端群时延特性进行均衡处理。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一。为此，本发明提出一种导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法及装置，能够对导航接收机射频前端群时延特性进行均衡处理，解决群时延带来的相关峰畸变导致的定位误差问题。
根据本发明实施例的一种导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，包括以下步骤：
S100、将频带内通道范围扩展M%；
S200、通过仪器测得扩展后的频带内通道群时延特性，根据频带内通道群时延特性计算出全通滤波器的群时延；
S300、根据全通滤波器的群时延得出全通滤波器的分母群时延；
S400、对分母群时延进行cos拟合，获得全通滤波器的分母系数，得到第一级全通滤波器的群时延特性；
S500、根据第一级全通滤波器的群时延特性获得分母多项式系数；
S600、进行N阶的第一级全通滤波器的设计；
S700、获得均衡残差，舍弃步骤S100中的扩展频带，然后对均衡残差进行二次cos函数拟合，得到均衡残留群时延，然后通过得到的均衡残留群时延进行第二级全通滤波器的设计；
S800、将第一级全通滤波器和第二级全通滤波器级联，获得群时延均衡全通滤波器。
根据本发明实施例的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，至少具有如下技术效果：本发明实施方式首先利用矢量网络分析仪进行通道群时延测量，将测量的群时延转化成待设计全通滤波器的分母群时延；然后对分母群时延进行cos函数拟合，获得N阶全通滤波器的分母系数。由于全通滤波器分子分母系数的对称性，可以得到第一次均衡全通滤波器。由于cos函数拟合具有吉布斯效应，产生的拟合误差呈波动性，存在边缘效应，且波动频率高于拟合函数的最高频率。因此将边缘效应部分舍弃，对拟合残差进行二次cos函数拟合，得到第二次均衡全通滤波器。两个滤波器级联便可以将指定通带内的群时延完全均衡。
本发明利用复倒谱理论设计任意群时延的全通滤波器，根据均衡残留误差进行二次均衡，最终可以在指定通带内利用有限滤波器阶数均衡群时延，从而解决了群时延带来的相关峰畸变导致的定位误差问题。
根据本发明实施例的一种导航接收机射频前端群时延特性均衡装置，包括：存储器，用于存储计算机程序；处理器，用于当执行所述计算机程序时，实现上述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法。
根据本发明实施例的导航接收机射频前端群时延特性均衡装置，至少具有如下技术效果：本发明实施方式首先利用矢量网络分析仪进行通道群时延测量，将测量的群时延转化成待设计全通滤波器的分母群时延；然后对分母群时延进行cos函数拟合，获得N阶全通滤波器的分母系数。由于全通滤波器分子分母系数的对称性，可以得到第一次均衡全通滤波器。由于cos函数拟合具有吉布斯效应，产生的拟合误差呈波动性，存在边缘效应，且波动频率高于拟合函数的最高频率。因此将边缘效应部分舍弃，对拟合残差进行二次cos函数拟合，得到第二次均衡全通滤波器。两个滤波器级联便可以将指定通带内的群时延完全均衡。
本发明利用复倒谱理论设计任意群时延的全通滤波器，根据均衡残留误差进行二次均衡，最终可以在指定通带内利用有限滤波器阶数均衡群时延，从而解决了群时延带来的相关峰畸变导致的定位误差问题。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S100中M为20。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S200中的仪器为矢量网络分析仪。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S300中全通滤波器的系统函数为
Figure 891081DEST_PATH_IMAGE002
，
其中z=e jω ，ω=2πf，f表示归一化频率，N（z）表示分子多项式，D（z）表示分母多项式，αn表示多项式系数。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S300中全通滤波器的分母群时延函数表达式为
Figure 584230DEST_PATH_IMAGE004
，
其中，τ(ω)为频带内通道群时延特性，ω=2πf，f表示归一化频率。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S400中第一均衡滤波器的群时延特性为τ 1(ω)，所述τ 1(ω)的表达式为
Figure 504782DEST_PATH_IMAGE006
其中c(k)表示第k个复倒谱系数。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S500中分母多项式系数的表达式为
Figure 257974DEST_PATH_IMAGE008
其中c(k)表示第k个复倒谱系数，αn 表示多项式系数。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S700中第二级全通滤波器的阶数大于N+1。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为本发明实施例中导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法的流程图；
图2为本发明实施例中第一级均衡滤波器的均衡结果图；
图3为本发明实施例中第一级均衡残差结果图；
图4为本发明实施例中第二级均衡滤波器均衡结果图；
图5为本发明实施例中最终均衡误差的结果图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
本发明的描述中，除非另有明确的限定，设置、安装、连接等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本发明中的具体含义。
参考图1，一种导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，包括以下步骤：
S100、将频带内通道范围扩展M%，优选的，本实施例中将频带内通道范围扩展20%，均衡滤波器的设计只能考虑某一带宽范围内的群时延特性，其余部分无法预测，且带宽边缘部分会有边缘效应。假定我们需要均衡的群时延通带范围为B，只考虑带宽为B的群时延特性，无法通带边缘群时延均衡，因此在设计滤波器时群时延通带范围应扩展10%，由于需要二次均衡，所以需要扩展20%。
S200、通过矢量网络分析仪测得扩展后的频带内通道群时延特性τ 0(ω)，得到全通滤波器的群时延为τ(ω)= τ-τ 0(ω)，其中τ可以为任意值，矢量网络分析仪使用方便，效果较好，也可以采用其他常规设备进行测量；
S300、获得第一N阶全通滤波器的分母群时延，N阶全通滤波器的系统函数为
Figure 404922DEST_PATH_IMAGE009
其中z=e jω ，ω=2πf，f表示归一化频率，N（z）表示分子多项式，D（z）表示分母多项式，αn表示多项式系数。
根据群时延的定义，全通滤波器的分母群时延函数表达式为
Figure 26396DEST_PATH_IMAGE004
其中N为第一级全通滤波器的阶数，其中τ(ω)为频带内通道群时延特性。
S400、对步骤S200中的分母群时延进行cos拟合，获得N阶全通滤波器的分母系数，得到第一级全通滤波器的群时延特性为τ 1(ω)，τ 1(ω)的表达式为
Figure 942399DEST_PATH_IMAGE006
其中c(k)表示第k个复倒谱系数。
S500、获得分母多项式系数，分母多项式系数的表达式为
Figure 725548DEST_PATH_IMAGE008
。
S600、进行第一级全通滤波器的设计，参考图2为第一均衡滤波器均衡结果，其均衡结果为近似均衡，存在一定的均衡误差。
S700、获得均衡残差，舍弃步骤S100中的扩展频带，然后对均衡残差进行二次cos函数拟合，然后通过得到的均衡残留群时延进行第二级全通滤波器的设计；参考图3为第一级均衡残差图，可以看出均衡残差在带内较小，这得益于第一次均衡前的频带扩展，从而避免了通带截止频率附近的较大残差。
由于阶数有限，因此第一次均衡后的群时延特性是一个波动曲线，且通带截止频率附近波动较大。我们将之前扩展的20%频带舍弃，对指定通带B的均衡残留群时延进行第二级全通滤波器设计。
由于通带内的群时延波动频率
Figure 359791DEST_PATH_IMAGE011
,其中ω为基频。所以第二级全通滤波器的阶数要大于N+1，第二级全通滤波器的设计流程与上述第一级全通滤波器设计流程相同。
参考图4为第二级均衡滤波器均衡结果，在通带内基本可以均衡掉群时延波动。
S800、将第一级全通滤波器和第二级全通滤波器级联，获得群时延均衡全通滤波器，其群时延特性在指定频带内可以高精度近似于τ(ω)，导航通道群时延得到均衡。
参考图5为最终均衡误差，从图中可以看出通带内均衡误差基本为0。
本发明还包括一种导航接收机射频前端群时延特性均衡装置，包括：存储器，用于存储计算机程序；处理器，用于当执行所述计算机程序时，实现上述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法。
本发明首先利用矢量网络分析仪进行通道群时延测量，将测量的群时延转化成待设计全通滤波器的分母群时延；然后对分母群时延进行cos函数拟合，获得N阶全通滤波器的分母系数。由于全通滤波器分子分母系数的对称性，可以得到第一次均衡全通滤波器。由于cos函数拟合具有吉布斯效应，产生的拟合误差呈波动性，存在边缘效应，且波动频率高于拟合函数的最高频率。因此将边缘效应部分舍弃，对拟合残差进行二次cos函数拟合，得到第二次均衡全通滤波器。两个滤波器级联便可以将指定通带内的群时延完全均衡。
经过试验仿真可以得出结论，通过9阶数字滤波器和11阶数字滤波器级联可以将群时延特性在通带内均衡至不超过0.02ns。
综上，本发明利用有限的数字计算资源高精度均衡指定通带内群时延特性，从而解决了群时延带来的相关峰畸变导致的定位误差问题。
上面结合附图对本发明实施例作了详细说明，但是本发明不限于上述实施例，在技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。

Claims (9)

1.一种导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
S100、将频带内通道范围扩展M%；
S200、通过仪器测得扩展后的频带内通道群时延特性，根据频带内通道群时延特性计算出全通滤波器的群时延；
S300、根据全通滤波器的群时延得出全通滤波器的分母群时延；
S400、对分母群时延进行cos拟合，获得全通滤波器的分母系数，得到第一级全通滤波器的群时延特性；
S500、根据第一级全通滤波器的群时延特性获得分母多项式系数；
S600、进行N阶的第一级全通滤波器的设计；
S700、获得均衡残差，舍弃步骤S100中的扩展频带，然后对均衡残差进行二次cos函数拟合，得到均衡残留群时延，然后通过得到的均衡残留群时延进行第二级全通滤波器的设计；
S800、将第一级全通滤波器和第二级全通滤波器级联，获得群时延均衡全通滤波器。
2.根据权利要求1所述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，其特征在于：所述步骤S100中M为20。
3.根据权利要求1所述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，其特征在于：所述步骤S200中的仪器为矢量网络分析仪。
4.根据权利要求1所述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，其特征在于：所述步骤S300中全通滤波器的系统函数为
Figure DEST_PATH_IMAGE002
，
其中z=e jω ，ω=2πf，f表示归一化频率，N（z）表示分子多项式，D（z）表示分母多项式，αn表示多项式系数。
5.根据权利要求1所述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，其特征在于：所述步骤S300中全通滤波器的分母群时延函数表达式为
Figure DEST_PATH_IMAGE004
，
其中，τ(ω)为频带内通道群时延特性，ω=2πf，f表示归一化频率。
6.根据权利要求1所述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，其特征在于：所述步骤S400中第一均衡滤波器的群时延特性为τ 1(ω)，所述τ 1(ω)的表达式为
Figure DEST_PATH_IMAGE006
其中c(k)表示第k个复倒谱系数。
7.根据权利要求1所述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，其特征在于：所述步骤S500中分母多项式系数的表达式为
Figure DEST_PATH_IMAGE008
其中c(k)表示第k个复倒谱系数，αn 表示多项式系数。
8.根据权利要求2所述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法，其特征在于：所述步骤S700中第二级全通滤波器的阶数大于N+1。
9.一种导航接收机射频前端群时延特性均衡装置，其特征在于，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于当执行所述计算机程序时，实现如权利要求1至8任一项所述的导航接收机射频前端群时延特性均衡设计方法。
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