CN111817992B - 数字化通道群延时均衡器及其实现方法、装置 - Google Patents

数字化通道群延时均衡器及其实现方法、装置 Download PDF

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数字化通道群延时均衡器及其实现方法、装置。方法包括：获取通道内群时延特性曲线数据进行拟合获得群延时特性拟合曲线；计算获得与群延时特性拟合曲线互补的群延时特性互补曲线；设计全通IIR滤波器传递函数；在IIR反馈部分进行调整，在单位圆内以等角度位置引入额外的极点和零点，获得调整后的传递函数；对调整后的传递函数的反馈部分以乘加运算插入流水线寄存器以进行重定时，获得数字化通道群延时均衡器。装置包括：拟合模块、互补模块、传递函数模块、调整模块、重定时模块。本均衡器能够在数字系统上实现群延时均衡，对通带内群延时进行补偿，使系统群延迟在通带内恒定，能以流水线的方式运行在高时钟速率下，工程实用价值高。

Description

数字化通道群延时均衡器及其实现方法、装置
技术领域
本发明属于通信领域，涉及群延时均衡技术，尤其与一种数字化通道群延时均衡器及其实现方法、装置相关。
背景技术
通过天线接收到的射频通信信号经过数字下变频提取出基带信号，由于系统前端的非线性相位特性，需要对系统的群延时进行均衡。
由于数字通信系统中的信息是通过通信信号的幅度、频率和相位来传递的，系统的相位特性直接决定信号的失真与否，当通信信号由于系统相位特性失真时，可能会导致数据信息的错误传递。群延迟是数字通信系统中的关键参数之一，系统群延迟响应性能影响通带内每个频率分量的相位，群延迟恒定时传输信号失真最小。
现有通道群延时均衡器存在设计调试困难，运行时钟速率低等问题。比如：一般采用具有非线性相位特性的IIR全通滤波器来实现，IIR滤波器实现有多种结构，常用的有直接1型、直接2型以及级联型，但是IIR滤波器无论何种结构都包含前馈和反馈两个部分，前馈部分在数字电路中能够轻易实现，而反馈部分要提高在数字系统中的运行时钟速率比较困难。
针对群延迟的均衡，也有技术针对IIR滤波器造成的群延迟不同进行均衡，需要采用非线性相位滤波器的群延迟曲线；且未曾有技术考虑对原始一阶或二阶结构进行变化，时钟速率低，工程使用困难。
发明内容
针对上述相关现有技术的不足与缺陷，本发明提供一种数字化通道群延时均衡器及其实现方法、装置，能够在数字系统上实现群延时均衡，对通带内群延时进行补偿，使系统群延迟在通带内恒定，使其能够以流水线的方式运行在较高的时钟速率下，工程实用价值高。
为了实现上述目的，本发明采用以下技术：
数字化通道群延时均衡器实现方法，其特征在于，包括步骤：
获取通道内群时延特性曲线数据，进行拟合获得群延时特性拟合曲线；
计算获得与群延时特性拟合曲线互补的群延时特性互补曲线；
根据群延时特性互补曲线，设计全通IIR滤波器传递函数；
在全通IIR滤波器传递函数的反馈部分进行调整，在单位圆内以等角度位置引入额外的极点和零点，获得调整后的传递函数；
对调整后的传递函数的反馈部分以乘加运算插入流水线寄存器以进行重定时，获得数字化通道群延时均衡器。
数字化通道群延时均衡器实现装置，其特征在于，包括：
拟合模块，用于根据获取的通道内群时延特性曲线数据进行拟合获得群延时特性拟合曲线；
互补模块，用于计算获得与群延时特性拟合曲线互补的群延时特性互补曲线；
传递函数模块，用于根据群延时特性互补曲线，设计全通IIR滤波器传递函数；
调整模块，用于在全通IIR滤波器传递函数的反馈部分进行调整，在单位圆内以等角度位置引入额外的极点和零点，获得调整后的传递函数；以及
重定时模块，用于对调整后的传递函数的反馈部分以乘加运算插入流水线寄存器以进行重定时，获得数字化通道群延时均衡器。
数字化通道群延时均衡器，其特征在于，通过所述的数字化通道群延时均衡器实现装置或所述的数字化通道群延时均衡器实现方法获得。
本发明有益效果在于：
1、克服了通道群延时均衡器的设计调试困难，或者运行时钟速率低的问题；
2、对群延时均衡器的IIR结构进行调整，使其能够以流水线的方式运行在较高的时钟速率下，保证该设计方法的工程实用价值；实现群延时均衡，对通带内群延时进行补偿，使系统群延迟在通带内恒定；
3、相比于现有技术针对IIR滤波器造成的群延迟不同进行均衡，其需要采用非线性相位滤波器的群延迟曲线；且未曾有考虑对原始一阶或二阶结构进行变化，造成的时钟速率低，工程使用困难问题；本发明是针对采集前端的整个综合群延迟进行均衡，通过实测数据拟合/多次拟合曲线后，计算互补曲线，以互补曲线为基础改进二阶反馈结构并重定时，提高了数字化群延时均衡器的运行性能，保证了该数字化群延迟均衡器在工程上的使用价值，对一般的通道群延时均衡器设计实现具有通用的参考价值。
附图说明
图1为本申请实施例的数字化通道群延时均衡器实现方法流程图。
图2为本申请实施例的群延时特性曲线及二次拟合曲线。
图3为本申请实施例的群延时特性互补曲线。
图4为本申请实施例的IIR全通滤波器群延时特性。
图5为本申请实施例的完整的互补特性曲线。
图6为本申请实施例的SOS直接2型结构。
图7为本申请实施例的全极点结构图。
图8为本申请实施例的引入零极点示意图。
图9为本申请实施例的反馈部分变换的结构图。
图10为本申请实施例的重定时后的结构图。
图11为本申请实施例的通带内群延时均衡效果。
图12为本申请实施例的数字化通道群延时均衡器实现装置结构图。
图13为本申请实施例的实现装置进行均衡器实现的流程图。
具体实施方式
下面对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本申请设计与通道群延时特性相反全通IIR滤波器，当该IIR滤波器工作时与通道互补形成平坦的群时延特性，实现群时延均衡，为了保证该滤波器的工作时钟频率，需要对滤波器进行结构变换引入多对零极点，对IIR结构进行流水线重定时，提高反馈结构的最大时钟运行速率。
数字化群延时均衡器设计实现，包括以下步骤：
步骤1，通过仪器精确测量通道上通带内群时延特性曲线数据，对群延时曲线进行曲线拟合获得表达式；
步骤2，计算群延时互补特性曲线的数据，设计符合群延时符合互补特性曲线的IIR全通滤波器；
步骤3，IIR全通滤波器的SOS结构进行变换引入零极点，增加反馈环路的延时；
步骤4，对变换后的SOS结构进行流水线重定时，多个SOS级联实现数字群延时均衡器。
如图1所示，为本实例提供的数字化通道群延时均衡器实现方法流程图。
步骤1：通过仪器精确测量通道上通带内群时延特性曲线，如图2所示为通道在某一通带的群延时特性曲线，一般在有效传输频带内中部群延时较小，边缘较大呈现为一个近似二次曲线的特性，使用最小二乘拟合方法对该测量结果进行曲线拟合计算结果是对该曲线系数的估计值，最小二乘法的估计得到的曲线系数使残差平方和最小。
示例中采用的是二次拟合，根据需要可进行高次曲线拟合使曲线拟合度更高。
步骤2：通过计算得到与该曲线群延时特性互补的曲线，依据互补特性曲线设计全通IIR滤波器。
群延时特性互补的曲线如图3所示。
完整的互补特性曲线如图5所示。
步骤3，根据互补特性曲线设计出的全通IIR滤波器传递函数，采用级联方式可以表示为如下公式：
Figure 557047DEST_PATH_IMAGE001
，为二阶单元（Second order section），即SOS结构，包括前馈部分和反馈部分。
全通IIR滤波器群延时特性曲线如图4所示。
如图6所示为SOS直接2型结构。若直接用该图级联方式在硬件中实现该全通IIR滤波器，则时钟运行速率不高。
为了提高时钟运行速率，需要对反馈部分进行调整，只关注全极点部分/反馈部 分：
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE002
，如图7所示为全极点结构。
调整结构的方法是在单位圆内以等角度位置引入额外的极点和零点，在本实例中以引入2个极零点为例，如图8所示零极点示意图。
对于：反馈部分为：
Figure 456999DEST_PATH_IMAGE003
，
其中，极点p1和零点p1*为H(z)原本具有的一对共轭极点；
在单位圆内以等角度位置引入额外的极点p2和零点p2*、极点p3和零点p3*：
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE004
；
反馈部分变为：
Figure 88838DEST_PATH_IMAGE005
，
变换后的传递函数依然稳定，引入额外的极点和零点后的新的传递函数为：
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE006
。
变换后的结构如图9所示。
步骤4：重定时，以提高硬件计算的运行时钟，通过将乘加后流水线寄存器化能够明显改善时序状况，重定时后的机构如图10所示。
重定时后的反馈部分，乘加运算后插入了流水线寄存器，有效提高硬件计算的运行时钟速率。
依照上述步骤的实现方法能够将群延时均衡器在数字硬件电路上实现，并保证运行时钟速率。如图11为通带内群延时均衡效果。
如图12所示，为本实例提供的数字化通道群延时均衡器实现装置结构图。
实现装置的结构包括依次连接的拟合模块、互补模块、传递函数模块、调整模块、重定时模块。
具体的：
首先，拟合模块根据获取的通道内群时延特性曲线数据进行拟合获得群延时特性拟合曲线；优选的，在进行拟合获得群延时特性拟合曲线时至少进行两次拟合，拟合使用最小二乘法；如图2所示为获得的群延时特性曲线及二次拟合曲线。
然后，互补模块计算获得与群延时特性拟合曲线互补的群延时特性互补曲线；群延时特性互补的曲线如图3所示；完整的互补特性曲线如图5所示。
其次，传递函数模块根据群延时特性互补曲线，设计全通IIR滤波器传递函数；全通IIR滤波器群延时特性曲线如图4所示。SOS直接2型结构如图6所示。
进一步，调整模块对全通IIR滤波器传递函数的反馈部分进行调整，在单位圆内以等角度位置引入额外的极点和零点，获得调整后的传递函数；其中，全极点结构图如图7所示；引入的零极点示意图如图8所示；反馈结构变换后的结构如图9所示。
最后，重定时模块对调整后的传递函数的反馈部分以乘加运算插入流水线寄存器以进行重定时，获得数字化通道群延时均衡器。重定时后的，反馈结构如图10所示。
上述实施流程的方式如图13所示。
具体的，传递函数模块设计的全通IIR滤波器传递函数采用如下表达式：
Figure 347650DEST_PATH_IMAGE001
，为二阶单元，包括前馈部分和反馈部分。
基于此，全通IIR滤波器传递函数的反馈部分为：
Figure 787858DEST_PATH_IMAGE007
，
其中，极点p1和零点p1*为H(z)原本具有的一对共轭极点；
在单位圆内以等角度位置引入额外的极点p2和零点p2*、极点p3和零点p3*：
Figure 247658DEST_PATH_IMAGE004
；
反馈部分变为：
Figure DEST_PATH_IMAGE008
调整后的传递函数为：
Figure 429110DEST_PATH_IMAGE006
。
下面结合仿真实验对本实施例的效果进一步说明。
仿真环境：采样率100m,通带为40m，频率归一化后为(-0.4,0.4)。
即需要对该同频带内的群延时进行均衡。
通过本实施例中的方法/装置进行实现的群延时均衡器，如图11所示的群延时均衡效果非常显著。同时经过结构变换流水线重定时后的运行时钟速率也有显著提高。

Claims (4)

1.数字化通道群延时均衡器实现方法，其特征在于，包括步骤：
获取通道内群时延特性曲线数据，使用最小二乘法进行至少两次拟合获得群延时特性拟合曲线；
计算获得与群延时特性拟合曲线互补的群延时特性互补曲线；
根据群延时特性互补曲线，设计全通IIR滤波器传递函数；
在全通IIR滤波器传递函数的反馈部分进行调整，在单位圆内以等角度位置引入额外的极点和零点，获得调整后的传递函数；
对调整后的传递函数的反馈部分以乘加运算插入流水线寄存器以进行重定时，获得数字化通道群延时均衡器；
其中，全通IIR滤波器传递函数采用如下表达式：
Figure 276205DEST_PATH_IMAGE001
，为二阶单元，包括前馈部分和反馈部分；
全通IIR滤波器传递函数的反馈部分为：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
，
其中，极点p1和零点p1*为H(z)原本具有的一对共轭极点；
在单位圆内以等角度位置引入额外的极点p2和零点p2*、极点p3和零点p3*：
Figure 730189DEST_PATH_IMAGE003
；
反馈部分变为：
Figure DEST_PATH_IMAGE004
调整后的传递函数为：
Figure 375760DEST_PATH_IMAGE005
。
2.数字化通道群延时均衡器，其特征在于，通过如权利要求1所述的数字化通道群延时均衡器实现方法获得。
3.数字化通道群延时均衡器实现装置，其特征在于，包括：
拟合模块，用于根据获取的通道内群时延特性曲线数据使用最小二乘法进行至少两次拟合获得群延时特性拟合曲线；
互补模块，用于计算获得与群延时特性拟合曲线互补的群延时特性互补曲线；
传递函数模块，用于根据群延时特性互补曲线，设计全通IIR滤波器传递函数；
调整模块，用于在全通IIR滤波器传递函数的反馈部分进行调整，在单位圆内以等角度位置引入额外的极点和零点，获得调整后的传递函数；以及
重定时模块，用于对调整后的传递函数的反馈部分以乘加运算插入流水线寄存器以进行重定时，获得数字化通道群延时均衡器；
其中，传递函数模块设计的全通IIR滤波器传递函数采用如下表达式：
Figure 841376DEST_PATH_IMAGE001
，为二阶单元，包括前馈部分和反馈部分；
全通IIR滤波器传递函数的反馈部分为：
Figure DEST_PATH_IMAGE006
，
其中，极点p1和零点p1*为H(z)原本具有的一对共轭极点；
在单位圆内以等角度位置引入额外的极点p2和零点p2*、极点p3和零点p3*：
Figure 287270DEST_PATH_IMAGE003
；
反馈部分变为：
Figure 635074DEST_PATH_IMAGE004
调整后的传递函数为：
Figure 965562DEST_PATH_IMAGE005
。
4.数字化通道群延时均衡器，其特征在于，通过如权利要求3所述的数字化通道群延时均衡器实现装置获得。
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