CN113131976A

CN113131976A - 一种分米波混合波束赋形方法、系统及应用

Info

Publication number: CN113131976A
Application number: CN202110267622.0A
Authority: CN
Inventors: 何先灯; 周彦; 权风光; 易运晖; 陈南; 朱畅华
Original assignee: Xidian University
Current assignee: Xidian University
Priority date: 2021-03-11
Filing date: 2021-03-11
Publication date: 2021-07-16

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，公开了一种分米波混合波束赋形方法、系统及应用，包括：输入待发射信号，子阵列数量与每个子阵列中天线数量，根据MIMO空时编码做调整的数字预编码权重矢量，天线之间的相位差；得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；功放的非线性模型采用MP模型，在间接学习结构中利用阵列的输出信号与系统的输入信号，求解DPD系数；将经过DPD的信号输入到系统中，再检测阵列的远场响应，直至DPD算法收敛，误差满足仿真设定值。本发明能很好适应海上信道环境，便于级联拓展，开发自由度高，能为海上自组织通信网络的组建提供平台。

Description

一种分米波混合波束赋形方法、系统及应用

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种分米波混合波束赋形方法、系统及应用。

背景技术

目前：随着海事作业的不断增多，海洋探索活动日益频繁，通信用户数量不断增多，对通信容量提出巨大挑战，传统的低频窄带通信系统已经无法满足海量数据通信的需求，同时海上通信信道除过考虑海面情况，降雨、大气衰减等因素造成较大的信道损耗，若为了提高通信带宽而选择高频段，例如厘米波段、毫米波段，将使得通信距离极大缩减。根据刘聪在“海上移动通信系统基带设计与仿真(硕士学位论文，海南大学)”中通过对比分析不同频率在海上信道衰落特点指出，与陆地蜂窝移动通信所用通信频率相比，在分米波的低频段降雨、云雾、大气中的气体分子等因素造成的衰落影响很小，而且在该频段也能提供较大的通信带宽，可完全适用于海上信道。所以本通信系统的工作频段选定为分米波的低频段。

在通信系统架构上，因MIMO技术在收发端利用多天线技术，利用多个信道同时进行数据收发提高了通信速率，所以为解决传统通信系统带宽窄、速率低等问题，设计基于MIMO系统的海上通信系统。然而目前适用于海上的MIMO通信系统相关的研究与成果非常之少，加上海事卫星电话高昂的通信费用，传统的短波电台仍然是海上通信的主要的手段。

混合波束赋型是应用于多天线系统中的另一关键技术。在传统基于混合波束赋形的MIMO通信系统中，射频端的模拟波束赋形核心器件移相器常用结构移相状态非常有限且带宽较窄，在分米波的低频段面临着移相器体积过大的问题，移相器的小型化问题一直是相控阵系统研究的主要问题。

在基于混合波束赋形的MIMO通信系统中需要大量的功放电路。为降低系统功耗要求功放具有较高的效率。目前常用的方法是利用数字预失真(DPD)技术。传统DPD技术要为每一个功放在数字基带单元中提供独立的预失真模块，在射频端提供大带宽与高线性度的反馈路径，而在大规模MIMO系统中功放的数量远多于基带数字信号链路数量，传统DPD技术无法实现。针对这一问题Choi和Jeong在其发表的论文“Digital Predistortion based oncombined feedback in MIMO transmitters”(IEEE Commun.Lett.，vol.16，no.10，pp.1572-1575，Oct.2012.)中提出一种针对所有的功放只提供一条反馈路径的硬件架构并提出对应的预失真算法，该方法虽然节省了大量的硬件成本，但是相比传统的DPD算法计算的复杂度大大增加，算法收敛速度比较慢；为了简化算法与节省硬件成本之间做出折中，Sangil Lee等人在论文“Digital Predistortion for Power Amplifiers in HybridMIMO Systems with Antenna Subarrays”(Proc.IEEE 81st Veh.Technol.Conf.(VTCSpring)，pp.1-5，May 2015.)针对混合波束赋形中部分连接的子阵列结构提出一种基于子阵列反馈的DPD算法，即将天线阵列划分为多个子阵列，为每个子阵列分配独立的反馈链路，而子阵列内部与天线相连的功放共用一条反馈链路，但是这种针对功放个体的反馈矫正算法仍然具有较高的计算复杂度。

通过上述分析，现有技术存在的问题及缺陷为：目前海上通信设备落后，带宽窄、速率低、资费昂贵，面向海上通信的MIMO技术相关研究少；因混合波束赋形的MIMO通信系统中功放数量远大于数字基带数量，所以在硬件结构上，若采用传统的DPD算法则需要大量反馈链路，硬件成本、体积代价巨大；算法上，传统的DPD算法只是针对单个功放或者少数几个功放，算法无法同时对数量众多的功放进行处理；传统的混合波束赋形与DPD过程相互分立，由于二者针对的系统变量相互影响，导致二者之间存在耦合。

解决以上问题及缺陷的难度为：传统技术单纯组合解决以上问题将面临复杂的系统结构与巨大的成本开销，同时DPD算法处理难度将提升数个维度复杂度过高而不具有实际意义，所以采用传统方法的处理难度较高，处理效果不理想。

解决以上问题及缺陷的意义为：若能降低系统硬件成本与算法复杂度的同时实现大规模数量功放线性化矫正，将使得混合波束赋形系统具有更好的波束效率与波束控制精度；同时由于算法具有较好的线性化效果，功放可以工作在饱和态，从而使得系统具有更高的电源效率。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种分米波混合波束赋形方法、系统及应用。

本发明是这样实现的，一种分米波混合波束赋形方法，所述分米波混合波束赋形方法包括：

输入待发射信号，子阵列数量与每个子阵列中天线数量，根据MIMO空时编码做调整的数字预编码权重矢量，天线之间的相位差；本步骤为方案中计算方法提供变量初始值，并完成混合波束赋形过程；

得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；本步骤以阵列的远场响应代替了传统DPD算法中功放的输出耦合采样信号，为核心创新点；

功放的非线性模型采用MP模型，在间接学习结构中利用阵列的输出信号与系统的输入信号，求解DPD系数；本步骤确定功放的非线性模型与DPD算法结构，求解出了功放逆模型系数，为方案实现的核心；

将经过DPD的信号输入到系统中，再检测阵列的远场响应，直至DPD算法收敛，误差满足仿真设定值。本步骤中误差值设定是使得系统闭环收敛的关键；

进一步，所述基于阵列远场响应数字预失真算法的分米波混合波束赋形方法输入待发射信号x(n)，天线子阵列数量P＝4，每个子阵列中含有N＝4个天线，数字预编码权重矢量为w_D＝(1,1,1,1)^T，该权重矢量可根据MIMO空时编码做调整，天线之间的相位差

进一步，所述分米波混合波束赋形方法通过式

得到每个功放的输出信号y_p,i(n)，由式

计算得到阵列的远场响应s_R(n)。其中，Q表示功放的非线性阶数，K表示功放记忆效应深度；α_kq表示功放MP模型系数；w_i表示第i个功放的幅度加权系数；

进一步，所述分米波混合波束赋形方法功放的非线性模型采用MP模型，在间接学习结构中利用阵列的输出信号s_R(n)与系统的输入信号x(n)，通过式

r_mk(i)＝y(n+i-m)|y(n+i-m)|^k-1、X＝Rb、b＝(R^HR)^-1R^HX求解DPD系数；

进一步，所述分米波混合波束赋形方法将经过DPD的信号输入到系统中，再检测阵列的远场响应s_R(n)，直至DPD算法收敛，误差e(n)满足仿真设定值。

本发明的另一目的在于提供一种计算机设备，所述计算机设备包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时，使得所述处理器执行如下步骤：

输入待发射信号，子阵列数量与每个子阵列中天线数量，根据MIMO空时编码做调整的数字预编码权重矢量，天线之间的相位差；

得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；

功放的非线性模型采用MP模型，在间接学习结构中利用阵列的输出信号与系统的输入信号，求解DPD系数；

将经过DPD的信号输入到系统中，再检测阵列的远场响应，直至DPD算法收敛，误差满足仿真设定值。

本发明的另一目的在于提供一种计算机可读存储介质，存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，使得所述处理器执行如下步骤：

得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；

本发明的另一目的在于提供一种实施所述分米波混合波束赋形方法的分米波混合波束赋形系统，所述分米波混合波束赋形系统包括：

参数处理模块，用于输入待发射信号，子阵列数量与每个子阵列中天线数量，根据MIMO空时编码做调整的数字预编码权重矢量，天线之间的相位差；

阵列远场响应计算模块，用于得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；

DPD系数求解模块，用于功放的非线性模型采用MP模型，在间接学习结构中利用阵列的输出信号与系统的输入信号，求解DPD系数；

阵列远场响应检测模块，用于将经过DPD的信号输入到系统中，再检测阵列的远场响应，直至DPD算法收敛，误差满足仿真设定值。

本发明的另一目的在于提供一种无线通信系统，所述无线通信系统用于实现所述分米波混合波束赋形方法。

本发明的另一目的在于提供一种海上通信设备，所述海上通信设备用于实现所述分米波混合波束赋形方法。

结合上述的所有技术方案，本发明所具备的优点及积极效果为：本发明设计了基于混合波束赋形的MIMO通信系统，在应对海上通信多径环境的同时，极大提高了通信带宽；本发明通信系统的基带部分采用ARM+FPGA高性能SoC平台ZYNQ，射频部分采用捷变收发器AD9361，支持多种通信制式功能完备，可应对各种通信场景的需求。本发明针对全向天线带来的对其他用户的干扰问题，采用混合波束赋形技术，在通信过程中生成指定方向波束通过空间复用提高通信系统容量同时，因波束将发射功率集中在指定方向也提高了该方向上的通信距离。

本通信系统中模拟波束赋形部分移相器结构采用数字矢量合成移相器，在降低体积的同时，可实现360°连续可调移相，移相精度高；同时所提出的移相器通过调节信号幅度，可实现对天线阵列的馈电信号进行幅度加权，即天线端的辐射信号的强度满足某种确定的函数分布，这样可压缩阵列辐射旁瓣，从而降低向非预期方向辐射信号功率，或者避免接收到来自非预期方向的信号，具有更高的赋形灵活度。本发明基于阵列远场响应的数字预失真算法将阵列波束在远场处响应函数视为输入为x(n)，输出为s_R(n)的一个非线性系统，通过对射频前端功放进行线性化矫正以优化指定方向波束。该方法能实现阵列在指定方向上形成波束的同时，减少了功放非线性失真带来的波束退化，提高了波束的质量，同时简化了混合波束赋形系统中射频前端硬件电路设计与数字预失真算法设计。

本发明设计了一种基于混合波束赋形的MIMO通信系统，分为硬件板卡与算法；使用基于ZYNQ与捷变收发器AD9361组成的2T2R的MIMO系统，在支持多种调制方式的同时利用片上嵌入式系统可自由实现各种通信协议的开发。同时可以根据实际通信需求通过网口对板卡进行级联，自由组建任意规模MIMO系统；混合波束赋形硬件架构采用部分连接子阵结构，方便系统进行级联或者拆分；模拟波束赋形电路核心器件移相器采用数字矢量合成移相器，具有360°移相范围，最大移相误差为1.52°，极大缩减了移相器的体积；射频前端电路中，发射链路与接收链路共用一个移相器，通过射频开关进行收发切换，减少了移相器数量，减低了硬件成本；针对大规模MIMO系统中射频前端功放的线性化矫正问题，提出了一种适用于混合波束赋形MIMO系统中基于阵列远场响应的数字预失真算法，能在硬件成本与算法复杂度之间做出很好的均衡。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的分米波混合波束赋形方法流程图。

图2是本发明实施例提供的分米波混合波束赋形系统的结构示意图；

图2中：1、参数处理模块；2、阵列远场响应计算模块；3、DPD系数求解模块；4、阵列远场响应检测模块。

图3是本发明实施例提供的ZYNQ+AD9361 2T2R板卡结构示意图。

图4是本发明实施例提供的2T2R板卡级联时钟同步与组网示意图。

图5是本发明实施例提供的基于混合波束赋形的MIMO系统的连接结构示意图。

图6是本发明实施例提供的射频前端连接结构示意图。

图7是本发明实施例提供的数字矢量合成器的原理示意图。

图8是本发明实施例提供的数字矢量合成移相器的移相平面示意图。

图9是本发明实施例提供的DSA调节范围0～31.5dB不同步进值合成结果示意图；(a)步进值0.5dB；(b)步进值1dB；(c)步进值2dB。

图10是本发明实施例提供的DSA调节范围0～10dB不同步进值合成结果示意图；(a)步进值0.5dB；(b)步进值1dB；(c)步进值2dB。

图11是本发明实施例提供的子阵列功放预失真连接结构示意图。

图12是本发明实施例提供的天线阵列排列示意图。

图13是本发明实施例提供的数字预失真系统结构示意图。

图14是本发明实施例提供的阵列在45°方向DPD前后波束ACPR值对比示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种分米波混合波束赋形方法、系统及应用，下面结合附图对本发明作详细的描述。

如图1所示，本发明提供的分米波混合波束赋形方法包括以下步骤：

S101：输入待发射信号，子阵列数量与每个子阵列中天线数量，根据MIMO空时编码做调整的数字预编码权重矢量，天线之间的相位差；

S102：得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；

S103：功放的非线性模型采用MP模型，在间接学习结构中利用阵列的输出信号与系统的输入信号，求解DPD系数；

S104：将经过DPD的信号输入到系统中，再检测阵列的远场响应，直至DPD算法收敛，误差满足仿真设定值。

本发明提供的分米波混合波束赋形方法业内的普通技术人员还可以采用其他的步骤实施，图1的本发明提供的分米波混合波束赋形方法仅仅是一个具体实施例而已。

如图2所示，本发明提供的分米波混合波束赋形系统包括：

参数处理模块1，用于输入待发射信号，子阵列数量与每个子阵列中天线数量，根据MIMO空时编码做调整的数字预编码权重矢量，，天线之间的相位差；

阵列远场响应计算模块2，用于得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；

DPD系数求解模块3，用于功放的非线性模型采用MP模型，在间接学习结构中利用阵列的输出信号与系统的输入信号，求解DPD系数；

阵列远场响应检测模块4，用于将经过DPD的信号输入到系统中，再检测阵列的远场响应，直至DPD算法收敛，误差满足仿真设定值。

下面结合附图对本发明的技术方案作进一步的描述。

MIMO系统(Multiple-Input Multiple-Output)是指在发射端和接收端分别使用多个发射天线和接收天线，使信号通过发射端与接收端的多个天线传送和接收，从而改善通信质量；移相器：是一种微波器件，用于改变射频信号的相位角；波束赋形(Beamforming)又叫波束成型、空域滤波，它通过调整相位阵列的基本单元的参数，使得某些角度的信号获得相长干涉，而另一些角度的信号获得相消干涉。波束赋形既可以用于信号发射端，又可以用于信号接收端；DPD:数字预失真，通过一个预失真元件(Predistorter)来和功放元件(PA)级联，非线性失真功能内置于数字、数码基带信号处理域中，其与放大器展示的失真数量相当(“相等”)，但功能却相反。将这两个非线性失真功能相结合，便能够实现高度线性、无失真的系统。

本发明提供一种适用于海上渔用高速通信系统，为Ad Hoc组网技术提供硬件平台，并在分米波的低频段支持MIMO与智能天线技术，具有较高的通信速率与通信带宽。为了达到上述目的，本发明的技术方案分硬件平台与算法两部分。其中基于混合波束赋形的大规模MIMO通信平台作为本系统的硬件方案，以基于阵列远场响应的数字预失真算法为核心算法。

硬件平台分为基带单元与射频单元。基带单元ARM+FPGA的Soc平台ZYNQ作为系统主控，2x2捷变收发器AD9361为数字基带到射频核心部件。每一板卡分数字基带板与两片AD9361射频子板，单个板卡可实现4T4R的MIMO系统。为方便系统拓展与开发，数字基带板上设计有多个常用接口，包含：千兆以太网口、USB3.0接口、USB2.0接口、串口、TF卡接口、LVDS与SPI接口。其中千兆以太网口作为ZYNQ板上嵌入式系统与上位机或板卡之间通信接口；USB2.0与USB3.0接口作为ZYNQ板上嵌入式系统读取外部大容量存储介质例如U盘、移动硬盘等设备内容接口；串口用作系统开发调试接口；TF卡接口用作存储板上嵌入式系统启动引导文件；ZYNQ数字基带板上包含两个LVDS与SPI接口，LVDS接口用作与AD9361子板的高速通信接口，SPI接口用作系统对AD9361的配置接口。数字基带板通过两组FMC接口分别与子板连接实现数据交互并为子板提供电源。ZYNQ+AD9361 2T2R板卡结构示意图如图3所示。

射频子板实现基带数字信号到射频信号的调制过程，子板接口包含：数字基带板进行数据交互的LVDS接口、SPI配置接口，并通过与数字基带板相对应的FMC连接器对接。射频接口实现对射频信号的收发与移相器电路等电路单元相连接。

多板卡配合系统可实现多片AD9361的自由组合并协同工作的宽带MIMO系统。为使得多片AD9361芯片协同工作首先需要同步其参考时钟相位。板卡上包含有频率综合单元，其以高性能锁相环(PLL)芯片LMX2594作为核心器件，高稳定性温补晶振(TCXO)作为该PLL的时钟源，同时PLL也可接受外部时钟参考。该时钟源为ZYNQ主处理器提供时钟参考的同时也为AD9361子板提供时钟参考，该PLL电路具有两路输出且可通过芯片上同步管脚对两通道输出信号的相位进行同步，分别作为板卡上两片AD9361射频通道的外部本振(LO)。为了板卡之间级联实现更大规模的MIMO通信系统，数字基带板上的参考时钟可对外输出供其他板卡用作参考，从而实现不同板卡之间参考时钟的同步。同时不同板卡之间通过千兆以太网口连接实现组网，理论上可组建任意规模MIMO通信系统。数字基带板级联时钟同步与组网示意如图4所示。

为了方便系统板卡级联拓展形成基于混合波束赋形的任意规模MIMO系统，本发明在射频端采用部分连接子阵列结构，又称为分离型子阵列结构：每条基带链路上的信号经过射频链路与移相网络只映射到一个天线子阵列上，并不需要和其他射频链路上的信号进行混合叠加，所以整个天线阵列被分为多个相互独立的子阵列。基于子阵列结构混合波束赋形的MIMO系统连接结构示意图如下图5所示。

收发前端电路分为发射链路与接收链路，发射链路上，发射信号由驱动放大器(Drive amplifier，DA)第一级放大后再经过功放(Power amplifier，PA)做功率放大，功放的输出信号通过发射端滤波器(TX Filter)滤波后经过天线开关馈送到天线进行发送。接收链路上，来自天线的射频信号经过天线开关后，先由一级低噪声放大器(Low noiseamplifier，LNA)进行放大，为了防止级联增益过高而使得放大器自激振荡，信号经过3dB的电阻衰减网络之后再进入第二级LNA进行放大，之后再通过一个单片微波集成放大器(Monolithic microwave integrated amplifier，MMIC)做进一步的放大，放大后的信号经过接收端滤波器(RX Filter)滤除谐波成分。因射频前端的收发链路共用一个数字矢量合成器(Digital vector synthesis phase shifter，DVSPS)所以在收发时通过射频开关进行切换。不同于传统混合波束赋形结构，本通信系统将移相器置于射频前端之后，一组收发前端电路共用一个DRSPS电路并通过射频开关进行切换，节省移相器数量的同时，避免了因移相网络插损而带来的收发链路上的功率损耗。射频前端连接结构示意图如图6所示。

混合波束赋形通过数字波束赋形与模拟波束赋形共同完成，其中为实现模拟域波束赋形移相器是核心器件。本系统中采用数字矢量合成的方法在模拟域对射频信号进行移相。该DVSPS由3dB正交耦合器(3dB，90°Hybrid Coupler)、6bit数控衰减器(Digital StepAttenuator，DSA)，射频单刀双掷开关(Single pole double throw，SPDT)、宽带射频1：1巴伦以及合路器(Combiner)组成。其原理为：信号经过3dB正交耦合器被分解为正交的两路信号，记为I路和Q路。两路信号分别经过6bit的DSA对其幅度分别进行控制，再经过由SPDT与宽带射频变压器组成的1bit移相器。其中1bit移相器通过控制SPDT切换到宽带变压器不同的端子上，利用变压器初级与次级同名端信号相位相同，异名端信号相位相反的特性实现对信号0°或者180°的两种相位状态调整故称为1bit移相器。可控制I路和Q路信号幅度的同时利用1bit移相器调整两路信号的极性即I路信号可实现0°与180°切换，Q路信号可实现90°与270°切换。最后再经合路器合路，合路器完成的是矢量加和的作用。I路和Q路的合成矢量可在4个象限内移动，移相角度可达360°。数字矢量合成器的工作原理示意图如图7所示，为了简化硬件电路设计，将数字矢量合成器与射频前端设计在同一电路板上，制作得到的印制电路板(PCB)。

数字矢量合成移相器的原理数学表述如下：

假设输入信号为V_IN＝v_insin(ωt)，经过3dB正交耦合器后得到I路和Q路为V_I＝0.5v_Isin(ωt)和V_Q＝0.5v_Qcos(ωt)，其中v_I＝v_Q。记I、Q两路上各自DSA的衰减系数分别为A_I、A_Q，则DVSPS最终输出的信号为：

其中，

通过上式可知，该移相器的移相值

可通过改变I、Q两路的DSA的衰减值来调整。

当合成矢量的末端在I或者Q坐标轴上时，要求另一路信号的幅值为0但是由于使用的DSA最小的步进值为0.5dB，最大衰减值31.5dB，A_Iv_I与A_Qv_Q无法调整到0，所以在靠近坐标轴的地方会有部分较小的角度范围无法到达。根据上式计算，最小的误差角度为1.52°，即在理想情况下该移相器具有非常小的移相误差，实际使用时移相角度落在误差角度范围内的概率非常小。

同时上述式子也表明了这种移相器在改变信号相位的同时也可改变信号的幅度，考虑所有可能的矢量合成结果，则合成矢量末端的移动轨迹为一个平面。由阵列天线相关理论可知，阵列加权能够很好的抑制旁瓣。所以在本通信系统中，利用前述数字矢量合成移相器在调节信号相位的同时改变其幅度，使得天线阵列的旁瓣得到较好的抑制，降低了多波束之间干扰。

当要求阵列波束为宽波束时，即广播波束时，模拟移相器只能进行等辐移相当等幅移相时合成矢量末端的移动轨迹为平面上的一个圆，当满足下式所述条件时为等幅移相：

其中k为一常数，表示矢量的模值固定。数字矢量合成移相器的移相平面如图8所示。

利用MATLAB编程仿真了矢量合成移相器中衰减器分别以0.5dB、1dB、2dB步进以及衰减范围在0～10dB与0～31.5dB间矢量合成移相器在第一象限内的相移值，如图9和图10所示。

在大规模MIMO系统中大量的发射通道意味着需要大量的功放电路，为了降低系统整体功耗要求功放高线性度的同时能有较高的效率。而且射频功放产生的非线性失真产物会造成阵列波束的旁瓣拓展导致整体波束退化，严重影响了系统的通信质量。针对射频功放的线性化，目前常用技术方法是在基带数字域利用数字预失真(DPD)算法对功放进行线性化矫正。

本系统设计中在功放的输出端通过定向耦合器将功放的输出反馈至AD9361的其它接收通道并在ZYNQ中利用DPD算法处理，同时在发射链路上插入了一款射频功放模拟模拟预失真器处理芯片SC1894。该芯片可以在模拟域较好的完成对功放的线性化矫正，其内部集成了高速ADC、DAC以及基于记忆多项式Volterra级数的功放模型处理核，具有很高的集成度，该模拟预失真芯片与DPD算法相配合提供最大化的功放线性度。

考虑到子阵列内部进入每一路功放的射频信号均来自同一个AD9361的发射通道含有相同的数据信息，只是经过不同的移相网络后信号的相位存在差异，但并不会对功放自身的失真特性与传递函数模型造成影响，所以基于此，利用单刀四掷开关切换，每次只对同一个子阵列中的一路功放的输出反馈信号进行处理，而将矫正的结果适用于在阵列中的所有的功放。子阵列功放预失真连接结构如图11所示。

考虑到在大规模MIMO系统中单个功放的性能对某个方向上特定波束的形成影响不大，混合波束赋形系统中以优化指定方向波束为目标的功放数字预失真算法更适合应用在大规模MIMO系统中。根据硬件系统的设计，混合波束赋形的硬件系统架构为部分连接子阵列结构，考虑均匀线性阵列(Uniform linear array，ULA)，天线阵列排列示意图如图12所示。

天线阵列按独立的射频链路分为P个子阵列，其中每个子阵列中有N个天线单元，阵列中每个天线单元之间的距离为d，通过移相器调整各个天线单元之间的相位差相等且均为β，更具ULA的阵列向量，模拟波束赋形的加权因子表示为

每个功放的输入表示为

x_p,i(n)＝α_px(n)e^{j((i-1)+N(P-1))β} (6)

其中，α_p表示第p个子阵列对应的数字预编码权重系数。

根据功放的非线性失真模型，功放的输出表示为：

其中，

与

分别表示在第p个子阵列中的第i个天线单元所对应功放的AM-AM失真模型与AM-PM失真模型。考虑天线阵列在目标方向θ上的远场(r_n>10λ,(i＝1,2…N))响应表达式为：

其中，Φ表示天线单元之间的波程差，又称相位因子：

Φ＝kdcosθ+β (9)

其中，

λ表示信号波长，d表示天线单元之间的距离。

阵列在θ方向上远场处的响应为：

式中：

当Φ＝2mπ时，天线单元在目标方向θ上远场处的相位同相，所以在该方向上形成波束主瓣；当Φ＝(2m+1)π时，天线阵列在目标方向上远场处的相位反相，导致相互抵消从而在该方向形成零陷。在实际的应用场景下，接收端天线的距离与发送端天线的距离满足远场条件，即L＞＞10λ，可以认为在接收端天线到发送端天线的距离为平行线，即令：

解得：

通过上式可知ULA在目标方向远场处的响应由载波频率、移相器移相角度、天线之间的距离决定。所以在给定通信载波频率与天线之间的距离之后可通过控制移相器的移相角度从而控制波束的指向。为了在发射端得到天线阵列在远场处的响应，通过耦合器采集得到每一个功放的输出信号，其相位经过了基带数字预编码带来的相位偏移与移相器的相位调整，经过与目标方向θ远场处的阵列的响应对比可以看出，需要对反馈的信号进行相位补偿，补偿量为：

通过上式既可以通过功放输出的反馈信号在发射端的得到阵列在θ方向上的远场响应。

射频前端电路中的功放利用基于Volterra级数简化模型的记忆多项式(MP)模型进行非线性建模。MP模型只保留了Volterra级数的对角项，在Volterra级数的复杂度和准确度上进行了折中，使得模型的系数大大减少，因此便于实现应用非常广泛。模型的数学表述为：

其中，x(n)为系统的输入信号，y(n)为系统的输出信号，Q为模型的记忆深度，K为模型的非线性阶数，

为功放记忆多项式子模型的系数。将功放的输入信号带入到上式模型中，得到功放的输出为：

其中，

阵列在θ方向上的远场响应为：

因

为记忆多项式子模型的系数只与模型的记忆深度Q、模型的非线性阶数K有关，所以对上式的系数进行合并得到：

即得到：

若考虑阵列加权，则模拟波束赋形加权因子为：

其中，w_i(i＝1,2…P)则(17)式转化为：

其中，

考虑在阵列加权下的模拟波束赋形加权因子

中，幅度加权因子w_i(i＝1,2…P)，可以通过常用的窗口函数生成。例如基于二项式权值去除旁瓣，前提是天线间距满足

取N＝4，得到基于二项式的权值为：w₁＝0.125,w₂＝0.375,w₃＝0.375,w₄＝0.125。实际使用时还可以利用汉明、高斯等窗函数计算权值。本发明使用间接学习预失真结构，系统结构如下图13所示。

对各子阵列的输出的远场响应进行组合作为训练估计器的输入信号，利用矩阵R表示：

其中，

r_mk(i)＝y(n+i-m)|y(n+i-m)|^k-1 (25)

得到预失真器的输出信号为：

X＝Rb (26)

其中，b表示功放MP模型对应的预失真器的系数，利用最小二乘原理可解得：

b＝(R^HR)^-1R^HX (27)

阵列在θ方向上的远场响应依然满足(20)式所述形式。

综上所述，分米波混合波束赋形方法实施步骤如下：

下面结合仿真对本发明的技术效果作详细的描述。

基于以上算法利用Matlab进行数值仿真，其中子阵列数目P＝4，每个子阵列中含有天线单元数量N＝4，功放的MP失真模型中，记忆深度M＝3，非线性阶数K＝9，仿真输入载波频率450MHz带宽25MHz，峰均比9dB的OFDM信号，对系统进行预失真与非预失真前后45°方向上信号邻信道功率抑制比(ACPR)进行对比得到如下图14，对比结果可以看出，是否采取了DPD对于指定方向上主波束功率值大小没有影响，但是采取DPD后45°方向上发射信号的ACPR值得到了较大改善。

本发明系统的核心控制芯片可有其他型号的处理器代替；基带信号到射频信号的调制过程可采用其他类型的捷变收发器，比如AD9371等；混合波束赋形电路中移相器用其他类型的移相器代替；射频功放的非线性建模采用其他类型的处理模型，例如Winner模型等。

应当注意，本发明的实施方式可以通过硬件、软件或者软件和硬件的结合来实现。硬件部分可以利用专用逻辑来实现；软件部分可以存储在存储器中，由适当的指令执行系统，例如微处理器或者专用设计硬件来执行。本领域的普通技术人员可以理解上述的设备和方法可以使用计算机可执行指令和/或包含在处理器控制代码中来实现，例如在诸如磁盘、CD或DVD-ROM的载体介质、诸如只读存储器(固件)的可编程的存储器或者诸如光学或电子信号载体的数据载体上提供了这样的代码。本发明的设备及其模块可以由诸如超大规模集成电路或门阵列、诸如逻辑芯片、晶体管等的半导体、或者诸如现场可编程门阵列、可编程逻辑设备等的可编程硬件设备的硬件电路实现，也可以用由各种类型的处理器执行的软件实现，也可以由上述硬件电路和软件的结合例如固件来实现。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种分米波混合波束赋形方法，其特征在于，所述分米波混合波束赋形方法包括：

得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；

2.如权利要求1所述的分米波混合波束赋形方法，其特征在于，所述分米波混合波束赋形方法输入待发射信号x(n)，天线子阵列数量P＝4，每个子阵列中含有N＝4个天线，数字预编码权重矢量为w_D＝(1,1,1,1)^T，数字预编码权重矢量可根据MIMO空时编码做调整，天线之间的相位差

3.如权利要求1所述的分米波混合波束赋形方法，其特征在于，所述分米波混合波束赋形方法通过式

得到每个功放的输出信号y_p,i(n)，由式

计算得到阵列的远场响应s_R(n)。

4.如权利要求1所述的分米波混合波束赋形方法，其特征在于，所述分米波混合波束赋形方法功放的非线性模型采用MP模型，在间接学习结构中利用阵列的输出信号s_R(n)与系统的输入信号x(n)，通过式

r_mk(i)＝y(n+i-m)|y(n+i-m)|^k-1、X＝Rb、b＝(R^HR)^-1R^HX求解DPD系数。

5.如权利要求1所述的分米波混合波束赋形方法，其特征在于，所述分米波混合波束赋形方法将经过DPD的信号输入到系统中，再检测阵列的远场响应s_R(n)，直至DPD算法收敛，误差e(n)满足仿真设定值。

6.一种计算机设备，其特征在于，所述计算机设备包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时，使得所述处理器执行如下步骤：

得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；

7.一种计算机可读存储介质，存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，使得所述处理器执行如下步骤：

得到每个功放的输出信号，计算得到阵列的远场响应；

8.一种实施权利要求1～5任意一项所述分米波混合波束赋形方法的分米波混合波束赋形系统，其特征在于，所述分米波混合波束赋形系统包括：

9.一种无线通信系统，其特征在于，所述无线通信系统用于实现权利要求1～5任意一项所述分米波混合波束赋形方法。

10.一种海上通信设备，其特征在于，所述海上通信设备用于实现权利要求1～5任意一项所述分米波混合波束赋形方法。