CN113098257A - 阻抗变换器和Boost PFC变换器 - Google Patents

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Abstract

一种Boost PFC变换器，包括：第一PFC电路、第二PFC电路、阻抗变换器、负载电阻和整流桥，其中，所述第一PFC电路和所述第二PFC电路并联连接，所述阻抗变换器耦接在所述第一PFC电路和第二PFC电路的输入和输出之间；以及所述整流桥与所述第一PFC和所述第二PFC电路的输入相耦接，用于提供输入电压，所述负载电阻与阻抗变换器相并联，用于提供输出电压。本发明还提供了一种阻抗变换器。采用本发明方案可以有效减小变换器的输入和输出电流脉动，等效增加输入电流脉动的频率。

Description

阻抗变换器和Boost PFC变换器
技术领域
本发明涉及变换器领域，更具体地涉及一种基于分数阶系统的并联交错BoostPFC变换器和阻抗变换器。
背景技术
Boost(升压)PFC(power factor correction，功率因素校正)变换器理论分析的前提是对实际系统建立符合的数学模型，随着分数阶微积分理论研究的不断突破，在很多领域开始建立分数阶模型。国内外相关研究已证明电感和电容呈现分数阶特性。
关于分数阶元件的构造，主要是从分数阶微积分的拉普拉斯变换研究其分数阶算子的逼近方法，因为分数阶微积分在时域定义计算复杂，在S域与整数阶的区别仅仅在于S算子幂指数不同，计算相对简单。分抗的逼近主要从电子电路阻抗函数与数学运算两方面考察分抗、分抗逼近电路的存在性和实现的可能性，分数阶算子的逼近一般分为与图论相关的分形分抗逼近电路和纯数学角度的有理逼近。
Boost PFC变换器具有输入功率因数高、开关管零电流开通、二极管零电流关断等优点。现有技术需要一种多个PFC并联交错的电路来实现上述功能。
上述在背景部分公开的信息仅用于对本发明的背景做进一步的理解，因此它可以包含对于本领域普通技术人员已知的不构成现有技术的信息。
发明内容
本发明提供了Boost PFC变换器和阻抗变换器，能够提高输入电流的开关频率，降低输入和输出电流脉动，并且克服了采用整数阶模型描述电容存在的误差，设计了阻抗变换器的分数阶电容模型。
为此，本发明一方面提供了一种Boost PFC变换器，另一方面提供了一种阻抗变换器。
本发明的第一方面提供了一种阻抗变换器,包括,第一电阻、第二电阻,第一分数阶电容和第二分数阶电容，第一运算放大器和第二运算放大器；其中第一分数阶电容、第一电阻、第二分数阶电容和第二电阻和依次串联联接；第一运算放大器的同相输入端与第一分数阶电容的输入相耦接，述第一运算放大器的反相输入端与第二运算放大器的反向输入端和第二分数阶电容的输入端相耦接；第一运算放大器的输出端与第二分数阶电容的输出端相耦接；第二运算放大器的同相输入端与第四电阻的输出相耦接，第二运算放大器的输出端与第一分数阶电容的输出端相耦接。
根据本发明的一个实施例，还包括接地电阻，所述接地电阻耦接在所述第二电阻的输出和接地之间。
根据本发明的一个实施例，所述第一分数阶电容和第二分数阶电容为牛顿正则二次迭代阻抗网络。
根据本发明的一个实施例，所述第一分数阶电容和所述第二分数阶电容的阶次都在0到1之间。
根据本发明的一个实施例，其中所述第一运算放大器和第二运算放大器为理想运算放大器。
本发明的第二方面提供了一种Boost PFC变换器，包括：第一PFC电路、第二PFC电路、阻抗变换器、负载电阻和整流桥，其中，所述第一PFC电路和所述第二PFC电路并联连接，所述阻抗变换器耦接在所述第一PFC电路和第二PFC电路的输入和输出之间；以及所述整流桥与所述第一PFC和所述第二PFC电路的输入相耦接，用于提供输入电压，所述负载电阻与阻抗变换器相并联，用于提供输出电压。
根据本发明的一个实施例，所述第一PFC电路包括：第一升压电感、第一二极管、第一控制开开关，所述第一控制开关连接在所述第一升压电感和第二二极管之间；所述第二PFC电路包括：第二升压电感、第二控制开关、第二二级管，所述第二控制开关连接在所述第二升压电感和第二二极管之间；以及其中所述第一PFC电路的输入为第一升压电感的输入，输出为第一二极管输出。
根据本发明的一个实施例，其中所述第一开关和所述第二开关的导通相位相差180度。
根据本发明的一个实施例，其中所述阻抗变换器的分数阶电容的阶次在1和2之间。
根据本发明的一个实施例，其中，当所述第一控制开关导通时，第一升压电感存储能量；当第一控制开关关断时，由第一二极管释放能量，给所述阻抗变换器充电并给负载供电；以及当所述第二控制开关导通时，第二升压电感存储能量；当第二控制开关关断时，由第二二极管释放能量，给所述阻抗变换器充电并给负载供电。
本发明采用PFC交错并联技术可以有效减小变换器的输入和输出电流脉动，等效增加输入电流脉动的频率，有利于减小滤波器的元件和尺寸。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图进行简单介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是根据本发明的一个示例性的实施例的Boost PFC变换器设计原理图。
图2是根据本发明的一个示例性的实施例的牛顿正则迭代法的示例图。
图3是根据本发明的一个示例性实施例的阻抗变换器的电路框图。
图4是根据本发明的一个示例性实施例的基于分数阶系统的并联交错Boost PFC变换器的电路框图。
具体实施例
如在本文中所使用的，词语“第一”、“第二”等可以用于描述本发明的示例性实施例中的元件。这些词语只用于区分一个元件与另一元件，并且对应元件的固有特征或顺序等不受该词语的限制。除非另有定义，本文中使用的所有术语(包括技术或科学术语)具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的含意相同的含意。如在常用词典中定义的那些术语被解释为具有与相关技术领域中的上下文含意相同的含意，而不被解释为具有理想或过于正式的含意，除非在本发明中被明确定义为具有这样的含意。
本领域的技术人员将理解的是，本文中描述的且在附图中说明的本发明的装置和方法是非限制性的示例性实施例，并且本发明的范围仅由权利要求书限定。结合一个示例性实施例所说明或描述的特征可与其他实施例的特征组合。这种修改和变化包括在本发明的范围内。
下文中，将参考附图详细描述本发明的示例性实施例。在附图中，省略相关已知功能或配置的详细描述，以避免不必要地遮蔽本发明的技术要点。另外，通篇描述中，相同的附图标记始终指代相同的电路、模块或单元，并且为了简洁，省略对相同电路、模块或单元的重复描述。
此外，应当理解一个或多个以下方法或其方面可以通过至少一个控制系统、控制单元或控制器执行。术语“控制单元”，“控制器”,“控制模块”或者“主控模块”可以指代包括存储器和处理器的硬件设备。存储器或者计算机可读存储介质配置成存储程序指令，而处理器具体配置成执行程序指令以执行将在以下进一步描述的一个或更多进程。而且，应当理解，正如本领域普通技术人员将意识到的，以下方法可以通过包括处理器并结合一个或多个其他部件来执行。
在输出功率相对较低的应用场合(小于100W)，如手机充电器、笔记本适配器等，一般采用单路Boost PFC变换器，而在输出功率相对较大的应用场合(100W-1000W)，如桌面电脑、入门级的服务器、大屏幕智能电视以及网络通讯电源等，可采用多个Boost PFC变换器并联工作。这些变换器可以采用交错控制，即各变换器开关管的驱动信号依次移相360°/N(N为并联的变换器数量)，这样能等效提高输入电流的开关频率，降低输入和输出电流脉动，减小输入和输出滤波器。
但现实世界中是不存在理想的电阻、电容和电感，当然分抗的存在也不是理想的，而且现在还没有作为单个元件存在的集总分抗元件，所以能否利用现有的电感、电阻和电容构造出在一定程度上逼近分抗元件外特性的组合电路，该逼近都是在一定频率范围内表现出分数阶的数学关系。
现有的电感和电容的实际外特性呈分数阶性质，只是其阶数非常接近于整数1。所以整数阶的理论模型实际上都存在着一定的理论误差。可以从两个方面消除理论误差：其一，能否测得电感电容实际阶数或建立其实际的分数阶模型；其二，能否利用这些阶数接近于1的器件去构造阶数远偏离于1的真正意义上的分数阶器件。由于采用整数阶模型描述电容存在着一定的误差，因此需要对分数阶模型进行深入的研究。
图1是根据本发明的一个示例性的实施例的Boost PFC变换器设计原理图。
如图1所示，在本发明的方案中，首先在分析交错并联Boost PFC变换器的原理的基础上，根据分数阶模型的特性，分析分数阶电容等效的电路模型；然后根据牛顿正则迭代法构建分数阶小于1的分数阶电容的逼近电路；然后根据广义阻抗变换器电路GIC构建分数阶大于1的分数阶电容逼近电路(也即阻抗变换器中的分数阶逼近电路)；最后在上述基础上构造本发明的分数阶交错并联Boost PFC变换器的主电路。在进行上述分析时，假设(a)所有Boost PFC变换器的元器件均为理想的；(b)输出电压脉动与其直流量相比很小，可认为输出电压是恒定的；(c)开关频率远高于输入电压频率。
图2是根据本发明的一个示例性的实施例的牛顿正则迭代法的示例图。
如图2所示，图2中的电路所示出了s1/3牛顿正则二次迭代阻抗网络。牛顿正则迭代法主要是通过求解方程转化来实现1/n阶次，在拉普拉斯域中利用有理分式逼近分数阶算子sα，在得到逼近的有理分式后对有理分式化简为连分式或部分分式展开，从而得到对应的电路形式及其元件值。牛顿正则迭代法是直接给定拟合区间，从而得到比较宽的逼近频带。
图3是根据本发明的一个示例性实施例的阻抗变换器的电路框图。
如图3所示，图3是根据本发明实施例的一种分数阶大于1的分数阶电容的逼近电路。结合图3所示，采用GIC(Generalized Impedance Converter，广义阻抗变换器)电路实现，其由运算放大器组成的一种广义阻抗变换(general impedance converter，GIC)电路，阻抗变换器包括：第一电阻Z2、第二电阻Z4,第一分数阶电容Z1和第二分数阶电容Z3，第一运算放大器U1第二运算放大器U2；其中第一分数阶电容、第一电阻、第二分数阶电容和第二电阻和依次串联联接；第一运算放大器的同相输入端与第一分数阶电容的输入相耦接，述第一运算放大器的反相输入端与第二运算放大器的反向输入端和第二分数阶电容的输入端相耦接；第一运算放大器的输出端与第二分数阶电容的输出端相耦接；第二运算放大器的同相输入端与第四电阻的输出相耦接，第二运算放大器的输出端与第一分数阶电容的输出端相耦接。阻抗变换器还包括接地电阻ZL，所述接地电阻耦接在所述第二电阻的输出和接地之间。
如图3所示，第一分数阶电容Z1和第二分数阶电容Z3可由图1中的牛顿正则二次迭代的方法来设计，也就是说，第一分数阶电容和第二分数阶电容为牛顿正则二次迭代阻抗网络。
图3所示出的阻抗变换器电路既可以模拟电容，也可以模拟电感，电路所呈现的阻抗性质由Z1～Z4及ZL所选择的电容或电阻来决定。其中，第一分数阶电容Z1和第二分数阶电容Z3分别为两个阶数小于1的分数阶电容的阻抗，每个分数阶电容可以用图1类似的结构实现。Z1是阶次为α(0<α<1)电容Cz1的阻抗，Z3是阶次为β(0<β<1)电容Cz3的阻抗，且α+β>1，第一电阻Z2、第二电阻Z4、接地电阻ZL分别为电阻r2、r4和RL，图2中的第一运算放大器和第二运算放大器为理想运算放大器。
根据图3所示的阻抗变换电路，电路的输入阻抗为：
Figure BDA0002977279110000061
若Z1和Z3分别是阶次为α的电容Cz1和阶次为β的电容Cz3时，则当Z2、Z4和ZL为电阻r2、r4和RL时，其输入阻抗Zi(s)＝RL/(sα+β*Cz1*Cz3*r2*r4)＝1/(sα+β*Ceq)，Ceq为阻抗变换器的等效电容量，阻抗变换器可模拟阶次为α+β、电容量为Ceq的电容.因此，应用图2所示的GIC电路，把α阶分数阶电容转换为α+β阶分数阶电感，把分数阶电容的阶次扩展为0-2阶，最终可实现0-2阶的分数阶电容和分数阶电感。
图4是根据奔发明的一个示例性实施例的基于分数阶系统的并联交错Boost PFC变换器的电路框图。
如图4所示，Boost PFC变换器包括第一PFC电路、第二PFC电路、阻抗变换器、负载电阻和整流桥，其中，所述第一PFC电路和所述第二PFC电路并联连接，所述阻抗变换器耦接在所述第一PFC电路和第二PFC电路的输入和输出之间；以及所述整流桥与所述第一PFC和所述第二PFC电路的输入相耦接，用于提供输入电压，所述负载电阻与阻抗变换器相并联，用于提供输出电压。其中所述第一PFC电路包括：第一升压电感、第一二极管、第一控制开开关，所述第一控制开关连接在所述第一升压电感和第二二极管之间；所述第二PFC电路包括：第二升压电感、第二控制开关、第二二级管，所述第二控制开关连接在所述第二升压电感和第二二极管之间；以及其中所述第一PFC电路的输入为第一升压电感的输入，输出为第一二极管输出。
具体地，如图4所示，其中S1、S2是第一和第二控制开关；D1、D2是第一和第二二极管；L1、L2是第一和第二升压电感；Cβ是分数阶电容，并且Cβ的分数阶次在1和2之间(即1<Cβ的分数阶次<2)；vin是输入电压；vo是输出电压；vg是整流后的输入电压；R是负载电阻。输入是vin，输出是vo，左边方框是整流桥。
其中图4的PFC电路由两个升压PFC并联组成，该升压PFC的两个功率开关管(即第一和第二控制开关S1、S2)导通相位相差180度。由于两个功率开关管移相导通，其相位差使两个升压电感的纹波电流相互抵消，从而减小了输入电流的总纹波，理论上，当占空比为50％时，纹波电流可完全抵消。
图4的Boost PFC变换器电路基本工作原理为：S1管导通时，L1储存能量；当所述第一控制开关导通时，第一升压电感存储能量；当第一控制开关关断时，由第一二极管释放能量，给所述阻抗变换器充电并给负载供电；以及当所述第二控制开关导通时，第二升压电感存储能量；当第二控制开关关断时，由第二二极管释放能量，给所述阻抗变换器充电并给负载供电。第一和第二控制开关S1、S2相移180°导通。
本发明的方案采用牛顿正则迭代法得出分数阶小于1的分数阶电容逼近电路。本发明的方案还将牛顿正则迭代法和GIC电路相结合，设计出阶数大于1的分数阶电容逼近电路。
作为本发明示例的上文涉及的附图和本发明的详细描述，用于解释本发明，但不限制权利要求中描述的本发明的含义或范围。因此，本领域技术人员可以很容易地从上面的描述中实现修改。此外，本领域技术人员可以删除一些本文描述的组成元件而不使性能劣化，或者可以添加其它的组成元件以提高性能。此外，本领域技术人员可以根据工艺或设备的环境来改变本文描述的方法的步骤的顺序。因此，本发明的范围不应该由上文描述的实施例来确定，而是由权利要求及其等同形式来确定。
尽管本发明结合目前被认为是可实现的实施例已经进行了描述，但是应当理解本发明并不限于所公开的实施例，而相反的，意在覆盖包括在所附权利要求的精神和范围内的各种修改和等同配置。

Claims (11)

1.一种阻抗变换器,包括,第一电阻、第二电阻,第一分数阶电容和第二分数阶电容，第一运算放大器和第二运算放大器；其中
第一分数阶电容、第一电阻、第二分数阶电容和第二电阻和依次串联联接；
第一运算放大器的同相输入端与第一分数阶电容的输入相耦接，述第一运算放大器的反相输入端与第二运算放大器的反向输入端和第二分数阶电容的输入端相耦接；第一运算放大器的输出端与第二分数阶电容的输出端相耦接；第二运算放大器的同相输入端与第四电阻的输出相耦接，第二运算放大器的输出端与第一分数阶电容的输出端相耦接。
2.根据权利要求1的阻抗变换器，还包括接地电阻，所述接地电阻耦接在所述第二电阻的输出和接地之间。
3.根据权利要求1的阻抗变换器,所述第一分数阶电容和第二分数阶电容为牛顿正则二次迭代阻抗网络。
4.根据权利要求1的阻抗变换器,所述第一分数阶电容和所述第二分数阶电容的阶次都在0到1之间。
5.根据权利要求1的阻抗变换器,其中所述第一运算放大器和第二运算放大器为理想运算放大器。
6.一种Boost PFC变换器，包括：第一PFC电路、第二PFC电路、阻抗变换器、负载电阻和整流桥，其中，
所述第一PFC电路和所述第二PFC电路并联连接，所述阻抗变换器耦接在所述第一PFC电路和第二PFC电路的输入和输出之间；以及
所述整流桥与所述第一PFC和所述第二PFC电路的输入相耦接，用于提供输入电压，所述负载电阻与阻抗变换器相并联，用于提供输出电压。
7.根据权利要求6所述的Boost PFC变换器，其中
所述第一PFC电路包括：第一升压电感、第一二极管、第一控制开开关，所述第一控制开关连接在所述第一升压电感和第二二极管之间；
所述第二PFC电路包括：第二升压电感、第二控制开关、第二二级管，所述第二控制开关连接在所述第二升压电感和第二二极管之间；以及
其中所述第一PFC电路的输入为第一升压电感的输入，输出为第一二极管输出。
8.根据权利要求7所述的Boost PFC变换器，其中所述第一开关和所述第二开关的导通相位相差180度。
9.根据权利要求6所述的Boost PFC变换器，其中所述阻抗变换器的分数阶电容的阶次在1和2之间。
10. 根据权利要求6所述的Boost PFC变换器，其中所述阻抗变换器为根据权利要求1-5任一项所述的阻抗变换器。
11.根据权利要求8所述的Boost PFC变换器，其中，
当所述第一控制开关导通时，第一升压电感存储能量；当第一控制开关关断时，由第一二极管释放能量，给所述阻抗变换器充电并给负载供电；以及
当所述第二控制开关导通时，第二升压电感存储能量；当第二控制开关关断时，由第二二极管释放能量，给所述阻抗变换器充电并给负载供电。
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