CN112290802B - 一种l-llc谐振变换器的超宽增益范围调节方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种L‑LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，适用于柔性直流输、配电网，新能源并网，蓄电池储能等用到宽电压范围L‑LLC谐振变换器的领域。本发明所提出的L‑LLC谐振变换器超宽增益范围调节方法赋予了L‑LLC谐振变换器宽范围电压调节能力，保证了L‑LLC谐振变换器良好的软开关特性，本发明所提出的L‑LLC超宽增益范围调节方法对桥臂控制进行了优化，消除了辅助电感引入的偏磁现象。

Description

一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法
技术领域
本发明涉及一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，适用于柔性直流输、配电网，新能源并网，蓄电池储能等所有可能用到中、高压双向隔离直流电力电子变压器的领域。
背景技术
电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)，又称固态变压器(SolidState Transformer，SST)，是一种通过高频能量变换技术替代传统变压器的电子电力装置。用于两个直流母线间能量传输和电气隔离的电力电子变压器又被称为直流电力电子变压器(DC Power Electronic Transformer，DCPET)。DCPET被广泛应用在柔性直流输、配电网，新能源并网，能源互联网等所有可能用到中、高压双向隔离直流变换的领域。L-LLC谐振变换器是带辅助电感的LLC谐振变换器，可以作为双向隔离直流电力电子变压器的典型拓扑，在柔性输电中的应用越来越广泛，使其具备更宽范围的电压调节能力的需求越来越大。
为了拓宽新能源并网的输入/输出电压范围，提出了一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，是通过将已有的L-LLC拓扑进行相应的开关管控制，从而进行拓扑演变，由全桥变换为非对称半桥的方法；在此之前，已有不少学者进行了LLC拓扑的相关研究，通过控制开关管的开通与关闭，即在全桥LLC和半桥LLC之间切换(FBLLC-HBLLC)，将输入电压范围分为两部分，在较低输入电压范围内采用全桥LLC拓扑(FBLLCMode)，在较高输入电压范围内采用半桥LLC拓扑(HBLLCMode)，将全桥LLC电路变换成非对称半桥电路，从而使得输入电压利用率减半，电路的增益曲线减半，从而获得输出电压的更宽范围输出。这种变拓扑的控制方法，不仅保留了LLC原有的软开关特性，在开通时原边功率开关管可以零电压开通，副边功率开关管可以零电流开通，关断时副边功率开关管可以零电流关断，实现了宽范围和高效率，而且这种变拓扑电路完全不增加额外器件，单纯依靠控制功率开关管的开通关闭，控制简单，可以高效率的进行拓扑切换。
然而，L-LLC拓扑与传统LLC电路拓扑有所不同，L-LLC电路较传统LLC电路增加了辅助电感，如果依旧按照传统LLC的全桥变非对称半桥的控制方法，辅助电感两端电压始终为正，辅助电感的能量始终在积累，最终会造成辅助电感偏磁的问题，偏磁会使得电感值急剧下降，造成电流偏大、温度上升，严重会使得电感损坏。
发明内容
针对L-LLC拓扑增益范围受限，输出电压范围无法满足要求的问题，本发明提出了一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，在不同增益要求下进行全桥拓扑和半桥拓扑之间的切换，能够保证L-LLC谐振变换器在超宽增益范围工作，同时保证了软开关特性。
为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：
L-LLC谐振变换器由原边H桥、中高频变压器、副边H桥以及谐振网络组成，谐振网络包括：谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm1和辅助电感Lm2，中高频变压器的变比为n:1，原边H桥由功率开关管S1-S4组成，副边H桥由功率开关管S5-S8组成；功率开关管S1与功率开关管S2的中点设为A端，功率开关管S3与功率开关管S4的中点设为B端，功率开关管S5与功率开关管S6的中点设为C端，功率开关管S7与功率开关管S8的中点设为D端。
为保证L-LLC全桥电路在宽范围增益都能达到较高的转化效率，提出了一种超宽增益范围调节方法，L-LLC半桥拓扑相对于全桥拓扑输入电压利用率减半，所以可以通过控制桥臂开关管开通与关断使全桥L-LLC与半桥L-LLC之间相互切换(FBL-LLC-HBL-LLC)，在较高增益范围采用全桥L-LLC拓扑(FBL-LLC)，在较低增益范围采用半桥L-LLC拓扑(HBL-LLC)。
一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，应用于L-LLC谐振变换器，包括以下步骤：
步骤1、当L-LLC谐振变换器在增益为1以上的范围内工作时，采用全桥L-LLC拓扑，全桥L-LLC原边功率开关管S1、S4与S2、S3在一个周期内以占空比为0.5交替导通，通过改变开关频率fs改变输出电压；当L-LLC谐振变换器在增益为1以下的范围内工作时，采用半桥L-LLC拓扑，对全桥L-LLC原边功率开关管进行控制并切换为不对称半桥L-LLC拓扑；
步骤2、由于存在辅助电感Lm2，所以在拓扑变换时需要进行桥臂切换以消除辅助电感Lm2偏磁现象，一个工作周期内原边功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1、S2以占空比为0.5交替导通；下一个周期内原边功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3、S4以占空比为0.5交替导通；L-LLC谐振变换器在超宽增益范围工作时能够实现功率开关管S1、S2、S3、S4的零电压开通和S5、S6、S7、S8的零电流开通和零电流关断，具有良好的软开关特性；超宽增益范围为增益为1以下的范围和增益为1以上的范围。
步骤3、全桥L-LLC通过桥臂切换变为半桥L-LLC后两个工作周期内包括八种工作模态，其中的4种工作模态能够实现直流电容间的能量传递，并通过改变开关频率fs，能够调节L-LLC谐振变换器的输出电压。
进一步地，L-LLC谐振变换器可以看作LLC电路与辅助电感Lm2钳位电路的叠加，LC阶段的谐振频率为
Figure GDA0003160685980000031
LLC阶段的谐振频率为
Figure GDA0003160685980000041
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，lm1是励磁电感Lm1的电感值。
进一步地，若无桥臂切换模式的全桥变半桥拓扑，则A、B两端电压VAB始终为正，会造成辅助电感Lm2偏磁现象，进行桥臂切换不仅使得输入电压的电压利用率减半，还可以有效的令VAB电压正负对称，解决了辅助电感Lm2的偏磁问题。
进一步地，步骤3中的八种工作模态分别为：
t0-t1阶段为模态I：t0时刻，功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1闭合、功率开关管S2断开，功率开关管S1为零电压(Zero Voltage SwitchZVS)开通；此阶段VAB为正，辅助电感Lm2的电流iLm2线性上升，谐振电流iLr正弦上升，励磁电流iLm1线性上升，谐振电流和励磁电流差大于0，副边电流is会流经功率开关管S5、S8，功率开关管S5、S8为零电流(Zero Current SwitchZCS)开通；
t1-t2阶段为模态II：功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1闭合、功率开关管S2断开；VAB为正，辅助电感Lm2的电流iLm2线性上升，在t1时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S5、S8为零电流关断，模态II持续至t2时刻；
t2-t3阶段为模态III：从t2至t3时刻，功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S2闭合、功率开关管S1断开，功率开关管S2为零电压开通；此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，谐振电流iLr正弦下降，励磁电流iLm1线性下降，谐振电流和励磁电流差绝对值大于0，副边电流is流经功率开关管S6、S7，功率开关管S6、S7为零电流开通；
t3-t4阶段为模态IV：功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S2闭合、功率开关管S1断开，VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，在t3时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S6、S7为零电流关断，模态Ⅳ持续至t4时刻；
t4-t5阶段为模态V：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3闭合、功率开关管S4断开，功率开关管S3为零电压开通；此阶段VAB为负，辅助电感Lm2的电流iLm2线性下降，谐振电流iLr正弦下降，励磁电流iLm1线性下降，谐振电流和励磁电流差绝对值大于0，副边电流is流经功率开关管S6、S7，功率开关管S6、S7为零电流开通；
t5-t6阶段为模态VI：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3闭合、功率开关管S4断开，此阶段VAB为负，辅助电感Lm2的电流iLm2线性下降，在t5时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S6、S7为零电流关断，模态VI持续至t6时刻；
t6-t7阶段为模态VII：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S4闭合、功率开关管S3断开，功率开关管S4为零电压开通；此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，谐振电流iLr正弦上升，励磁电流iLm1线性上升，谐振电流和励磁电流差大于0，副边电流is会流经功率开关管S5、S8，功率开关管S5、S8为零电流开通；
t7-t8阶段为模态VIII：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S4闭合、功率开关管S3断开，此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，在t7时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S5、S8为零电流关断，模态VIII持续至t8时刻；
其中，模态I、模态III、模态V和模态VII能够实现能量的原边到副边的传递，并通过改变开关频率fs，实现对副边输出电压的调压控制。
进一步地，t0-t1阶段为LC谐振阶段，辅助电感Lm2被输入电压钳位，电流线性上升，电路表达式为：
Figure GDA0003160685980000061
式中，ir(t)、im(t)、im2(t)、vr(t)分别是t0-t1阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir0、Vr0、Im0分别是t0时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压、辅助电感Lm2电流；n为中高频变压器变比大小；ω1为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure GDA0003160685980000062
Z1为此阶段的谐振阻抗，且
Figure GDA0003160685980000063
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vi为输入电压，Vo为输出电压，lm1是励磁电感Lm1的电感值，lm2是辅助电感Lm2的电感值；
t1-t2阶段为LLC谐振阶段，励磁电感Lm1参与谐振，辅助电感Lm2仍被输入电压钳位，电流继续线性上升，电路表达式为：
Figure GDA0003160685980000064
式中，ir 1(t)、im 1(t)、im2 1(t)、vr 1(t)分别是t1-t2阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir1、Vr1分别是t1时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压；n为中高频变压器变比大小；ω2为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure GDA0003160685980000065
Figure GDA0003160685980000066
Z2为此阶段的谐振阻抗，且
Figure GDA0003160685980000067
lr是谐振电感Lr的电感值，lm1是励磁电感Lm1的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vi为输入电压，lm2是辅助电感Lm2的电感值；
t2-t3阶段为LC谐振阶段，辅助电感Lm2两端电压为0，流经辅助电感Lm2的电流基本保持不变，电路表达式为：
Figure GDA0003160685980000071
式中，ir 2(t)、im 2(t)、im2 2(t)、vr 2(t)分别是t2-t3阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir2、Vr2、Im1分别是t2时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压、辅助电感Lm2电流；n为中高频变压器变比大小；ω1为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure GDA0003160685980000072
Z1为此阶段的谐振阻抗，且
Figure GDA0003160685980000073
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vo为输出电压，lm1是励磁电感Lm1的电感值；
t3-t4阶段为LLC谐振阶段，励磁电感Lm1参与谐振，辅助电感Lm2两端电压为0，流经辅助电感Lm2的电流基本保持不变，电路表达式为：
Figure GDA0003160685980000074
式中，ir 3(t)、im 3(t)、im2 3(t)、vr 3(t)分别是t3-t4阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir3、Vr3分别是t3时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压；n为变压器变比大小；ω2为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure GDA0003160685980000075
Z2为此阶段的谐振阻抗，且
Figure GDA0003160685980000076
Figure GDA0003160685980000077
lr是谐振电感Lr的电感值，lm1是励磁电感Lm1的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值；
上述只对整个电路的一个周期进行了分析，另一周期各模态与之对称，因此不过多赘述。
进一步地，根据电路工作原理，对L-LLC谐振变换器副边流过的电流进行积分处理得到输出电流Io：
Figure GDA0003160685980000081
Io、Vo分别是输出电流和输出电压；R是副边的等效电阻；Ts是整个电路的开关周期，且Ts＝1/fs；Δt1、Δt3分别为t0-t1阶段和t2-t3阶段的两段LC谐振的持续时间；
对一个周期进行分析，根据边界条件列出等式，边界条件为：
Figure GDA0003160685980000082
再联立输出电流Io可得到方程组，将已知条件：谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm1、辅助电感Lm2、输入电压Vi、功率P以及开关频率fs输入，求解方程组得到定频率下得增益大小，其中ir(t0)为t0时刻谐振电感Lr电流，vr(t0)为t0时刻谐振电容Cr电压，im(t0)为t0时刻励磁电感Lm1电流，ir 3(t4)为t4时刻谐振电感Lr电流，vr 3(t4)为t4时刻谐振电容Cr电压，im 3(t4)为t4时刻励磁电感Lm1电流。
本发明的有益技术效果：
1)本发明所提出的一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法增宽了L-LLC拓扑的增益范围，提高了调压能力；
2)本发明所提出的一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法可以保留功率开关管的软开关特性；
3)本发明所提出的一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法能够消除传统全桥拓扑变半桥拓扑的控制方法存在的辅助电感偏磁的问题。
附图说明
本发明有如下附图：
图1是本发明实施例中L-LLC谐振变换器全桥电路拓扑结构示意图；
图2是本发明实施例中L-LLC谐振变换器全桥变半桥奇数周期电路拓扑结构示意图；
图3是本发明实施例中L-LLC谐振变换器全桥变半桥偶数周期电路拓扑结构示意图；
图4是本发明实施例中L-LLC谐振变换器全桥变半桥开关管控制脉冲图和工作模态图；
图5是本发明实施例中L-LLC谐振变换器全桥变半桥控制前后增益曲线对比图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步详细说明。
本发明提供一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，应用于带辅助电感的L-LLC双向隔离直流电力电子变压器，下面结合附图1-5，对本发明提供的可以对L-LLC进行全桥拓扑到半桥拓扑的直流电力电子变压器拓扑做详细说明。图1是本发明实施例中L-LLC全桥拓扑的结构示意图，图2和图3是本发明实施例中L-LLC全桥拓扑切换为半桥拓扑的两个结构示意图，所述L-LLC谐振变换器由原边H桥、中高频变压器、副边H桥以及谐振网络所组成，谐振网络包括：谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm1和辅助电感Lm2，中高频变压器的变比为n:1，原边H桥由功率开关管S1-S4组成，副边H桥由功率开关管S5-S8组成；功率开关管S1与功率开关管S2的中点设为A端，功率开关管S3与功率开关管S4的中点设为B端，功率开关管S5与功率开关管S6的中点设为C端，功率开关管S7与功率开关管S8的中点设为D端。
为保证L-LLC全桥电路在宽范围增益都能达到较高的转化效率，提出了一种超宽增益范围调节方法，L-LLC半桥拓扑相对于全桥拓扑输入电压利用率减半，所以可以通过控制桥臂开关管开通与关断使全桥L-LLC与半桥L-LLC之间相互切换(FBL-LLC-HBL-LLC)，在较高增益范围采用全桥L-LLC拓扑(FBL-LLC)，在较低增益范围采用半桥L-LLC拓扑(HBL-LLC)。
一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，应用于L-LLC谐振变换器，包括以下步骤：
步骤1、当L-LLC谐振变换器在增益为1以上的范围内工作时，采用全桥L-LLC拓扑，全桥L-LLC原边功率开关管S1、S4与S2、S3在一个周期内以占空比为0.5交替导通，通过改变开关频率fs改变输出电压；当L-LLC谐振变换器在增益为1以下的范围内工作时，采用半桥L-LLC拓扑，对全桥L-LLC原边功率开关管进行控制并切换为不对称半桥L-LLC拓扑；
步骤2、由于存在辅助电感Lm2，所以在拓扑变换时需要进行桥臂切换以消除辅助电感Lm2偏磁现象，一个工作周期内原边功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1、S2以占空比为0.5交替导通；如图2所示，下一个周期内原边功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3、S4以占空比为0.5交替导通；如图3所示，L-LLC谐振变换器在超宽增益范围工作时能够实现功率开关管S1、S2、S3、S4的零电压开通和S5、S6、S7、S8的零电流开通和零电流关断，具有良好的软开关特性；
步骤3、全桥L-LLC通过桥臂切换变为半桥L-LLC后两个工作周期内包括八种工作模态，其中的4种工作模态能够实现直流电容间的能量传递，并通过改变开关频率fs，能够调节L-LLC谐振变换器的输出电压。
为了便于说明一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法原理，给出了图1、2、3所示奇数偶数周期拓扑演变的示意图。需要说明的是，L-LLC可以看作LLC电路与Lm2电感钳位电路的叠加，LC阶段的谐振频率为
Figure GDA0003160685980000111
LLC阶段的谐振频率为
Figure GDA0003160685980000112
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，lm1是励磁电感Lm1的电感值，若无桥臂切换模式的全桥变半桥拓扑，则A、B两端电压VAB始终为正，会造成Lm2偏磁现象，进行桥臂切换使得输入电压的电压利用率减半，还可以有效的令VAB电压正负对称，解决了Lm2的偏磁问题。
L-LLC谐振变换器的超宽增益范围控制的了两个工作周期内包括以下八种工作模态：
t0-t1阶段为模态I：t0时刻，功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1闭合、功率开关管S2断开，功率开关管S1为零电压(Zero Voltage SwitchZVS)开通；此阶段VAB为正，辅助电感Lm2的电流iLm2线性上升，谐振电流iLr正弦上升，励磁电流iLm1线性上升，谐振电流和励磁电流差大于0，副边电流is会流经功率开关管S5、S8，功率开关管S5、S8为零电流(Zero Current SwitchZCS)开通；
t1-t2阶段为模态II：功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1闭合、功率开关管S2断开；VAB为正，辅助电感Lm2的电流iLm2线性上升，在t1时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S5、S8为零电流关断，模态II持续至t2时刻；
t2-t3阶段为模态III：从t2至t3时刻，功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S2闭合、功率开关管S1断开，功率开关管S2为零电压开通；此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，谐振电流iLr正弦下降，励磁电流iLm1线性下降，谐振电流和励磁电流差绝对值大于0，副边电流is流经功率开关管S6、S7，功率开关管S6、S7为零电流开通；
t3-t4阶段为模态IV：功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S2闭合、功率开关管S1断开，VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，在t3时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S6、S7为零电流关断，模态Ⅳ持续至t4时刻；
t4-t5阶段为模态V：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3闭合、功率开关管S4断开，功率开关管S3为零电压开通；此阶段VAB为负，辅助电感Lm2的电流iLm2线性下降，谐振电流iLr正弦下降，励磁电流iLm1线性下降，谐振电流和励磁电流差绝对值大于0，副边电流is流经功率开关管S6、S7，功率开关管S6、S7为零电流开通；
t5-t6阶段为模态VI：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3闭合、功率开关管S4断开，此阶段VAB为负，辅助电感Lm2的电流iLm2线性下降，在t5时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S6、S7为零电流关断，模态VI持续至t6时刻；
t6-t7阶段为模态VII：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S4闭合、功率开关管S3断开，功率开关管S4为零电压开通；此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，谐振电流iLr正弦上升，励磁电流iLm1线性上升，谐振电流和励磁电流差大于0，副边电流is会流经功率开关管S5、S8，功率开关管S5、S8为零电流开通；
t7-t8阶段为模态VIII：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S4闭合、功率开关管S3断开，此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，在t7时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S5、S8为零电流关断，模态VIII持续至t8时刻；
其中，模态I、模态III、模态V和模态VII能够实现能量的原边到副边的传递，并通过改变开关频率fs，实现对副边输出电压的调压控制。
图4所示是一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法的一个周期内开关管的控制脉冲和该脉冲控制下的电流波形图，通过对控制周期进行计数，在奇数周期时将功率开关管S3关断、S4导通，功率开关管S1、S2正常的以占空比0.5进行半桥控制；在偶数周期时将功率开关管S1关断、S2导通，功率开关管S3、S4正常的以占空比0.5进行半桥控制。
本发明所提出的一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法的工作模态图，如图4所示，下面结合图4对工作原理进行详细说明。
模态I(t0-t1)：t0时刻，功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1闭合、功率开关管S2断开，功率开关管S1为零电压(Zero Voltage SwitchZVS)开通；此阶段VAB为正，辅助电感Lm2的电流iLm2线性上升，谐振电流iLr正弦上升，励磁电流iLm1线性上升，谐振电流和励磁电流差大于0，副边电流is会流经功率开关管S5、S8，功率开关管S5、S8为零电流(Zero Current SwitchZCS)开通，此阶段为LC谐振阶段，辅助电感Lm2被输入电压钳位，电流线性上升，此模态的电路表达式如下：
Figure GDA0003160685980000131
式中，ir(t)、im(t)、im2(t)、vr(t)分别是t0-t1阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir0、Vr0、Im0分别是t0时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压、辅助电感Lm2电流；n为变压器变比大小；ω1为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure GDA0003160685980000132
Z1为此阶段的谐振阻抗，且
Figure GDA0003160685980000133
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vi为输入电压，Vo为输出电压，lm1是励磁电感Lm1的电感值，lm2是辅助电感Lm2的电感值；
模态II(t1-t2)：功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1闭合、功率开关管S2断开；VAB为正，辅助电感Lm2的电流iLm2线性上升，在t1时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S5、S8为零电流关断，模态II持续至t2时刻，此阶段为LLC谐振阶段，励磁电感Lm1参与谐振，辅助电感Lm2仍被输入电压钳位，电流继续线性上升，此模态的电路表达式如下：
Figure GDA0003160685980000141
式中，ir 1(t)、im 1(t)、im2 1(t)、vr 1(t)分别是t1-t2阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir1、Vr1分别是t1时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压；n为中高频变压器变比大小；ω2为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure GDA0003160685980000142
Figure GDA0003160685980000143
Z2为此阶段的谐振阻抗，且
Figure GDA0003160685980000144
lr是谐振电感Lr的电感值，lm1是励磁电感Lm1的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vi为输入电压，lm2是辅助电感Lm2的电感值。
模态III(t2-t3)：从t2至t3时刻，功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S2闭合、功率开关管S1断开，功率开关管S2为零电压开通；此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，谐振电流iLr正弦下降，励磁电流iLm1线性下降，谐振电流和励磁电流差绝对值大于0，副边电流is流经功率开关管S6、S7，功率开关管S6、S7为零电流开通；此阶段为LC谐振阶段，辅助电感Lm2两端电压为0，流经辅助电感Lm2的电流基本保持不变，此模态的电路表达式如下：
Figure GDA0003160685980000145
式中，ir 2(t)、im 2(t)、im2 2(t)、vr 2(t)分别是t2-t3阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir2、Vr2、Im1分别是t2时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压、辅助电感Lm2电流；n为中高频变压器变比大小；ω1为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure GDA0003160685980000151
Z1为此阶段的谐振阻抗，且
Figure GDA0003160685980000152
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vo为输出电压，lm1是励磁电感Lm1的电感值；
模态IV(t3-t4)：功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S2闭合、功率开关管S1断开，VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，在t3时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S6、S7为零电流关断，模态IV持续至t4时刻；
此阶段为LLC谐振阶段，励磁电感Lm1参与谐振，辅助电感Lm2两端电压为0，流经辅助电感Lm2的电流基本保持不变，此模态的电路表达式如下：
Figure GDA0003160685980000153
式中，ir 3(t)、im 3(t)、im2 3(t)、vr 3(t)分别是t3-t4阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir3、Vr3分别是t3时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压；n为变压器变比大小；ω2为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure GDA0003160685980000154
Z2为此阶段的谐振阻抗，且
Figure GDA0003160685980000155
Figure GDA0003160685980000156
lr是谐振电感Lr的电感值，lm1是励磁电感Lm1的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值；
上述只对整个电路的一个周期进行了分析，另一周期各模态与之对称，因此不过多赘述。
根据电路工作原理，输出电流Io可以对电路副边流过的电流进行积分处理得到：
Figure GDA0003160685980000161
Io、Vo是输出电流和输出电压；R是副边的等效电阻；Ts是整个电路的谐振周期，且Ts＝1/fs；Δt1、Δt3分别为t0-t1阶段和t2-t3阶段的两段LC谐振的持续时间。
对一个周期进行分析，根据边界条件列出等式，边界条件为：
Figure GDA0003160685980000162
再联立输出电流Io可得到方程组，将已知条件：谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm1、辅助电感Lm2、输入电压Vi、功率P以及开关频率fs输入，求解方程组即可得到定频率下得而增益大小。其中ir(t0)为t0时刻谐振电感Lr电流，vr(t0)为t0时刻谐振电容Cr电压，im(t0)为t0时刻励磁电感Lm1电流，ir 3(t4)为t4时刻谐振电感Lr电流，vr 3(t4)为t4时刻谐振电容Cr电压，im 3(t4)为t4时刻励磁电感Lm1电流。
图5是L-LLC谐振变换器全桥拓扑变为非对称半桥拓扑变换前后的增益曲线对比图，由图中可以看出在拓扑变化前即全桥拓扑时，增益曲线中增益大小与频率成负相关关系，输出电压增益范围为1-1.27；而进行桥臂切换后的非对称半桥拓扑，增益曲线中增益大小与频率成正相关关系，输出电压增益范围为0.58-1；由此可以看出，在增益为1以上的范围采用全桥L-LLC拓扑(FBL-LLC)，在增益为1以下的范围采用半桥L-LLC拓扑(HBL-LLC)，可以极大的增加L-LLC谐振变换器的增益范围。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方法，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (5)

1.一种L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，应用于L-LLC谐振变换器，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、当L-LLC谐振变换器在增益为1以上的范围内工作时，采用全桥L-LLC拓扑，全桥L-LLC原边功率开关管S1、S4与S2、S3在一个周期内以占空比为0.5交替导通，通过改变开关频率fs改变输出电压；当L-LLC谐振变换器在增益为1以下的范围内工作时，采用半桥L-LLC拓扑，对全桥L-LLC原边功率开关管进行控制并切换为不对称半桥L-LLC拓扑；
步骤2、由于存在辅助电感Lm2，所以在拓扑变换时需要进行桥臂切换以消除辅助电感Lm2偏磁现象，一个工作周期内原边功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1、S2以占空比为0.5交替导通；下一个周期内原边功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3、S4以占空比为0.5交替导通；L-LLC谐振变换器在超宽增益范围工作时能够实现功率开关管S1、S2、S3、S4的零电压开通和S5、S6、S7、S8的零电流开通和零电流关断，具有良好的软开关特性；
步骤3、全桥L-LLC通过桥臂切换变为半桥L-LLC后两个工作周期内包括八种工作模态，其中的4种工作模态能够实现直流电容间的能量传递，并通过改变开关频率fs，能够调节L-LLC谐振变换器的输出电压。
2.如权利要求1所述的L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，其特征在于，把L-LLC谐振变换器看作LLC电路与辅助电感Lm2钳位电路的叠加，LC阶段的谐振频率为
Figure FDA0003160685970000011
LLC阶段的谐振频率为
Figure FDA0003160685970000012
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，lm1是励磁电感Lm1的电感值。
3.如权利要求1所述的L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，其特征在于，步骤3中的八种工作模态分别为：
t0-t1阶段为模态I：t0时刻，功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1闭合、功率开关管S2断开，功率开关管S1为零电压开通；此阶段VAB为正，辅助电感Lm2的电流iLm2线性上升，谐振电流iLr正弦上升，励磁电流iLm1线性上升，谐振电流和励磁电流差大于0，副边电流is会流经功率开关管S5、S8，功率开关管S5、S8为零电流开通；
t1-t2阶段为模态Ⅱ：功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S1闭合、功率开关管S2断开；VAB为正，辅助电感Lm2的电流iLm2线性上升，在t1时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S5、S8为零电流关断，模态II持续至t2时刻；
t2-t3阶段为模态III：从t2至t3时刻，功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S2闭合、功率开关管S1断开，功率开关管S2为零电压开通；此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，谐振电流iLr正弦下降，励磁电流iLm1线性下降，谐振电流和励磁电流差绝对值大于0，副边电流is流经功率开关管S6、S7，功率开关管S6、S7为零电流开通；
t3-t4阶段为模态Ⅳ：功率开关管S3常开、功率开关管S4常闭，功率开关管S2闭合、功率开关管S1断开，VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，在t3时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S6、S7为零电流关断，模态Ⅳ持续至t4时刻；
t4-t5阶段为模态V：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3闭合、功率开关管S4断开，功率开关管S3为零电压开通；此阶段VAB为负，辅助电感Lm2的电流iLm2线性下降，谐振电流iLr正弦下降，励磁电流iLm1线性下降，谐振电流和励磁电流差绝对值大于0，副边电流is流经功率开关管S6、S7，功率开关管S6、S7为零电流开通；
t5-t6阶段为模态VI：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S3闭合、功率开关管S4断开，此阶段VAB为负，辅助电感Lm2的电流iLm2线性下降，在t5时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S6、S7为零电流关断，模态VI持续至t6时刻；
t6-t7阶段为模态VII：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S4闭合、功率开关管S3断开，功率开关管S4为零电压开通；此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，谐振电流iLr正弦上升，励磁电流iLm1线性上升，谐振电流和励磁电流差大于0，副边电流is会流经功率开关管S5、S8，功率开关管S5、S8为零电流开通；
t7-t8阶段为模态VIII：功率开关管S1常开、功率开关管S2常闭，功率开关管S4闭合、功率开关管S3断开，此阶段VAB为0，辅助电感Lm2的电流iLm2保持不变，在t7时刻，谐振电感电流iLr和励磁电流iLm1相等，副边无电流通过，功率开关管S5、S8为零电流关断，模态VIII持续至t8时刻；
其中，模态I、模态III、模态V和模态VII能够实现能量的原边到副边的传递，并通过改变开关频率fs，实现对副边输出电压的调压控制。
4.如权利要求3所述的L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，其特征在于，t0-t1阶段为LC谐振阶段，辅助电感Lm2被输入电压钳位，电流线性上升，电路表达式为：
Figure FDA0003160685970000031
式中，ir(t)、im(t)、im2(t)、vr(t)分别是t0-t1阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir0、Vr0、Im0分别是t0时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压、辅助电感Lm2电流；n为中高频变压器变比大小；ω1为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure FDA0003160685970000041
Z1为此阶段的谐振阻抗，且
Figure FDA0003160685970000042
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vi为输入电压，Vo为输出电压，lm1是励磁电感Lm1的电感值，lm2是辅助电感Lm2的电感值；
t1-t2阶段为LLC谐振阶段，励磁电感Lm1参与谐振，辅助电感Lm2仍被输入电压钳位，电流继续线性上升，电路表达式为：
Figure FDA0003160685970000043
式中，ir 1(t)、im 1(t)、im2 1(t)、vr 1(t)分别是t1-t2阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir1、Vr1分别是t1时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压；n为中高频变压器变比大小；ω2为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure FDA0003160685970000044
Figure FDA0003160685970000045
Z2为此阶段的谐振阻抗，且
Figure FDA0003160685970000046
lr是谐振电感Lr的电感值，lm1是励磁电感Lm1的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vi为输入电压，lm2是辅助电感Lm2的电感值；
t2-t3阶段为LC谐振阶段，辅助电感Lm2两端电压为0，流经辅助电感Lm2的电流基本保持不变，电路表达式为：
Figure FDA0003160685970000047
式中，ir 2(t)、im 2(t)、im2 2(t)、vr 2(t)分别是t2-t3阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir2、Vr2、Im1分别是t2时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压、辅助电感Lm2电流；n为中高频变压器变比大小；ω1为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure FDA0003160685970000048
Z1为此阶段的谐振阻抗，且
Figure FDA0003160685970000049
lr是谐振电感Lr的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值，Vo为输出电压，lm1是励磁电感Lm1的电感值；
t3-t4阶段为LLC谐振阶段，励磁电感Lm1参与谐振，辅助电感Lm2两端电压为0，流经辅助电感Lm2的电流基本保持不变，电路表达式为：
Figure FDA0003160685970000051
式中，ir 3(t)、im 3(t)、im2 3(t)、vr 3(t)分别是t3-t4阶段谐振电感Lr电流、励磁电感Lm1电流、辅助电感Lm2电流、谐振电容Cr电压；Ir3、Vr3分别是t3时刻谐振电感Lr电流、谐振电容Cr电压；n为变压器变比大小；ω2为此阶段的谐振电流的角频率，且
Figure FDA0003160685970000052
Z2为此阶段的谐振阻抗，且
Figure FDA0003160685970000053
Figure FDA0003160685970000054
lr是谐振电感Lr的电感值，lm1是励磁电感Lm1的电感值，cr是谐振电容Cr的电容值；
上述只对整个电路的一个周期进行了分析，另一周期各模态与之对称。
5.如权利要求1所述的L-LLC谐振变换器的超宽增益范围调节方法，其特征在于，根据电路工作原理，对L-LLC谐振变换器副边流过的电流进行积分处理得到输出电流Io：
Figure FDA0003160685970000055
Io、Vo分别是输出电流和输出电压；R是副边的等效电阻；Ts是整个电路的开关周期，且Ts＝1/fs；Δt1、Δt3分别为t0-t1阶段和t2-t3阶段的两段LC谐振的持续时间；
对一个周期进行分析，根据边界条件列出等式，边界条件为：
Figure FDA0003160685970000061
再联立输出电流Io可得到方程组，将已知条件：谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm1、辅助电感Lm2、输入电压Vi、功率P以及开关频率fs输入，求解方程组得到定频率下的增益大小，其中ir(t0)为t0时刻谐振电感Lr电流，vr(t0)为t0时刻谐振电容Cr电压，im(t0)为t0时刻励磁电感Lm1电流，ir3(t4)为t4时刻谐振电感Lr电流，vr 3(t4)为t4时刻谐振电容Cr电压，im 3(t4)为t4时刻励磁电感Lm1电流。
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