CN113037237A - 功率放大电路 - Google Patents

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CN113037237A CN202011462063.0A CN202011462063A CN113037237A CN 113037237 A CN113037237 A CN 113037237A CN 202011462063 A CN202011462063 A CN 202011462063A CN 113037237 A CN113037237 A CN 113037237A
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Abstract

本发明提供一种差动放大型的功率放大电路，能够抑制起因于差动放大电路的失真分量而叠加于输出信号的、比高频信号低的频率分量。功率放大电路从输入节点(2)被输入作为高频信号的输入信号(RFIN)，通过差动放大电路(4)进行放大并将输出信号(RFOUT)输出到输出节点(3)，包含：平衡‑不平衡变压器(第2平衡‑不平衡变压器(6))，被供给电源电压的输入侧绕组(61)连接在差动放大电路(4)的差动输出之间，输出侧绕组(62)与输入侧绕组(61)进行电磁场耦合，输出侧绕组(62)的一端与基准电位连接；和电容性元件(电容器(C1))，设置在输出侧绕组(62)的另一端(节点(A))与输出节点(3)之间。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及功率放大电路。
背景技术
在便携式电话、智能电话等移动通信终端装置中的无线通信方式中，采用了HSUPA(High Speed Uplink Packet Access，高速上行链路分组接入)、LTE(Long TermEvolution，长期演进)等调制方式。在第4代移动通信系统中，载波的多频段化日益发展，要求应对多个频段。此外，为了实现数据通信的高速化、通信的稳定化，正在谋求基于CA(Carrier Aggregation，载波聚合)的宽带化。因此，在前端部的前级的功率放大电路中，也要求应对多频段化、宽带化。
在下述专利文献1中，记载了如下结构，即，在功率放大电路中，在输出匹配电路设置低通滤波器而抑制叠加于输出信号的谐波分量，其中，该功率放大电路具有如下的结构，即，使用平衡-不平衡变压器(transformer)对作为高频信号的输入信号进行不平衡-平衡变换而变换为差动信号，并通过差动放大电路将差动信号放大，然后通过平衡-不平衡变压器对进行了放大的差动信号进行平衡-不平衡变换而得到输出信号。在这样的结构中，能够在宽带获得输出匹配。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第9584076号说明书
近年来，伴随着向第5代移动通信系统的过渡，消耗功率的增加令人担忧。作为谋求功率效率的提高的高效率化技术，有根据输入信号的振幅电平对功率放大器的电源电压进行控制的包络线跟踪(ET：EnvelopeTracking)方式、根据平均输出功率对功率放大器的电源电压进行控制的平均功率跟踪(APT：Average Power Tracking)方式。在上述专利文献记载的差动放大型的功率放大电路中，有可能由于差动放大电路的失真分量而在输出信号叠加比高频信号低的频率分量(例如，包含100[MHz]的低频频带)。
发明内容
发明要解决的课题
本发明是鉴于上述情形而完成的，其目的在于，在差动放大型的功率放大电路中，抑制起因于差动放大电路的失真分量而叠加于输出信号的、比高频信号低的频率分量。
用于解决课题的技术方案
本发明的一个方面的功率放大电路从输入节点被输入高频信号，通过差动放大电路将所述高频信号的功率放大并输出到输出节点，其中，所述功率放大电路包含：平衡-不平衡变压器，被供给电源电压的输入侧绕组连接在所述差动放大电路的差动输出之间，输出侧绕组与所述输入侧绕组进行电磁场耦合，所述输出侧绕组的一端与基准电位连接；和电容性元件，设置在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间。
发明效果
如果是该结构，则在差动放大型的功率放大电路中，通过在高频信号的输出路径设置电容性元件，从而能够抑制起因于差动放大电路的失真分量而叠加于输出信号的、比高频信号低的频率分量。
附图说明
图1是示出实施方式涉及的功率放大电路的第1结构例的图。
图2是示出实施方式涉及的功率放大电路的第2结构例的图。
图3A是示出带通滤波器(BPF)的第1结构例的图。
图3B是由微带线路构成了图3A所示的电感器的图。
图4是示出将图3A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的频率-增益特性的仿真结果的一个例子的图。
图5是图4所示的频率-增益特性的仿真结果的-2.0[dB]以上且0[dB]以下的区域的放大图。
图6是示出将图3A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的负载特性的仿真结果的一个例子的史密斯圆图。
图7A是示出带通滤波器(BPF)的第2结构例的图。
图7B是由微带线路构成了图7A所示的电感器的图。
图8是示出将图7A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的频率-增益特性的仿真结果的一个例子的图。
图9是图8所示的频率-增益特性的仿真结果的-2.0[dB]以上且0[dB]以下的区域的放大图。
图10是示出将图7A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的负载特性的仿真结果的一个例子的史密斯圆图。
图11A是示出带通滤波器(BPF)的第3结构例的图。
图11B是由微带线路构成了图11A所示的电感器的图。
图12是示出将图11A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的频率-增益特性的仿真结果的一个例子的图。
图13是图12所示的频率-增益特性的仿真结果的-2.0[dB]以上且0[dB]以下的区域的放大图。
图14是示出将图11A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的负载特性的仿真结果的一个例子的史密斯圆图。
图15A是示出带通滤波器(BPF)的其它结构的一个例子的图。
图15B是由微带线路构成了图15A所示的电感器的图。
附图标记说明
1、1a：功率放大电路；
2：输入节点；
3：输出节点；
4：差动放大电路(功率级放大电路)；
5：第1平衡-不平衡变压器；
6：第2平衡-不平衡变压器；
7：驱动级放大电路；
8、8a、8b、8c：带通滤波器(BPF)；
12：第3平衡-不平衡变压器；
51、61：输入侧绕组；
52、62：输出侧绕组；
41、42：放大电路；
100：输出匹配电路；
C1、C2：电容器(电容性元件)；
CINP、CINN、COUT、CPOW：电容器；
L1、L2、L3：电感器(电感性元件)。
具体实施方式
以下，基于附图对实施方式涉及的功率放大电路进行详细说明。另外，本发明并不被本实施方式所限定。各实施方式为例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合，这是不言而喻的。在实施方式中一部分不同，省略关于与其它结构共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不按各结构逐次提及。
图1是示出实施方式1涉及的功率放大电路的第1结构例的图。图2是示出实施方式涉及的功率放大电路的第2结构例的图。功率放大电路1能够在通过便携式电话、智能电话例示的移动通信终端装置中利用于向基站发送声音、数据等各种信号。
功率放大电路1对从前级的电路输入到输入节点2的作为高频信号的输入信号RFIN进行放大。然后，功率放大电路1将作为放大后的高频信号的输出信号RFOUT从输出节点3输出到后级的电路。关于前级的电路，可例示对调制信号的功率进行调整的发送功率控制电路，但是并不限定于此。关于后级的电路，可例示进行对输出信号RFOUT的滤波等并发送到天线的前端电路，但是并不限定于此。关于高频信号的基波(载波)的频率，可例示几百MHz至几GHz程度，但是并不限定于此。
如图1以及图2所示，功率放大电路1、1a包含作为功率级放大电路的差动放大电路4、第1平衡-不平衡变压器5、第2平衡-不平衡变压器6、驱动级放大电路7、和带通滤波器8(以下，也称为“BPF8”)。
第1平衡-不平衡变压器5对来自驱动级放大电路7的高频信号进行不平衡-平衡变换而变换为差动信号。
第1平衡-不平衡变压器5包含输入侧绕组51以及输出侧绕组52。
在图1所示的第1结构例中，在输入侧绕组51的一端施加电源电压VCC1。输入侧绕组51的另一端与驱动级放大电路7的输出连接。电源电压VCC1例如可以是驱动级放大电路7通过平均功率跟踪(APT)方式进行功率放大时的电源电压，也可以是驱动级放大电路7通过包络线跟踪(ET)方式进行功率放大时的电源电压，但是并不限定于这些。即，本公开并不被驱动级放大电路7的驱动方式所限定。另外，输入侧绕组51的一端也可以是接地电位，在该情况下，在驱动级另外需要用于连接电源电压VCC1的端子。
此外，在图2所示的第2结构例中，在输入侧绕组51的一端输入电源电压VCC2。输入侧绕组51的另一端与驱动级放大电路7的输出连接。电源电压VCC2例如可以是驱动级放大电路7通过平均功率跟踪(APT)方式进行功率放大时的电源电压，也可以是驱动级放大电路7通过包络线跟踪(ET)方式进行功率放大时的电源电压，但是并不限定于这些。即，本公开并不被驱动级放大电路7的驱动方式所限定。另外，输入侧绕组51的一端也可以是接地电位，在该情况下，在驱动级另外需要用于连接电源电压VCC2的端子。
输出侧绕组52经由输入电容器CINP、CINN连接在差动放大电路4的输入INP、INN之间。也可以是如下方式，即，不设置输入电容器CINP、CINN，输出侧绕组52连接在差动放大电路4的输入INP、INN之间。
输入侧绕组51和输出侧绕组52进行电磁场耦合。由此，从驱动级放大电路7输入到输入侧绕组51的一端的输入信号RFIN通过第1平衡-不平衡变压器5进行不平衡-平衡变换而变换为差动信号，并输出到差动放大电路4。
第2平衡-不平衡变压器6对来自差动放大电路4的差动信号进行不平衡-平衡变换而变换为输出信号。第2平衡-不平衡变压器6与BPF8构成输出匹配电路100。
第2平衡-不平衡变压器6包含输入侧绕组61以及输出侧绕组62。
输入侧绕组61连接在差动放大电路4的输出OUTP与输出OUTN之间。在输入侧绕组61的中点设置中心抽头，在该中心抽头施加电源电压VCC2。电源电压VCC2例如可以是差动放大电路4通过平均功率跟踪(APT)方式进行功率放大时的电源电压，也可以是差动放大电路4通过包络线跟踪(ET)方式进行功率放大时的电源电压，但是并不限定于这些。即，本公开并不被差动放大电路4的驱动方式所限定。
此外，在输入侧绕组61并联连接有电容器COUT。输入侧绕组61与电容器COUT构成并联谐振电路。
输出侧绕组62的一端(节点B)与基准电位连接。输出侧绕组62的另一端(节点A)经由BPF8与输出节点3(节点C)连接。在此，基准电位设为接地电位，但是并不限定于此。
输入侧绕组61和输出侧绕组62进行电磁场耦合。由此，从差动放大电路4输出的差动信号通过第2平衡-不平衡变压器6进行平衡-不平衡变换而变换为输出信号RFOUT，并经由BPF8从输出节点3输出。
差动放大电路4包含对差动信号进行放大的两个放大电路41、42。在本公开中，放大电路41、42是为了高效率化而进行AB级动作或A级动作的结构。放大电路41、42例如可以包含双极晶体管，例如，可以包含场效应型晶体管(FET：Field Effect Transistor)。在放大电路41、42包含双极晶体管的情况下，例如可例示异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)。本公开并不被放大电路41、42的结构所限定。
在电源电压VCC2向输入侧绕组61的中心抽头的供给路径上，即，在电源电压VCC2向第2平衡-不平衡变压器6的供给路径上，连接有噪声去除用的电容器CPOW。例如，在差动放大电路4通过平均功率跟踪(APT)方式进行功率放大的结构中，即使由于差动放大电路4的两个放大电路41、42的失真分量而在输出信号叠加了比高频信号低的频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量，也能够通过电容器CPOW的电容分量使失真分量衰减。
另一方面，在差动放大电路4通过包络线跟踪(ET)方式进行功率放大的结构中，由于对差动放大电路4供给包络频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的包络线信号，所以若将设置在电源电压VCC2的供给路径上的电容器CPOW的电容分量增大，则包络线信号自身衰减，差动放大电路4的失真特性将劣化。因此，原本就难以设为通过设置在电源电压VCC2的供给路径上的电容器CPOW使包络频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量衰减的结构。
在本公开中，设为输出匹配电路100包含使包络频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量衰减的BPF8的结构。由此，能够在抑制叠加于输出信号RFOUT的高频信号的谐波分量的同时，抑制起因于差动放大电路4的两个放大电路41、42的失真分量的、比高频信号低的频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量叠加于输出信号RFOUT。
图3A是示出带通滤波器(BPF)的第1结构例的图。图3B是由微带线路构成了图3A所示的电感器的图。
在图3A所示的结构中，BPF8包含作为电容性元件的电容器C1(第1电容性元件)以及电容器C2(第2电容性元件)和作为电感性元件的电感器L1(第1电感性元件)以及电感器L2(第2电感性元件)。另外，如图3B所示，电感器L1、L2也可以包含设置在电介质基板(未图示)上的微带线路。
图3A以及图3B所示的第1结构例的BPF8通过如下方式构成，即，在输出信号RFOUT的输出路径，即，在输出侧绕组62的另一端(节点A)与输出节点3(节点C)之间串联连接电容器C1和电感器L1，在输出节点3(节点C)与基准电位(节点B)之间串联连接电容器C2和电感器L2。
图4是示出将图3A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的频率-增益特性的仿真结果的一个例子的图。图5是图4所示的频率-增益特性的仿真结果的-2.0[dB]以上且0[dB]以下的区域的放大图。图6是示出将图3A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的负载特性的仿真结果的一个例子的史密斯圆图。
在图4以及图5所示的例子中，横轴示出频率，纵轴示出增益。图4以及图5所示的实线示出了在图3A以及图3B所示的结构中从节点A向节点C的通过特性。
图6所示的实线是在10[MHz]以上且8.5[GHz]以下的范围对图3A以及图3B所示的BPF8的负载特性进行绘制而得到的。
在图4、图5、图6中，示出了将电容器C1设为7[pF]、将电容器C2设为2.2[pF]、将电感器L1设为1[nH]、将电感器L2设为0.45[nH]而进行了仿真的结果。电容器C1、C2、电感器L1、L2的常数是一个例子，并不限定于图4、图5、图6所示的各仿真结果。
通过上述结构，能够在抑制叠加于输出信号RFOUT的高频信号的谐波分量的同时，抑制起因于差动放大电路4的两个放大电路41、42的失真分量的、比高频信号低的频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量叠加于输出信号RFOUT。
图7A是示出带通滤波器(BPF)的第2结构例的图。图7B是由微带线路构成了图7A所示的电感器的图。
在图7A所示的结构中，BPF8a包含作为电容性元件的电容器C1(第1电容性元件)以及电容器C2(第2电容性元件)和作为电感性元件的电感器L2(电感性元件)。即，是从图3A所示的结构省略了电感器L1的结构。另外，如图7B所示，电感器L2也可以包含设置在电介质基板(未图示)上的微带线路。
图7A以及图7B所示的第2结构例的BPF8a通过如下方式构成，即，在输出信号RFOUT的输出路径，即，在输出侧绕组62的另一端(节点A)与输出节点3(节点C)之间连接电容器C1，在输出节点3(节点C)与基准电位(节点B)之间串联连接电容器C2和电感器L2。
图8是示出将图7A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的频率-增益特性的仿真结果的一个例子的图。图9是图8所示的频率-增益特性的仿真结果的-2.0[dB]以上且0[dB]以下的区域的放大图。图10是示出将图7A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的负载特性的仿真结果的一个例子的史密斯圆图。
在图8以及图9所示的例子中，横轴示出频率，纵轴示出增益。图8以及图9所示的实线示出了在图7A以及图7B所示的结构中从节点A向节点C的通过特性。
图10所示的实线是在10[MHz]以上且8.5[GHz]以下的范围对图7A以及图7B所示的BPF8a的负载特性进行绘制而得到的。
在图8、图9、图10中，示出了将电容器C1设为15[pF]、将电容器C2设为4[pF]、将电感器L2设为0.25[nH]而进行了仿真的结果。电容器C1、C2、电感器L2的常数是一个例子，并不限定于图8、图9、图10所示的各仿真结果。
通过上述结构，能够在抑制叠加于输出信号RFOUT的高频信号的谐波分量的同时，抑制起因于差动放大电路4的两个放大电路41、42的失真分量的、比高频信号低的频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量叠加于输出信号RFOUT。
图11A是示出带通滤波器(BPF)的第3结构例的图。图11B是由微带线路构成了图11A所示的电感器的图。
在图11A所示的结构中，BPF8b包含作为电容性元件的电容器C1(第1电容性元件)以及电容器C2(第2电容性元件)和作为电感性元件的电感器L1(电感性元件)。即，是从图3A所示的结构省略了电感器L2的结构。另外，如图11B所示，电感器L1也可以包含设置在电介质基板(未图示)上的微带线路。
图11A以及图11B所示的第3结构例的BPF8b通过如下方式构成，即，在输出信号RFOUT的输出路径，即，在输出侧绕组62的另一端(节点A)与输出节点3(节点C)之间串联连接电容器C1和电感器L1，在输出节点3(节点C)与基准电位(节点B)之间连接电容器C2。
图12是示出将图11A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的频率-增益特性的仿真结果的一个例子的图。图13是图12所示的频率-增益特性的仿真结果的-2.0[dB]以上且0[dB]以下的区域的放大图。图14是示出将图11A所示的带通滤波器应用于实施方式涉及的功率放大电路的情况下的负载特性的仿真结果的一个例子的史密斯圆图。
在图12以及图13所示的例子中，横轴示出频率，纵轴示出增益。图12以及图13所示的实线示出了在图11A以及图11B所示的结构中从节点A向节点C的通过特性。
图14所示的实线是在10[MHz]以上且8.5[GHz]以下的范围对图11A以及图11B所示的BPF8b的负载特性进行绘制而得到的。
在图12、图13、图14中，示出了将电容器C1设为19[pF]、将电容器C2设为3[pF]、将电感器L1设为1[nH]而进行了仿真的结果。电容器C1、C2、电感器L1的常数是一个例子，并不限定于图12、图13、图14所示的各仿真结果。
在上述结构中，没有以分路方式包含串联谐振，因此尽管与上述的第1结构例以及第2结构例相比谐波分量的抑制效果下降，但是对高频信号的基波分量的损耗变小。即，与上述的第1结构例以及第2结构例相比可得到宽带特性，且能够抑制起因于差动放大电路4的两个放大电路41、42的失真分量的、比高频信号低的频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量叠加于输出信号RFOUT。
另外，并不限定于上述的第1结构例的BPF8、第2结构例的BPF8a、第3结构例的BPF8b，只要是在输出信号RFOUT的输出路径，即，在输出侧绕组62的另一端(节点A)与输出节点3(节点C)之间设置BPF的方式即可，该BPF在抑制高频信号的谐波分量的同时，抑制起因于差动放大电路4的两个放大电路41、42的失真分量的、比高频信号低的频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量。
图15A是示出带通滤波器(BPF)的其它结构的一个例子的图。图15B是由微带线路构成了图15A所示的电感器的图。
在图15A所示的结构中，BPF8c包含作为电容性元件的电容器C1、C2和作为电感性元件的电感器L1、L2、L3。另外，如图15B所示，电感器L1、L2、L3也可以包含设置在电介质基板(未图示)上的微带线路。
图15A以及图15B所示的其它结构例的BPF8c通过如下方式构成，即，在输出侧绕组62的另一端(节点A)与节点D之间串联连接电感器L1、L3，在电感器L1、L3的连接点与基准电位(节点B)之间连接有电感器L2。此外，在节点D与输出节点3(节点C)之间连接电容器C1，在输出节点3(节点C)与基准电位(节点B)之间连接电容器C2。
像这样，在本公开中，通过在输出匹配电路100设置BPF8、8a、8b、8c，并适当地进行常数设定，从而能够在抑制叠加于输出信号RFOUT的高频信号的谐波分量的同时，抑制起因于差动放大电路4的两个放大电路41、42的失真分量的、比高频信号低的频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量叠加于输出信号RFOUT。
另外，代替BPF8、8a、8b、8c，设为在输出侧绕组62的另一端(节点A)与输出节点3(节点C)之间至少包含电容器C1的结构，由此能够抑制起因于差动放大电路4的两个放大电路41、42的失真分量的、比高频信号低的频带(例如，包含100[MHz]的低频频带)的分量叠加于输出信号RFOUT。
此外，上述的实施方式用于使本发明容易理解，并非用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更/改良，并且本发明还包含其等价物。
此外，本公开还能够采取以下的结构。
(1)本发明的一个方面的功率放大电路从输入节点被输入高频信号，通过差动放大电路将所述高频信号放大并输出到输出节点，其中，所述功率放大电路包含：平衡-不平衡变压器，被供给电源电压的输入侧绕组连接在所述差动放大电路的差动输出之间，输出侧绕组与所述输入侧绕组进行电磁场耦合，所述输出侧绕组的一端与基准电位连接；和电容性元件，设置在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间。
如果是该结构，则在差动放大型的功率放大电路中，通过在高频信号的输出路径设置电容性元件，从而能够抑制起因于差动放大电路的失真分量而叠加于输出信号的、比高频信号低的频率分量。
(2)在上述(1)的功率放大电路中，在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间，构成了包含所述电容性元件的带通滤波器。
如果是该结构，则在差动放大型的功率放大电路中，通过在高频信号的输出路径设置带通滤波器，从而能够在抑制叠加于从输出节点输出的高频信号的谐波分量的同时，抑制起因于差动放大电路的失真分量而叠加于输出信号的、比高频信号低的频率分量。
(3)也可以是，在上述(2)的功率放大电路中，所述带通滤波器包含第1电容性元件、第2电容性元件、第1电感性元件以及第2电感性元件，所述第1电容性元件以及所述第1电感性元件串联连接在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间，所述第2电容性元件以及所述第2电感性元件串联连接在所述输出节点与基准电位之间。
(4)也可以是，在上述(2)的功率放大电路中，所述带通滤波器包含第1电容性元件、第2电容性元件以及电感性元件，所述第1电容性元件连接在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间，所述第2电容性元件以及所述电感性元件串联连接在所述输出节点与基准电位之间。
(5)也可以是，在上述(2)的功率放大电路中，所述带通滤波器包含第1电容性元件、第2电容性元件以及电感性元件，所述第1电容性元件以及所述电感性元件串联连接在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间，所述第2电容性元件连接在所述输出节点与基准电位之间。
(6)在上述(1)至(5)中的任一功率放大电路中，所述差动放大电路通过包络线跟踪方式进行功率放大。
在该结构中，通过在高频信号的输出路径设置带通滤波器，从而能够在抑制叠加于从输出节点输出的高频信号的谐波分量的同时，抑制起因于差动放大电路的失真分量而叠加于输出信号的、包络频带的频率分量。
通过本公开，能够在差动放大型的功率放大电路中抑制起因于差动放大电路的失真分量而叠加于输出信号的、比高频信号低的频率分量。

Claims (6)

1.一种功率放大电路，从输入节点被输入高频信号，通过差动放大电路将所述高频信号放大并输出到输出节点，其中，
所述功率放大电路包含：
平衡-不平衡变压器，被供给电源电压的输入侧绕组连接在所述差动放大电路的差动输出之间，输出侧绕组与所述输入侧绕组进行电磁场耦合，所述输出侧绕组的一端与基准电位连接；和
电容性元件，设置在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间，构成了包含所述电容性元件的带通滤波器。
3.根据权利要求2所述的功率放大电路，其中，
所述带通滤波器包含第1电容性元件、第2电容性元件、第1电感性元件以及第2电感性元件，
所述第1电容性元件以及所述第1电感性元件串联连接在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间，
所述第2电容性元件以及所述第2电感性元件串联连接在所述输出节点与基准电位之间。
4.根据权利要求2所述的功率放大电路，其中，
所述带通滤波器包含第1电容性元件、第2电容性元件以及电感性元件，
所述第1电容性元件连接在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间，
所述第2电容性元件以及所述电感性元件串联连接在所述输出节点与基准电位之间。
5.根据权利要求2所述的功率放大电路，其中，
所述带通滤波器包含第1电容性元件、第2电容性元件以及电感性元件，
所述第1电容性元件以及所述电感性元件串联连接在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间，
所述第2电容性元件连接在所述输出节点与基准电位之间。
6.根据权利要求1～5中的任一项所述的功率放大电路，其中，
所述差动放大电路通过包络线跟踪方式进行功率放大。
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