CN107786170B - 功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明的功率放大电路在利用包络跟踪技术对具备多级放大器的功率放大电路进行控制的情况下，抑制失真特性的劣化。其包括：第1放大器，该第1放大器对第1信号进行放大并输出第2信号；第2放大器，该第2放大器对第2信号进行放大并输出第3信号；电源端子，该电源端子被提供有根据第1信号的振幅而发生变动的电源电压；第1电源线，该第1电源线从电源端子向第1放大器提供电源电压；第2电源线，该第2电源线从电源端子向第2放大器提供电源电压；以及第1延迟电路，该第1延迟电路设置于第2电源线。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及功率放大电路。
背景技术
在移动电话等移动体通信设备中，为了放大向基站发送的信号的功率而使用功率放大电路。近年来，在移动电话中，采用了高速的数据通信标准即HSUPA(High SpeedUplink Packet Access：高速上行链路分组接入)、LTE(Long Term Evolution：长期演进)、LTE-Advanced(长期演进技术升级版)等调制方式。上述通信标准中，为了提高通信速度，减小相位或振幅的偏移变得很重要。即，要求在功率放大电路中有较高的线性度。此外，上述通信标准中，为了提高通信速度，信号的振幅发生变化的范围(动态范围)大多变得较广。为了在动态范围较大的情况下也使线性度提高，需要较高的电源电压，从而存在功率放大电路中的消耗功率变大的倾向。
另一方面，在移动电话中，为了延长可进行通话或通信的时间，要求降低消耗功率。例如，在专利文献1中公开有下述包络跟踪技术，该包络跟踪技术根据所输入的无线频率(RF：Radio Frequency)信号的振幅电平对功率放大电路的电源电压进行控制，从而实现功率效率的提高。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2012－4821号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，为了得到所希望的功率，功率放大电路有时具备多级放大器。例如，在具备驱动级放大器及功率级放大器的功率放大电路中，考虑构成为利用包络跟踪技术对提供至驱动级及功率级的电源电压进行控制。此处，在根据提供至驱动级的RF信号的相位来使电源电压变化的情况下，因从驱动级向功率级的信号传输延迟，导致在功率级中RF信号的相位与电源电压的相位发生偏移。因此，导致功率放大电路的失真特性的劣化。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于在利用包络跟踪技术对具备多级放大器的功率放大电路进行控制的情况下抑制失真特性的劣化。
用于解决技术问题的技术手段
本发明一个方面所涉及的功率放大电路，其包括：第1放大器，该第1放大器对第1信号进行放大并输出第2信号；第2放大器，该第2放大器对第2信号进行放大并输出第3信号；电源端子，该电源端子被提供有根据第1信号的振幅而发生变动的电源电压；第1电源线，该第1电源线从电源端子向第1放大器提供电源电压；第2电源线，该第2电源线从电源端子向第2放大器提供电源电压；以及第1延迟电路，该第1延迟电路设置于第2电源线。
发明效果
根据本发明，在利用包络跟踪技术对具备多级放大器的功率放大电路进行控制的情况下，能抑制失真特性的劣化。
附图说明
图1是示出包含本发明的一个实施方式的功率放大电路的发送单元的结构例的图。
图2是示出RF部120的结构的一个示例的图。
图3是示出使用固定电源电压来进行功率放大时的功率损耗的一个示例的图。
图4是示出使用采用包络跟踪的可变电源电压来进行功率放大时的功率损耗的一个示例的图。
图5是示出功率放大电路140的一个示例即功率放大电路140A的结构的图。
图6A是示出延迟电路550中的延迟时间的模拟结果的图(L1：3.9nH、C1：100pF)。
图6B是示出延迟电路550中的传输特性的模拟结果的图(L1：3.9nH、C1：100pF)。
图7A是示出延迟电路550中的延迟时间的模拟结果的图(L1：3.9nH、C1：82pF)。
图7B是示出延迟电路550中的传输特性的模拟结果的图(L1：3.9nH、C1：82pF)。
图8A是示出延迟电路550中的延迟时间的模拟结果的图(L1：3.9nH、C1：56pF)。
图8B是示出延迟电路550中的传输特性的模拟结果的图(L1：3.9nH、C1：56pF)。
图9A是示出延迟电路550中的延迟时间的模拟结果的图(L1：3.9nH、C1：39pF)。
图9B是示出延迟电路550中的传输特性的模拟结果的图(L1：3.9nH、C1：39pF)。
图10是示出了模拟结果中的电容与延迟时间的关系的图。
图11是示出功率放大电路140的另一示例即功率放大电路140B的结构的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的一个实施方式进行说明。图1是示出包含本发明的一个实施方式的功率放大电路的发送单元的结构例的图。对于发送单元100，例如，在移动电话等移动体通信设备中，为了向基站发送音频或数据等各种信号而使用。另外，移动体通信设备也具备用于从基站接收信号的接收单元，然而此处省略说明。
如图1所示，发送单元100包括基带部110、RF部120、电源部130、功率放大电路140、前端部150、以及天线160。
基带部110基于HSUPA或LTE等调制方式，对音频或数据等输入信号进行调制，并输出调制信号。本实施方式中，从基带部110输出的调制信号作为在IQ平面上表示振幅及相位的IQ信号(I信号及Q信号)输出。IQ信号的频率例如为数MHz至数10MHz左右。
RF部120根据从基带部110输出的IQ信号，生成用于进行无线发送的RF信号。RF信号例如为数百MHz至数GHz左右。此外，RF部120基于IQ信号对调制信号的振幅电平进行检测，并对电源部130输出电源控制信号，使得施加于功率放大电路140的电源电压Vcc成为与RF信号的振幅电平相对应的电平。即，RF部120为了进行包络跟踪而输出电源控制信号。
另外，在RF部120中，不进行从IQ信号向RF信号的直接转换，而是将IQ信号转换为中频(IF：Intermediate Frequency)信号，也可以从IF信号生成RF信号。
电源部130生成具有与从RF部120输出的电源控制信号相对应的电平的电源电压Vcc，并将其提供至功率放大电路140。电源部130例如可以由DC-DC转换器构成，该DC-DC转换器根据输入电压生成具有与电源控制信号相对应的电平的电源电压Vcc。
功率放大电路140将从RF部120输出的RF信号(RFin)的功率放大至用于向基站进行发送所需的电平，并输出放大信号(RFout)。
前端部150进行对放大信号的滤波，并进行切换为从基站接收的接收信号等。从前端部150输出的放大信号通过天线160被发送至基站。
图2是示出RF部120的结构的一个示例的图。如图2所示，RF部120包括延迟电路200、210、RF调制部220、振幅电平检测部230、失真补偿部240、以及数字－模拟转换器(DAC：Digital to Analog Converter)250。
延迟电路200、210是为了使将RF信号输入至功率放大电路140的时刻、以及将与RF信号的振幅电平相对应的电源电压Vcc提供至功率放大电路140的时刻一致，而使IQ信号延迟规定时间的电路。
RF调制部220从IQ信号生成RF信号并输出。具体而言，RF调制部220例如用乘法器合成I信号与载波信号，并用乘法器合成Q信号与相位偏移90度后的载波信号，并用减法器合成上述载波信号的合成信号，从而能得到RF信号。
振幅电平检测部230基于IQ信号对调制信号的振幅电平进行检测。此处，将进行检测的振幅电平设为与从RF调制部220输出的RF信号的振幅电平相对应。
失真补偿部240调整电源电压Vcc的电平，使得在进行包络跟踪时不会在放大信号中产生振幅失真。使用于功率放大电路140的晶体管的增益特性有时根据电源电压Vcc而发生变化。因此，为了在功率放大电路140中保持线性度，需要对电源电压Vcc进行控制，使得增益为固定。失真补偿部240例如能预先存储下述表格，该表格示出基于晶体管的增益特性的、RF信号的振幅电平与电源电压Vcc的电平的对应关系。失真补偿部240能基于该表格，输出用于将电源电压Vcc设为与RF信号的振幅电平相对应的电平的电源控制信号。
DAC250将从失真补偿部240输出的电源控制信号转换为模拟信号并输出。
参照图3和图4对采用包络跟踪的电源电压控制的一个示例进行说明。图3中示出了使用固定电源电压来进行功率放大时的功率损耗的一个示例。如图3所示，在RF信号的振幅电平发生较大变化的情况下，若采用与RF信号的振幅的最大电平一致的固定电源电压，则RF信号的振幅电平较小的区间中的功率损耗变得较大。
图4中示出了使用采用包络跟踪的可变电源电压来进行功率放大时的功率损耗的一个示例。如图4所示，根据RF信号的振幅电平使电源电压变动，从而能减少功率损耗。
本实施方式中，电源部130基于从RF部120输出的电源控制信号，将提供至功率放大电路140的电源电压Vcc控制为与RF信号的振幅电平相对应的电平。
图5是示出功率放大电路140的一个示例即功率放大电路140A的结构的图。功率放大电路140A包括放大器500、510、电源端子520、电源线530、540、以及延迟电路550。
放大器500(第1放大器)为驱动级(第1级)的放大器。放大器500对RF信号(RFin：第1信号)进行放大，并输出放大信号(RFout1：第2信号)。放大器510(第2放大器)为功率级(第2级)的放大器。放大器510对从放大器500输出的放大信号(RFin1：第2信号)进行放大，并输出放大信号(RFout：第3信号)。另外，功率放大电路140所具备的放大器的级数不限于2级，也可以是3级以上。
从电源部130向电源端子520提供电源电压Vcc。电源线530(第1电源线)从电源端子520向放大器500提供电源电压Vcc。此外，电源线540(第2电源线)从电源端子520向放大器510提供电源电压Vcc。另外，提供至电源端子520的电源电压Vcc的相位、与提供至放大器500的RF信号(RFin)的相位一致。
延迟电路550(第1延迟电路)设置于电源线540。延迟电路550包含电感器L1以及电容器C1。电感器L1的一端与电源端子520相连接，另一端与放大器510相连接。电容器C1的一端连接在电源端子520与电感器L1之间，另一端接地。电感器L1及电容器C1构成低通滤波器(第1低通滤波器)。另外，也可以以分布常数电路构成延迟电路550。
在未设置有延迟电路550的情况下，在放大器510中，RF信号(RFin1)的相位与电源电压Vcc的相位会发生偏移。功率放大电路140中，通过设置有延迟电路550，从而能使提供至放大器510的电源电压Vcc的相位、与提供至放大器510的RF信号(RFin1)的相位一致。由此，抑制了功率放大电路140A中的失真特性的劣化。
另外，在具备3级以上的放大器的结构中，以越是位于后级则延迟时间变得越大的方式设置延迟电路，从而能在各级中对电源电压与RF信号的时刻进行调整，并能抑制失真特性的劣化。
此外，延迟电路550只要构成为使电源电压Vcc被延迟提供至放大器510即可，不限于低通滤波器。其中，以低通滤波器构成延迟电路550，从而能抑制来自电源部130的噪声在放大器510中被放大并重叠于放大信号RFout的情况。特别地，由于放大器510与放大器500相比增益较大，因此，优选将延迟电路550设为低通滤波器，从而去除来自电源部130的噪声。
在以包含电感器L1及电容器C1的低通滤波器构成延迟电路550的情况下，通过变更电感器L1的电感、或电容器C1的电容，从而能变更延迟时间。关于这一点，基于模拟结果来进行说明。
图6A及图6B为将电感器L1的电感设为3.9nH、将电容器C1的电容设为100pF时的模拟结果。图6A的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示延迟时间(秒)。如图6A所示，在1～10MHz的范围内，延迟时间约为2.5ns。图6B的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示传输特性(dB)。如图6B所示，延迟电路550的插入损耗在频率10MHz以下时约为0.1dB以下，非常小，从频率32.9MHz附近起急剧变大。
图7A及图7B为将电感器L1的电感设为3.9nH、将电容器C1的电容设为82pF时的模拟结果。图7A的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示延迟时间(秒)。如图7A所示，在1～10MHz的范围内，延迟时间约为2.1ns。图7B的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示传输特性(dB)。如图7B所示，延迟电路550的插入损耗在频率10MHz以下时约为0.07dB以下，非常小，从频率41.0MHz附近起急剧变大。
图8A及图8B为将电感器L1的电感设为3.9nH、将电容器C1的电容设为56pF时的模拟结果。图8A的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示延迟时间(秒)。如图8A所示，在1～10MHz的范围内，延迟时间约为1.4ns。图8B的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示传输特性(dB)。如图8B所示，延迟电路550的插入损耗在频率10MHz以下时约为0.03dB以下，非常小，从频率59.8MHz附近起急剧变大。
图9A及图9B为将电感器L1的电感设为3.9nH、将电容器C1的电容设为39pF时的模拟结果。图9A的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示延迟时间(秒)。如图9A所示，在1～10MHz的范围内，延迟时间约为1.0ns。图9B的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示传输特性(dB)。如图9B所示，延迟电路550的插入损耗在频率10MHz以下时约为0.02dB以下，非常小，从频率87.3MHz附近起急剧变大。
图10是示出了模拟结果中的电容与延迟时间的关系的图。图10的横轴表示电容器C1的电容(pF)，纵轴表示延迟时间(ns)。如图10所示，可知通过变更电容器C1的电容，从而能变更延迟电路550的延迟时间。另外，为了调整延迟时间，也可以变更电感器L1的电感。此外，根据模拟结果，频率10MHz以下时的插入损耗非常小。因此，可知通过维持包络跟踪技术的效果不变，从而能去除重叠于电源电压Vcc的噪声。另外，RF信号的频率不限于10MHz以下，也可以大于10MHz。
图11是示出功率放大电路140的另一示例即功率放大电路140B的结构的图。另外，对与图5所示的功率放大电路140A相同的要素标注相同的标号，并省略详细说明。如图11所示，功率放大电路140B在功率放大电路140A所具备的要素的基础上，还包括延迟电路1100以及电感器L3。
延迟电路1100(第2延迟电路)设置于电源线530。延迟电路1100包含电感器L2以及电容器C2。电感器L2的一端与电感器L3相连接，另一端与放大器500相连接。电容器C2的一端连接在电感器L3与电感器L2之间，另一端接地。电感器L2及电容器C2构成低通滤波器(第2低通滤波器)。另外，也可以用分布常数电路来构成延迟电路1100。
电感器L3是用于对电感器L1及电容器C1、与电感器L2及电容器C2进行分离的隔离元件。电感器L3的一端连接至电感器L1与电容器C1的连接点，另一端连接至电感器L2与电容器C2的连接点。另外，隔离元件不限于电感器，也可以是电阻器、铁氧体磁珠等其他元件。
功率放大电路140B中，采用延迟电路550的电源电压Vcc的延迟时间要比采用延迟电路1100的电源电压Vcc的延迟时间要大。例如，在电感器L1、L2的电感相同的情况下，能将电容器C1的电容设得比电容器C2的电容要大。功率放大电路140B中，能利用延迟电路550的延迟时间与延迟电路1100的延迟时间的差，使提供至放大器510的电源电压Vcc的相位、与提供至放大器510的RF信号(RFin1)的相位一致。由此，抑制了功率放大电路140B中的失真特性的劣化。此外，功率放大电路140B中，通过设置有延迟电路1100，从而能抑制来自电源部130的噪声在放大器500中被放大并重叠于放大信号RFout的情况。
以上，对本发明例示的实施方式进行了说明。根据功率放大电路140A、140B，在连接至功率级的放大器510的电源线540中设置有延迟电路550。因此，能使提供至电放大器510的电源电压Vcc的相位、与提供至放大器510的RF信号(RFin1)的相位一致。由此，抑制了功率放大电路140A、140B中的失真特性的劣化。
此外，根据功率放大电路140A、140B，利用低通滤波器来构成延迟电路550。由此，能抑制来自电源部130的噪声在放大器510中被放大并重叠于放大信号RFout的情况。
此外，根据功率放大电路140B，在连接至驱动级的放大器500的电源线530中设置有起到低通滤波器功能的延迟电路1100。由此，能抑制来自电源部130的噪声在放大器500中被放大并重叠于放大信号RFout的情况。
上述所说明的各实施方式是为了便于理解本发明，但并非对本发明进行限定解释。本发明可以在不脱离其主旨的范围内进行变更/改良，并且本发明还包含与其等价的内容。即，只要在本领域技术人员对各实施方式进行适当的设计改变而得到的技术方案中包含本发明的特征，则认为其包含于本发明的范围内。例如，各实施方式所具有的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并不限于示例，能进行适当的改变。此外，各实施方式所具有的各要素能在技术上可实现的范围内进行组合，只要该组合包含本发明的特征则认为其也包含于本发明的范围中。
标号说明
100 发送单元
110 基带部
120 RF部
130 电源部
140、140A、140B 功率放大电路
150 前端部
160 天线
200、210、550、1100 延迟电路
220 RF调制部
230 振幅电平检测部
240 失真补偿部
250 数字－模拟转换器
500、510 放大器
520 电源端子
530、540 电源线
L1、L2、L3 电感器
C1、C2 电容器

Claims (3)

1.一种功率放大电路，其特征在于，包括：
第1放大器，该第1放大器对第1信号进行放大并输出第2信号；
第2放大器，该第2放大器对所述第2信号进行放大并输出第3信号；
电源端子，该电源端子被提供有根据所述第1信号的振幅而发生变动的电源电压；
第1电源线，该第1电源线从所述电源端子向所述第1放大器提供所述电源电压；
第2电源线，该第2电源线从所述电源端子向所述第2放大器提供所述电源电压；以及
第1延迟电路，该第1延迟电路设置于所述第2电源线，
还具备第2延迟电路，该第2延迟电路设置于所述第1电源线，
采用所述第1延迟电路的所述电源电压的延迟时间比采用所述第2延迟电路的所述电源电压的延迟时间要大。
2.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，
所述第1延迟电路包含第1低通滤波器。
3.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，
所述第2延迟电路包含第2低通滤波器。
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