CN112994071A - 基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路及抑制方法 - Google Patents
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- 230000001629 suppression Effects 0.000 title claims abstract description 44
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 33
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 110
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 24
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 22
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 11
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 11
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 8
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 claims description 8
- 238000002347 injection Methods 0.000 claims description 8
- 239000007924 injection Substances 0.000 claims description 8
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 12
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 abstract description 9
- 230000008569 process Effects 0.000 description 10
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 239000000243 solution Substances 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]
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Abstract
本发明涉及一种基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路包括：直流电压环，用于获取所述副边单相全桥的实际输出电压，并对所述实际输出电压进行处理，得到控制直流电压的移相角；输入均压环，用于获取所述高压直流母线的输入均压，并对所述输入均压进行处理，得到控制均压的移相角；二倍频电压环，用于获取所述副边单相全桥的二倍频电压，并对所述二倍频电压进行处理，得到控制二倍频电压的移相角。通过改变双有源直流变换器的传输功率，可以让原本集中在低压直流端口的二倍频功率重新分配，全部或部分转移至高压直流母线，进而利用高压输入级的子模块电容及桥臂电感的储能特性，来平抑这一波动，使整个柔性变电站电能质量达到最佳。
Description
技术领域
本发明涉及双有源直流变换器技术领域，特别是涉及一种基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路及抑制方法。
背景技术
随着电力电子技术的发展，柔性变电站可以自由连接高压交流、高压直流、低压交流、低压直流等不同供电线路，实现能量自由交换，能够取代传统的配电变压器，在交直流配电网的发展中发挥着越来越重要的作用。
在低压交流部分，由于用户负荷的随机性，三相负荷不平衡是非常常见的工况。不平衡负荷产生的脉动功率，直接耦合在柔性变电站的低压直流端口上，造成低压直流端口的电压出现波动，影响供电的电能质量。
目前柔性变电站的控制方法只是简单的实现低压交流电压、低压直流电压、高压直流电压的稳定控制，并没有考虑脉动功率对系统工作造成的影响。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种可以让原本集中在低压直流端口的二倍频功率重新分配，全部或部分转移至高压直流母线，进而利用高压输入级的子模块电容及桥臂电感的储能特性，来平抑这一波动，使整个柔性变电站电能质量达到最佳的抑制电路及抑制方法。
一种基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路，所述双有源直流变换器包括原边单相全桥、副边单相全桥、高频隔离变压器和高频电感L，所述原边单相全桥通过所述高频电感L与所述高频隔离变压器的原边连接，所述副边单相全桥与所述高频隔离变压器的副边连接，所述原边单相全桥的输入端与高压直流母线连接，所述副边单相全桥的输出端与低压直流母线连接，所述脉动功率抑制电路包括：直流电压环，所述直流电压环的输入端与所述副边单相全桥的输出端连接，用于获取所述副边单相全桥的实际输出电压，并对所述实际输出电压进行处理，得到控制直流电压的移相角；输入均压环，所述输入均压环的输入端与所述高压直流母线的输出端连接，用于获取所述高压直流母线的输入均压，并对所述输入均压进行处理，得到控制均压的移相角；二倍频电压环，所述二倍频电压环的输入端与所述副边单相全桥的输出端连接，用于获取所述副边单相全桥的二倍频电压，并对所述二倍频电压进行处理，得到控制二倍频电压的移相角；比较器，所述比较器的输入端与所述直流电压环、所述输入均压环和所述二倍频电压环的输出端连接，所述比较器的输出端与所述副边单相全桥控制信号的输入端连接，所述比较器用于对所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角和所述控制二倍频电压的移相角处理得到总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。
上述脉动功率抑制电路中，所述直流电压环对所述实际输出电压进行处理，得到控制直流电压的移相角；所述输入均压环对所述输入均压进行处理，得到控制均压的移相角；所述二倍频电压环对所述二倍频电压进行处理，得到控制二倍频电压的移相角；所述比较器对所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角和所述控制二倍频电压的移相角处理得到总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。通过改变双有源直流变换器的传输功率，可以让原本集中在低压直流端口的二倍频功率重新分配，全部或部分转移至高压直流母线，进而利用高压输入级的子模块电容及桥臂电感的储能特性，来平抑这一波动，使整个柔性变电站电能质量达到最佳。
在其中一个实施例中，所述直流电压环包括依次连接的低通滤波器、第一比较器、第一调制器、第一限幅器。所述实际输出电压通过所述低通滤波器滤波后，通过所述第一比较器与输出指令电压相减，再通过所述第一调制器调制以及所述第一限幅器进行限幅，得到所述控制直流电压的移相角。
在其中一个实施例中，所述输入均压环包括依次连接的第二比较器、第二调制器、第二限幅器。所述输入均压通过所述第二比较器与实际输入电压相减，再通过所述第二调制器调制以及所述第二限幅器限幅，得到所述控制均压的移相角。
在其中一个实施例中，所述二倍频电压环包括依次连接的带通滤波器、第三比较器、比例谐振器、第三限幅器。所述实际输出电压经过所述带通滤波器提取出二倍频电压，通过所述第三比较器与二倍频指令电压相减，再通过所述比例谐振器调节以及所述第三限幅器进行限幅，得到所述控制二倍频电压的移相角。
本申请实施例提供了一种基于双有源直流变换器的脉动功率抑制方法，所述方法包括：获取所述实际输出电压、所述输入均压和所述二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端；所述总移相角改变所述双有源直流变换器的传输功率，将二倍频功率全部或部分转移至所述高压直流母线端；通过环流注入的控制策略，让所述高压直流母线端的高压输入级承担二倍频功率。
上述方法中通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，进而改变双有源直流变换器的传输功率，可以让原本集中在低压直流端口的二倍频功率重新分配，全部或部分转移至高压直流母线，进而利用高压输入级的子模块电容及桥臂电感的储能特性，来平抑这一波动，使整个柔性变电站电能质量达到最佳。
在其中一个实施例中，所述获取所述实际输出电压、所述输入均压和所述二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角步骤包括：所述实际输出电压通过所述低通滤波器滤波后，通过所述第一比较器与输出指令电压相减，再通过所述第一调制器调制以及所述第一限幅器进行限幅，得到所述控制直流电压的移相角；所述输入均压通过所述第二比较器与实际输入电压相减，再通过所述第二调制器调制以及所述第二限幅器限幅，得到所述控制均压的移相角；所述实际输出电压经过所述带通滤波器提取出二倍频电压，通过所述第三比较器与二倍频指令电压相减，再通过所述比例谐振器调节以及所述第三限幅器进行限幅，得到所述控制二倍频电压的移相角；将所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角、所述控制二倍频电压的移相角叠加得到所述总移相角。
上述方法通过所述脉动功率抑制电路的直流电压环、输入均压环、二倍频电压环，分别对所述实际输出电压、所述输入均压和所述二倍频电压进行处理，分别得到所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角、所述控制二倍频电压的移相角，并对其叠加得到所述总移相角，进而利用总移相角改变双有源直流变换器的传输功率。
在其中一个实施例中，所述获取所述副边单相全桥的实际输出电压、输入均压和二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角步骤前还包括；获取所述低压直流母线端低压输出级输出的交流电压和交流电流。
在其中一个实施例中，所述二倍频指令电压计算公式如下：
根据公式P2ω＝-3U+I-cos(2ωt+Φu++Φi-)计算出二倍频功率；
再根据
0≤Kdab≤1计算出二倍频指令电压；
式中，P2ω为二倍频功率，U、I分别表示低压输出级输出的交流电压和交流电流；Φu、Φi分别表示低压输出级交流电压和交流电流的初相角；下标+、-分别代表正序分量和负序分量，ω为基波角频率；
为输出指令电压，
为二倍频指令电压，Kdab为二倍频功率传输系数。
在其中一个实施例中，所述注入的零序环流计算公式如下：
其中，Kmmc为高压输入级承担的二倍频功率的比例，ud为直流电压，p20为高压输入级出现的二倍频功率。通过环流注入的控制策略，注入的零序环流来让高压输入级来承担二倍频功率。
本申请还提出一种变电站，采用如上述任一技术方案中的基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路，因而具有该基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路的全部有益效果，不再赘述。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或传统技术中的技术方案，下面将对实施例或传统技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为一个实施例中基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路的双有源直流变换器电路拓扑图；
图2为一个实施例中基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路的脉动功率抑制电路图；
图3为一个实施例中变电站拓扑图；
图4为一个实施例中基于双有源直流变换器的脉动功率抑制方法的流程示意图；
图5为另一个实施例中基于双有源直流变换器的脉动功率抑制方法的流程示意图；
具体实施方式
为了便于理解本申请，下面将参照相关附图对本申请进行更全面的描述。附图中给出了本申请的实施例。但是，本申请可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使本申请的公开内容更加透彻全面。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
可以理解，本申请所使用的术语“第一”、“第二”等可在本文中用于描述各种元件，但这些元件不受这些术语限制。这些术语仅用于将第一个元件与另一个元件区分。
请参阅图1所示，在本申请的一个实施例中提供一种基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路，所述双有源直流变换器包括原边单相全桥、副边单相全桥、高频隔离变压器和高频电感L，所述原边单相全桥通过所述高频电感L与所述高频隔离变压器的原边连接，所述副边单相全桥与所述高频隔离变压器的副边连接，所述原边单相全桥的输入端与高压直流母线连接，所述副边单相全桥的输出端与低压直流母线连接。
请继续参阅图1所示，具体地，双有源直流变换器包括原边单相全桥、副边单相全桥、高频隔离变压器和高频电感L，高频隔离变压器的变比为N:1。当双有源直流变换器在正常工作时，两个开关频率相同的原边单相全桥和副边单相全桥的对角开关管同时导通，占空比为50％。高频变压器的原边单相全桥和副边单相全桥为两个占空比均为50％的交流方波，并存在一定的相角差。通过控制该相角可以控制漏感两侧的电压，从而控制双有源直流变换器的功率大小和方向，且功率的流向总是由相位超前的一侧流向相位滞后一侧。
请参阅图2-图3所示，所述脉动功率抑制电路包括：直流电压环，所述直流电压环的输入端与所述副边单相全桥的输出端连接，用于获取所述副边单相全桥的实际输出电压，并对所述实际输出电压进行处理，得到控制直流电压的移相角；输入均压环，所述输入均压环的输入端与所述高压直流母线的输出端连接，用于获取所述高压直流母线的输入均压，并对所述输入均压进行处理，得到控制均压的移相角；二倍频电压环，所述二倍频电压环的输入端与所述副边单相全桥的输出端连接，用于获取所述副边单相全桥的二倍频电压，并对所述二倍频电压进行处理，得到控制二倍频电压的移相角；比较器，所述比较器的输入端与所述直流电压环、所述输入均压环和所述二倍频电压环的输出端连接，所述比较器的输出端与所述副边单相全桥控制信号的输入端连接，所述比较器用于对所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角和所述控制二倍频电压的移相角处理得到总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。
具体地，上述脉动功率抑制电路中，所述直流电压环对所述实际输出电压进行处理，得到控制直流电压的移相角；所述输入均压环对所述输入均压进行处理，得到控制均压的移相角；所述二倍频电压环对所述二倍频电压进行处理，得到控制二倍频电压的移相角；所述比较器对所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角和所述控制二倍频电压的移相角处理得到总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。通过改变双有源直流变换器的传输功率，可以让原本集中在低压直流端口的二倍频功率重新分配，全部或部分转移至高压直流母线，进而利用高压输入级的子模块电容及桥臂电感的储能特性，来平抑这一波动，使整个柔性变电站电能质量达到最佳。
请继续参阅图2-图3，在其中一个实施例中，所述直流电压环包括依次连接的低通滤波器、第一比较器、第一调制器、第一限幅器。所述实际输出电压通过所述低通滤波器滤波后，通过所述第一比较器与输出指令电压相减，再通过所述第一调制器调制以及所述第一限幅器进行限幅，得到所述控制直流电压的移相角。
请继续参阅图2，在其中一个实施例中，所述输入均压环包括依次连接的第二比较器、第二调制器、第二限幅器。所述输入均压通过所述第二比较器与实际输入电压相减，再通过所述第二调制器调制以及所述第二限幅器限幅，得到所述控制均压的移相角。
请继续参阅图2-图3，在其中一个实施例中，所述二倍频电压环包括依次连接的带通滤波器、第三比较器、比例谐振器、第三限幅器。所述实际输出电压经过所述带通滤波器提取出二倍频电压，通过所述第三比较器与二倍频指令电压相减，再通过所述比例谐振器调节以及所述第三限幅器进行限幅，得到所述控制二倍频电压的移相角。
具体地，所述比较器的输入端与所述直流电压环、所述输入均压环和所述二倍频电压环的输出端连接，所述比较器的输出端与所述副边单相全桥控制信号的输入端连接，所述比较器将上述实施例中得到的控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角和所述控制二倍频电压的移相角处理得到总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。
请参阅图4，本申请实施例提供了一种基于双有源直流变换器的脉动功率抑制方法，所述方法包括：
S202、获取所述实际输出电压、所述输入均压和所述二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端。
具体地，所述脉动功率抑制电路包括直流电压环、输入均压环、二倍频电压环。所述直流电压环包括依次连接的低通滤波器、第一比较器、第一调制器、第一限幅器。所述实际输出电压通过所述低通滤波器滤波后，通过所述第一比较器与输出指令电压相减，再通过所述第一调制器调制以及所述第一限幅器进行限幅，得到所述控制直流电压的移相角。所述输入均压环包括依次连接的第二比较器、第二调制器、第二限幅器。所述输入均压通过所述第二比较器与实际输入电压相减，再通过所述第二调制器调制以及所述第二限幅器限幅，得到所述控制均压的移相角。所述二倍频电压环包括依次连接的带通滤波器、第三比较器、比例谐振器、第三限幅器。所述实际输出电压经过所述带通滤波器提取出二倍频电压，通过所述第三比较器与二倍频指令电压相减，再通过所述比例谐振器调节以及所述第三限幅器进行限幅，得到所述控制二倍频电压的移相角。
具体地，所述比较器的输入端与所述直流电压环、所述输入均压环和所述二倍频电压环的输出端连接，所述比较器的输出端与所述副边单相全桥控制信号的输入端连接，所述比较器将上述实施例中得到的控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角和所述控制二倍频电压的移相角处理得到总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。如此设计，可得到总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。
S204、所述总移相角改变所述双有源直流变换器的传输功率，将二倍频功率全部或部分转移至所述高压直流母线端。
具体地，根据公式
的非线性关系可以看出，P0为基准功率，当k一定时，传输功率P*随着移相占空比d变化成抛物线变化；移相占空比的符号决定功率传输方向，移相占空比的幅值决定功率传输的大小；移相占空比d满足|d|＝0.5时，变换器传输功率最大。如此实现了总移相角改变所述双有源直流变换器的传输功率，将二倍频功率全部或部分转移至所述高压直流母线端。
S206、通过环流注入的控制策略，让所述高压直流母线端的高压输入级承担二倍频功率。
具体地，所述高压直流母线端的高压输入级为MMC的桥臂，相当一个受控电压源，而且桥臂的每个子模块直流电容利用其储能特性可以承担一部分功率来平衡交直流功率。该部分功率为交、直流侧的瞬时功率差，这也意味着MMC交、直流侧瞬时功率不一定平衡，因此直流侧出现的二倍频功率可以由子模块电容来承担。为了使子模块能够承担直流侧的二倍频功率，可以通过环流注入的控制策略来实现。如此设计，利用高压输入级的子模块电容及桥臂电感的储能特性，来平抑这一波动，使整个柔性变电站电能质量达到最佳。
请参阅图5，在其中一个实施例中，所述获取所述实际输出电压、所述输入均压和所述二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角步骤包括：
S2022、所述实际输出电压通过所述低通滤波器滤波后，通过所述第一比较器与输出指令电压相减，再通过所述第一调制器调制以及所述第一限幅器进行限幅，得到所述控制直流电压的移相角；
S2024、所述输入均压通过所述第二比较器与实际输入电压相减，再通过所述第二调制器调制以及所述第二限幅器限幅，得到所述控制均压的移相角；
S2026、所述实际输出电压经过所述带通滤波器提取出二倍频电压，通过所述第三比较器与二倍频指令电压相减，再通过所述比例谐振器调节以及所述第三限幅器进行限幅，得到所述控制二倍频电压的移相角；
S2028、将所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角、所述控制二倍频电压的移相角叠加得到所述总移相角。
上述方法通过所述脉动功率抑制电路的直流电压环、输入均压环、二倍频电压环，分别对所述实际输出电压、所述输入均压和所述二倍频电压进行处理，分别得到所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角、所述控制二倍频电压的移相角，并对其叠加得到所述总移相角，进而利用总移相角改变双有源直流变换器的传输功率。
在其中一个实施例中，所述获取所述副边单相全桥的实际输出电压、输入均压和二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角步骤前还包括；获取所述低压直流母线端低压输出级输出的交流电压和交流电流。
具体地，所述实际输出电压经过所述带通滤波器提取出二倍频电压，通过所述第三比较器与二倍频指令电压相减，再通过所述比例谐振器调节以及所述第三限幅器进行限幅，得到所述控制二倍频电压的移相角。其中，所述二倍频指令电压的计算，需要用到低压直流母线端低压输出级输出的交流电压和交流电流进行计算，因而，需要低压输出级输出的交流电压和交流电流。
在其中一个实施例中，所述二倍频指令电压计算公式如下：
根据公式P2ω＝-3U+I-cos(2ωt+Φu++Φi-)计算出二倍频功率；
再根据
0≤Kdab≤1计算出二倍频指令电压；
式中，P2ω为二倍频功率，U、I分别表示低压输出级输出的交流电压和交流电流；Φu、Φi分别表示低压输出级交流电压和交流电流的初相角；下标+、-分别代表正序分量和负序分量，ω为基波角频率；
为输出指令电压，
为二倍频指令电压，Kdab为二倍频功率传输系数。
具体地，将得到的低压直流母线端低压输出级输出的交流电压和交流电流，带入到公式P2ω＝-3U+I-cos(2ωt+Φu++Φi-)中，经计算求出二倍频功率。再将得到的二倍频功率带入公式
0≤Kdab≤1中，计算得到二倍频指令电压。进而所述实际输出电压经过所述带通滤波器提取出二倍频电压，通过所述第三比较器与二倍频指令电压相减，再通过所述比例谐振器调节以及所述第三限幅器进行限幅，得到所述控制二倍频电压的移相角。将所述控制二倍频电压的移相角通过比较器与所述控制直流电压的移相角和所述控制均压的移相角处理得到总移相角。基于所述比较器的输出端与所述副边单相全桥控制信号的输入端连接，将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。
在其中一个实施例中，所述注入的零序环流计算公式如下：
其中，Kmmc为高压输入级承担的二倍频功率的比例，ud为直流电压，p20为高压输入级出现的二倍频功率。通过环流注入的控制策略，注入的零序环流来让高压输入级来承担二倍频功率。
具体地，所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率，进而将全部或部分二倍频功率转移至高压直流母线。所述高压直流母线端的高压输入级为MMC的桥臂，相当一个受控电压源，而且桥臂的每个子模块直流电容利用其储能特性可以承担一部分功率来平衡交直流功率。该部分功率为交、直流侧的瞬时功率差，这也意味着MMC交、直流侧瞬时功率不一定平衡，因此直流侧出现的二倍频功率可以由子模块电容来承担。为了使子模块能够承担直流侧的二倍频功率，可以通过环流注入的控制策略来实现，所述注入的零序环流计算公式如下：
其中，Kmmc为高压输入级承担的二倍频功率的比例，ud为直流电压，p20为高压输入级出现的二倍频功率。通过环流注入的控制策略，注入的零序环流来让高压输入级来承担二倍频功率。如此设计，利用高压输入级的子模块电容及桥臂电感的储能特性，来平抑这一波动，使整个柔性变电站电能质量达到最佳。
本申请还提出一种变电站，采用如上述任一技术方案中的基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路，因而具有该基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路的全部有益效果，不再赘述。
应该理解的是，除非本文中有明确的说明，所述的步骤的执行并没有严格的顺序限制，这些步骤可以以其它的顺序执行。而且，所述的步骤的至少一部分步骤可以包括多个子步骤或者多个阶段，这些子步骤或者阶段并不必然是在同一时刻执行完成，而是可以在不同的时刻执行，这些子步骤或者阶段的执行顺序也不必然是依次进行，而是可以与其它步骤或者其它步骤的子步骤或者阶段的至少一部分轮流或者交替地执行。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本申请所提供的各实施例中所使用的对存储器、存储、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和/或易失性存储器。非易失性存储器可包括只读存储器(ROM)、可编程ROM(PROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)或闪存。易失性存储器可包括随机存取存储器(RAM)或者外部高速缓冲存储器。作为说明而非局限，RAM以多种形式可得，诸如静态RAM(SRAM)、动态RAM(DRAM)、同步DRAM(SDRAM)、双数据率SDRAM(DDRSDRAM)、增强型SDRAM(ESDRAM)、同步链路(Synchlink)DRAM(SLDRAM)、存储器总线(Rambus)直接RAM(RDRAM)、直接存储器总线动态RAM(DRDRAM)、以及存储器总线动态RAM(RDRAM)等。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。
Claims (10)
1.一种基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路，所述双有源直流变换器包括原边单相全桥、副边单相全桥、高频隔离变压器和高频电感L，所述原边单相全桥通过所述高频电感L与所述高频隔离变压器的原边连接，所述副边单相全桥与所述高频隔离变压器的副边连接，所述原边单相全桥的输入端与高压直流母线连接，所述副边单相全桥的输出端与低压直流母线连接，其特征在于，所述脉动功率抑制电路包括：
直流电压环，所述直流电压环的输入端与所述副边单相全桥的输出端连接，用于获取所述副边单相全桥的实际输出电压，并对所述实际输出电压进行处理，得到控制直流电压的移相角；
输入均压环，所述输入均压环的输入端与所述高压直流母线的输出端连接，用于获取所述高压直流母线的输入均压，并对所述输入均压进行处理，得到控制均压的移相角；
二倍频电压环，所述二倍频电压环的输入端与所述副边单相全桥的输出端连接，用于获取所述副边单相全桥的二倍频电压，并对所述二倍频电压进行处理，得到控制二倍频电压的移相角；
比较器，所述比较器的输入端与所述直流电压环、所述输入均压环和所述二倍频电压环的输出端连接，所述比较器的输出端与所述副边单相全桥控制信号的输入端连接，所述比较器用于对所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角和所述控制二倍频电压的移相角处理得到总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端，以改变所述双有源直流变换器的传输功率。
2.根据权利要求1所述的基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路，其特征在于，所述直流电压环包括依次连接的低通滤波器、第一比较器、第一调制器、第一限幅器。
3.根据权利要求1所述的基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路，其特征在于，所述输入均压环包括依次连接的第二比较器、第二调制器、第二限幅器。
4.根据权利要求1所述的基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路，其特征在于，所述二倍频电压环包括依次连接的带通滤波器、第三比较器、比例谐振器、第三限幅器。
5.一种基于双有源直流变换器的脉动功率抑制方法，其特征在于，包括：
获取所述实际输出电压、所述输入均压和所述二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角，并将所述总移相角输入到所述副边单相全桥控制信号的输入端；
所述总移相角改变所述双有源直流变换器的传输功率，将二倍频功率全部或部分转移至所述高压直流母线端；
通过环流注入的控制策略，让所述高压直流母线端的高压输入级承担二倍频功率。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述获取所述实际输出电压、所述输入均压和所述二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角步骤包括：
所述实际输出电压通过所述低通滤波器滤波后，通过所述第一比较器与输出指令电压相减，再通过所述第一调制器调制以及所述第一限幅器进行限幅，得到所述控制直流电压的移相角；
所述输入均压通过所述第二比较器与实际输入电压相减，再通过所述第二调制器调制以及所述第二限幅器限幅，得到所述控制均压的移相角；
所述实际输出电压经过所述带通滤波器提取出二倍频电压，通过所述第三比较器与二倍频指令电压相减，再通过所述比例谐振器调节以及所述第三限幅器进行限幅，得到所述控制二倍频电压的移相角；
将所述控制直流电压的移相角、所述控制均压的移相角、所述控制二倍频电压的移相角叠加得到所述总移相角。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述获取所述副边单相全桥的实际输出电压、输入均压和二倍频电压，通过所述脉动功率抑制电路处理得到所述总移相角步骤前还包括；
获取所述低压直流母线端低压输出级输出的交流电压和交流电流。
8.根据权利要求5至7中任一项所述的方法，其特征在于，所述二倍频指令电压计算公式如下：
根据公式P2ω＝-3U+I-cos(2ωt+Φu++Φi-)计算出二倍频功率；
再根据
计算出二倍频指令电压；
式中，P2ω为二倍频功率，U、I分别表示低压输出级输出的交流电压和交流电流；Φu、Φi分别表示低压输出级交流电压和交流电流的初相角；下标+、-分别代表正序分量和负序分量，ω为基波角频率；
为输出指令电压，
为二倍频指令电压，Kdab为二倍频功率传输系数。
9.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述注入的零序环流计算公式如下：
其中，Kmmc为高压输入级承担的二倍频功率的比例，ud为直流电压，p20为高压输入级出现的二倍频功率。
10.一种变电站，其特征在于，包括根据权利要求1至4中任一项所述的基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路。
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| CN202110319162.1A CN112994071A (zh) | 2021-03-25 | 2021-03-25 | 基于双有源直流变换器的脉动功率抑制电路及抑制方法 |
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| CN112994071A true CN112994071A (zh) | 2021-06-18 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN114142743A (zh) * | 2021-11-05 | 2022-03-04 | 深圳供电局有限公司 | 基于电压的控制方法、装置、计算机设备和存储介质 |
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| CN111291468A (zh) * | 2020-01-16 | 2020-06-16 | 天津大学 | 一种用于高效电磁暂态仿真的柔性变电站建模方法 |
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-
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