CN112910295A

CN112910295A - 三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法

Info

Publication number: CN112910295A
Application number: CN202110076212.8A
Authority: CN
Inventors: 张承慧; 刘畅; 邢相洋; 李晓艳
Original assignee: Shandong University
Current assignee: Shandong University
Priority date: 2021-01-20
Filing date: 2021-01-20
Publication date: 2021-06-04
Anticipated expiration: 2041-01-20
Also published as: CN112910295B

Abstract

本发明公开一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，包括：根据k时刻的三相电流和开关状态，预测k+1时刻的三相电流，根据k+1时刻的三相电流采用拉格朗日后推法计算k+1时刻的三相电压；构建双矢量价值函数，根据k+1时刻的三相电压求解双矢量价值函数，根据求解结果在零共模候选矢量中筛选最优双矢量，根据最优双矢量的自适应作用时间合成参考电压；根据构建的解耦函数对悬浮电容和直流侧电容进行解耦，根据自适应作用时间以及参考电压，得到候选开关序列，并以此控制逆变器开关管的动作。实现在减小逆变器交流侧输出电流谐波的同时，消除共模电压，快速跟踪电流，不需要权重因子即可实现直流侧中点和悬浮电容的控制，减轻计算负担。

Description

三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法

技术领域

本发明涉及多电平逆变器技术领域，特别是涉及一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法。

背景技术

本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。

近年来，多电平变换器因其在开关电压应力低、dv/dt小、输出电压和电流中的谐波较低等优点，已经广泛地应用于工业中。在多电平逆变器中，提出了三相五电平有源中压点箝位型(5L-ANPC)逆变器，其输出的线电压具有九个电平，并且已应用于六兆瓦风力发电和矿井提升机上。

5L-ANPC型逆变器的每相含有8个开关器件和一个悬浮电容，控制较为复杂，当直流侧中点或者悬浮电容电压不平衡时，逆变器交流侧输出电流谐波增大，电流波形畸变，进而影响到整个系统的稳定和安全运行，威胁到人身和财产安全。

共模电压(CMV)是电力电子逆变器的关键问题，共模电压会产生高频耦合电流，促使电机绝缘的老化，产生轴电流，减少轴承的寿命；由于共模电压产生的漏电流会造成电磁干扰，影响其他电气设备的正常运行，增大了系统的维护成本，影响了其长期安全运行，所以要实现5L-ANPC型逆变器的稳定运行，必须减少或者消除共模电压。

由于谐波可引起电力系统局部并联谐振或串联谐振，使谐波含量放大，造成电容器等设备烧毁，而对于并网5L-ANPC型逆变器，过量的谐波流入网侧，会污染电网，降低电能质量，也同时影响逆变器的正常工作，减少使用寿命，造成安全隐患。所以当电力电子逆变器交流侧输出电流含有大量谐波时，会使直流侧电压的效率降低，电气设备过热，使用寿命缩短，甚至发生故障或烧毁。

近年来，随着微处理器技术的发展，模型预测控制(model predictive control,MPC)能够实现多目标同步优化控制，且无需PWM模块或比例积分(PI)控制器。基于MPC的优点，可以实现对并网三相5L-ANPC型逆变器的多目标控制。然而，传统的MPC算法牺牲了THD来实现快速跟踪电流，增加了逆变器交流输出侧的电流谐波，并且通过设置权重因子来实现多目标的优化控制，而权重因子的选择和调整是一项复杂的任务，会增加MPC算法的计算负担，影响到系统的快速性，不合适的权重因子会严重影响逆变器的工作状态。

因此，为了实现并网5L-ANPC型逆变器的稳定运行，提高系统稳定性，需要减小交流侧输出电流的谐波含量，提高电流的波形的同时消除共模电压CMV，去除MPC算法中的权重因子来提高系统快速跟踪电流的性能。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提出了一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，实现在减小逆变器交流侧输出电流谐波的同时，消除共模电压，快速跟踪电流，不需要权重因子即可实现直流侧中点和悬浮电容的控制，减轻计算负担。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

第一方面，本发明提供一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，包括：

根据k时刻的三相电流和开关状态，预测k+1时刻的三相电流，根据k+1时刻的三相电流采用拉格朗日后推法计算k+1时刻的三相电压；

构建双矢量价值函数，根据k+1时刻的三相电压求解双矢量价值函数，根据求解结果在零共模候选矢量中筛选最优双矢量，根据最优双矢量的自适应作用时间合成参考电压；

根据构建的解耦函数对悬浮电容和直流侧电容进行解耦，根据自适应作用时间以及参考电压得到候选开关序列，并以此控制逆变器开关管的动作。

第二方面，本发明提供一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制系统，包括：

电压预测模块，被配置为根据k时刻的三相电流和开关状态，预测k+1时刻的三相电流，根据k+1时刻的三相电流采用拉格朗日后推法计算k+1时刻的三相电压；

双矢量建模模块，被配置为构建双矢量价值函数，根据k+1时刻的三相电压求解双矢量价值函数，根据求解结果在零共模候选矢量中筛选最优双矢量，根据最优双矢量的自适应作用时间合成参考电压；

解耦控制模块，被配置为根据构建的解耦函数对悬浮电容和直流侧电容进行解耦，根据自适应作用时间以及参考电压，得到候选开关序列，并以此控制逆变器开关管的动作。

第三方面，本发明提供一种电子设备，包括存储器和处理器以及存储在存储器上并在处理器上运行的计算机指令，所述计算机指令被处理器运行时，完成第一方面所述的方法。

第四方面，本发明提供一种计算机可读存储介质，用于存储计算机指令，所述计算机指令被处理器执行时，完成第一方面所述的方法。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

1、三相5L-ANPC逆变器在五电平拓扑中，具有较少的开关数量和较少的电容个数，多电平输出可以降低输出电流谐波，器件耐压等级高；在并网系统中，相比较于低电平逆变器，优良的di/dt可以使并网电流谐波少，提高电能质量，目前已经应用于1500V光伏发电产业中。

2、本发明选取零共模矢量作为候选矢量，相较于减共模可以完全消除共模电压，解决了因存在共模电压造成的系统损耗大，维护成本高等问题。

3、本发明选取部分矢量作为零共模候选矢量，由全部的125个矢量减少到19个矢量，极大减少了每次循环价值函数的计算次数。

4、本发明采取改进的MPC算法，相比较传统的双闭环控制算法，省去PI模块，避免了设计控制器时调节选取PI参数的时间，降低控制器的复杂程度，提高系统的快速性。

5、本发明采用模型预测算法，省去PWM模块，降低了传统调制，如7段式空间矢量调制中繁琐的矢量优化和时间计算，提高控制器整体的计算速度。

6、本发明采取电流跟踪电压的方式，相比较传统的MPC算法中电压跟踪电流的方式，能够大大减少计算量。

7、相比较传统的MPC算法，本发明提出的双矢量两段式零共模采用两个矢量跟踪参考电压，并且在两个矢量作用时间分配上，摒弃了平均分配时间的方法，即两个矢量的作用时间都是1/2Ts，采取最适应的分配时间，优化两个矢量的作用时间。

8、本发明建立新型的价值函数，根据最优的两个矢量合成参考电压，保证两个矢量合成后的电压最为精确，大大减少传统MPC中采用一个矢量造成的电流谐波大、跟踪效果差等缺点。

9、传统MPC的算法中采用权重因子控制悬浮电容和直流侧重点，在控制量数量级不一样时，权重因子微小的变化将会严重影响控制效果，所以为了解决权重因子的选取问题，本发明提出的新型解耦策略，可以在省去权重因子的情况下，调整解耦系数Con，有效的对直流侧和悬浮电容控制解耦，控制悬浮电容和直流侧电容平衡。

10、本发明建立简单平衡方程，根据三相5L-ANPC开关序列自身对其直流侧和悬浮电容的影响实现电容电压平衡，无需添加额外的硬件和程序。

本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

图1为本发明实施例1提供的双矢量两段式MPC算法控制图；

图2为本发明实施例1提供的三相并网五电平ANPC逆变器拓扑图；

图3为本发明实施例1提供的三相并网五电平ANPC逆变器空间矢量图；

图4为本发明实施例1提供的去权重因子解耦控制策略逻辑图；

图5(a)为本发明实施例1提供的采取传统MPC单矢量时输出的三相电流波形示意图；

图5(b)为本发明实施例1提供的采取双矢量两段式零共模MPC时输出的三相电流波形示意图；

图6(a)为本发明实施例1提供的采取传统MPC单矢量时的输出电流THD效果图；

图6(b)为本发明实施例1提供的采取双矢量两段式零共模MPC时的输出电流THD效果图；

图7(a)为本发明实施例1提供的采取去权重因子解耦控制策略的直流侧电容示意图；

图7(b)为本发明实施例1提供的采取去权重因子解耦控制策略的悬浮电容示意图；

图8(a)为本发明实施例1提供的采取双矢量两段式零共模MPC的共模电压示意图；

图8(b)为本发明实施例1提供的采取双矢量两段式零共模MPC的输出线电压示意图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

实施例1

面对日渐兴起的1500v光伏发电，采用高电平逆变器作为光伏发电的主体，可以提高直流利用率，减少输出并网电流谐波。为了简化对多电平的调控方法，采用MPC模型预测控制技术可以提高系统的快速性，但是传统的MPC牺牲了电流的THD，为了提高电能质量，减少并网电流谐波，并消除共模电压，本实施例提出一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法；如图1所示，具体包括如下步骤：

S1：根据k时刻的三相电流和开关状态，预测k+1时刻的三相电流，根据k+1时刻的三相电流采用拉格朗日后推法计算k+1时刻的三相电压；

S2：构建双矢量价值函数，根据k+1时刻的三相电压求解双矢量价值函数，根据求解结果在零共模候选矢量中筛选最优双矢量，根据最优双矢量的自适应作用时间合成参考电压；

S3：根据构建的解耦函数对悬浮电容和直流侧电容进行解耦，根据自适应作用时间以及参考电压，得到候选开关序列，并以此控制逆变器开关管的动作。

如图2所示为并网三相5L-ANPC逆变器拓扑结构，该拓扑每相含有8个IGBT开关，开关S_a1与

开关状态互补，其他三对开关也具有上述互补特性；V_P、V_N是直流侧上下电容，O点为直流侧中点；C_af为A相得悬浮电容；i_O、i_af、i_a分别为从O点流出的电流，流经A相悬浮电容的电流，A相输出电流，其正方向都为图1中显示的方向。

本实施例分为双矢量两段式MPC数学建模和去权重因子解耦策略两部分，所述步骤S1和S2由双矢量两段式MPC数学建模部分实现，所述步骤S3由去权重因子解耦策略两部分实现；具体地：

所述双矢量两段式MPC数学建模部分包括：

S1-1：由图1所示的拓扑，根据基尔霍夫电压定律建立并网5L-ANPC型逆变器的数学模型：

其中，u_ao、u_bo、u_co是三相5L-ANPC型逆变器的相电压，i_a、i_b、i_c是逆变器输出的三相交流电流，e_a、e_b、e_c是逆变器并网侧的网侧电压，u_no是交流侧中点和直流侧中点的电压，L和R分别代表交流侧电感和等效电阻。

S1-2：其离散化的数学模型为：

S1-3：建立输出相电压u_ao、u_bo、u_co和u_no与开关状态的数学模型：

其中，S_a、S_b、S_c是三相定义的开关状态；V_DC是直流侧电压，u_cmv是共模电压；如表1所示开关状态及其对应的输出电压；

表1开关状态及其对应的输出电压

S1-4：将开关状态和共模电压的数学模型(3)带入离散化后的数学模型(2)，得到基于三相坐标系下的电流与开关状态的离散化数学模型：

其中，T_s为控制周期，i_a(k)、i_b(k)、i_c(k)为k时刻三相静止坐标系下的交流侧电流采样值，i_a(k+1)、i_b(k+1)、i_c(k+1)为k+1时刻三相静止坐标系下的交流侧电流预测值，e_a(k)、e_b(k)、e_c(k)为k时刻三相并网侧网侧电压。

S1-5：根据式(4)，通过实时采样k时刻的电流值，根据k时刻的开关状态，预测k+1时刻的电流值；为了进一步减少计算量，采用电流跟踪电压的形式，每次循环过程只计算19次：

在实际的预测控制中，为了提高预测的准确性，采用超前预测一步的方法将(5)后推一步可得：

其中，u^* _an(k+1)、u^* _bn(k+1)、u^* _cn(k+1)是三相输出相电压在k+1时刻的计算值，i^* _a(k+2)、i^* _b(k+2)、i^* _c(k+2)是三相输出交流电在k+2时刻的给定值，e_a(k+1)、e_b(k+1)、e_c(k+1)为k+1时刻三相并网侧网侧电压。

将式(6)中，根据拉格朗日后推法，三相输出交流电的给定值为：

三相网侧电压为：

e_x(k+1)＝3e_x(k)-3e_x(k-1)+e_x(k-2)(x＝a,b,c). (8)

S2-1：结合式(4)(6)(7)(8)，根据当前k时刻与延迟90°的k-1时刻电流、电网采样值，预测k+1时刻的相电压值，将得到的k+1时刻的相电压带入定义的两段式目标价值函数：

g_v＝|u*_xn(k+1)-v₁(k+1)|+|u*_xn(k+1)-v₂(k+1)| x＝(a,b,c) (9)

由于选取了零共模的矢量，价值函数每次循环计算只需计算19次，零工模矢量的位置如图3所示，黑色实心和粗体表示选取的电压矢量位置和开关状态。

通过排序，选取出19个通过价值函数计算后值最小的g_v，得出两个最优的空间矢量v₁(k+1)、v₂(k+1)，采用这两个矢量合成参考电压。

为了优化两个矢量的作用时间，本实施例摒弃了传统的平均分配采样时间T_s，采用两个空间矢量v₁(k+1)和v₂(k+1)的最佳合成时间，计算得出最佳自适应时间，保证合成后的矢量最接近参考电压：

其中，u^* _α(k+1)和u^* _β(k+1)是由u^* _an(k+1)、u^* _bn(k+1)、u^* _cn(k+1)在k+1时刻，由三相坐标系变换到两相静止αβ坐标系下的值；T₁为矢量v₁(k+1)的作用时间，矢量v₂(k+1)作用的时间T₂为：

T₂＝T_s-T₁ (11)

在本实施例中，如图4所示，所述去权重因子解耦策略部分：

S3-1：5L-ANPC存在开关序列冗余，同时冗余的序列对拓扑中电容的影响不同，且由于悬浮电容与直流侧中点存在耦合关系，故定义解耦函数：

(V_xf(k)-V_DC(k))²＞Con² x＝a,b,c (12)

其中，V_xf为三相悬浮电容的采样值，ΔV(k)为直流侧上下电容之差的采样值；Con为解耦系数，根据设定不同大小的Con值，可以获得不同的解耦效果，即对直流侧和悬浮电容的控制效果影响不一样，利用解耦函数可以实现序列对直流侧和悬浮侧耦合作用的去除，进而消除权重因子。

S3-2：去除耦合作用之后，定义平衡悬浮电容和直流侧中点函数：

ConDC(k)＝ΔV(k)i_x(k)u*_xn(k) x＝a,b,c (14)

其中，ConFC(k)为悬浮电容的平衡函数，ConDC(k)为直流中点的平衡函数。

S3-3：根据部分开关序列存在冗余，选择合适的冗余状态产生PWM波；如表2所示为5L-ANPC逆变器a相开关序列以及对应的电流方向和大小；

表2 5L-ANPC逆变器a相开关序列以及对应的电流方向和大小

本实施例采取直流侧电压大小为400V，Con解耦系数为5，给定电流有效值为20A；与传统MPC方法相比，产生的输出三相电流波形如图5(a)-5(b)所示，THD如图6(a)-6(b)所示，由6.29％降到了4.36％，降低了接近2％，证明本实施例提出的采取双矢量的方法，能够大大降低电流谐波，提高电能质量；

对于并网解耦控制的悬浮电容和直流侧中点控制效果如图7(a)-7(b)所示，悬浮电容电压控制在100V(1/4V_dc)上下5V区间内，直流侧中点电压稳定在200V(1/2V_dc)；图8(a)-8(b)是线电压和共模电压，线电压呈现九电平，证明该方法调制度可以稳定在较高区间内，由于选定零共模矢量，产生的共模电压基本为零。

本实施例提供一种针对三相5L-ANPC并网逆变器的新型双矢量两段式零共模无权重因子的模型预测方法，建立电流跟踪电压的数学模型，设计新型的价值函数，可以选择在每次循环中19个零共模候选矢量中两个最佳矢量合成参考电压，本实施例摒弃原有的平均分配矢量作用时间的方法，可以更加精确地合成参考电压；建立的解耦函数对直流侧和悬浮侧电容耦合的开关序列进行解耦，实现无多余硬件条件下的电容平衡。本实施例的控制方法主要用于1500V光伏并网逆变器的控制应用中。

实施例2

本实施例提供一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制系统，包括：

此处需要说明的是，上述模块对应于实施例1中所述的步骤，上述模块与对应的步骤所实现的示例和应用场景相同，但不限于上述实施例1所公开的内容。需要说明的是，上述模块作为系统的一部分可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行。

在更多实施例中，还提供：

一种电子设备，包括存储器和处理器以及存储在存储器上并在处理器上运行的计算机指令，所述计算机指令被处理器运行时，完成实施例1中所述的方法。为了简洁，在此不再赘述。

应理解，本实施例中，处理器可以是中央处理单元CPU，处理器还可以是其他通用处理器、数字信号处理器DSP、专用集成电路ASIC，现成可编程门阵列FPGA或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。

存储器可以包括只读存储器和随机存取存储器，并向处理器提供指令和数据、存储器的一部分还可以包括非易失性随机存储器。例如，存储器还可以存储设备类型的信息。

一种计算机可读存储介质，用于存储计算机指令，所述计算机指令被处理器执行时，完成实施例1中所述的方法。

实施例1中的方法可以直接体现为硬件处理器执行完成，或者用处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器、闪存、只读存储器、可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器，处理器读取存储器中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。为避免重复，这里不再详细描述。

本领域普通技术人员可以意识到，结合本实施例描述的各示例的单元即算法步骤，能够以电子硬件或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。

以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims

1.一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，其特征在于，包括：

2.如权利要求1所述的一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，其特征在于，所述根据k时刻的三相电流和开关状态，预测k+1时刻的三相电流，包括：

根据多电平逆变器的三相电压、三相电流、并网侧电压以及中点电压构建多电平逆变器并网模型；

根据多电平逆变器的三相电压和中点电压，分别构建四种电压与开关管开关状态的电压关系模型；

根据电压关系模型和多电平逆变器并网模型，构建三相电流与开关管开关状态的电流关系模型；

根据电流关系模型预测k+1时刻的三相电流。

3.如权利要求1所述的一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，其特征在于，采用拉格朗日后推法根据k+1时刻的三相电流得到k+2时刻的三相电流，以此采用电流跟踪电压的方式计算k+1时刻的三相电压。

4.如权利要求1所述的一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，其特征在于，所述双矢量价值函数为：

g_v＝|u*_xn(k+1)-v₁(k+1)|+|u*_xn(k+1)-v₂(k+1)| x＝(a,b,c)

其中，v₁(k+1)、v₂(k+1)为零共模矢量，

为k+1时刻的三相输出相电压，a、b、c为三相。

5.如权利要求1所述的一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，其特征在于，所述最优双矢量的自适应作用时间为：

其中，T₁为零共模矢量v₁(k+1)的作用时间，u^* _α(k+1)和u^* _β(k+1)是由u^* _an(k+1)、u^* _bn(k+1)、u^* _cn(k+1)在k+1时刻，由三相坐标系变换到两相静止αβ坐标系下的值；v_1α(k+1)、v_1β(k+1)、v_2α(k+1)、v_2β(k+1)是由v₁(k+1)、v₂(k+1)在k+1时刻，由三相坐标系变换到两相静止αβ坐标系下的值；矢量零共模v₂(k+1)作用时间T₂为总采样时间减去T₁。

6.如权利要求1所述的一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，其特征在于，所述解耦函数为：

(V_xf(k)-V_DC(k))²＞Con² x＝a,b,c

其中，V_xf(k)为k时刻的三相悬浮电容的采样值，V_DC(k)为k时刻的直流侧电压，Con为解耦系数，a、b、c为三相。

7.如权利要求1所述的一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法，其特征在于，根据构建的解耦函数对悬浮电容和直流侧电容进行解耦后，还包括定义平衡悬浮电容平衡和直流侧中点平衡函数：

ConDC(k)＝ΔV(k)i_x(k)u*_xn(k) x＝a,b,c

其中，ConFC(k)为悬浮电容的平衡函数，ConDC(k)为直流侧中点的平衡函数，V_xf(k)为k时刻的三相悬浮电容的采样值，V_DC(k)为k时刻的直流侧电压，

为k时刻的三相输出相电压，i_x(k)为k时刻的三相电流，ΔV(k)为直流侧上下电容之差的采样值，a、b、c为三相。

8.一种三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制系统，其特征在于，包括：

9.一种电子设备，其特征在于，包括存储器和处理器以及存储在存储器上并在处理器上运行的计算机指令，所述计算机指令被处理器运行时，完成权利要求1-7任一项所述的方法。

10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，用于存储计算机指令，所述计算机指令被处理器执行时，完成权利要求1-7任一项所述的方法。