CN114244166A - 一种电路控制方法、装置及逆变器 - Google Patents

一种电路控制方法、装置及逆变器 Download PDF

Info

Publication number
CN114244166A
CN114244166A CN202111570946.8A CN202111570946A CN114244166A CN 114244166 A CN114244166 A CN 114244166A CN 202111570946 A CN202111570946 A CN 202111570946A CN 114244166 A CN114244166 A CN 114244166A
Authority
CN
China
Prior art keywords
flying capacitor
voltage
voltage vector
current
type inverter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202111570946.8A
Other languages
English (en)
Inventor
叶腾波
杨勇
府晓宏
刘稼唯
樊明迪
肖扬
沈刚
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Suzhou University
Suzhou Dongling Vibration Test Instrument Co Ltd
Original Assignee
Suzhou University
Suzhou Dongling Vibration Test Instrument Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Suzhou University, Suzhou Dongling Vibration Test Instrument Co Ltd filed Critical Suzhou University
Priority to CN202111570946.8A priority Critical patent/CN114244166A/zh
Publication of CN114244166A publication Critical patent/CN114244166A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明实施例提供了一种电路控制方法、装置及逆变器，该方法包括：确定下一采集时刻的所述飞跨电容型逆变器输出的参考电流；检测当前采集时刻的所述飞跨电容型逆变器输出的实际电流；利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压；利用预先设置的代价函数选择与所述参考电压最接近的电压矢量，作为最优的电压矢量，其中，每一个电压矢量对应有所述飞跨电容型逆变器的开关状态组合，所述代价函数为表示电压矢量误差的函数；按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。通过单目标代价函数，可以省去电容电压预测相关的计算，无需启发式地选择权重因子，减少了计算量。

Description

一种电路控制方法、装置及逆变器
技术领域
本发明涉及逆变电路技术领域，具体涉及一种电路控制方法、装置及逆变器。
背景技术
传统的飞跨电容型多电平逆变电路，需要使用较多的电容，且需要保证左右桥臂的开关器件数量相同，相应地，电容数量和开关器件数量的增加给电路本身带来了更加复杂的工作状态，难以选择出适合电路工作的开关器件导通状态。由于数字信号处理器(DSP)的快速发展，有限控制集模型预测控制(FCS-MPC)算法已应用于大量的电力电子逆变器中。然而现有技术的FCS-MPC算法虽然可以通过相应的代价函数来选择确定出相应的控制量，但是代价函数中往往涉及到多目标的选择和运算，因此，需要选择合适的权重因子，这使得控制算法的运算过程较为复杂，计算量大并且效率低。
发明内容
因此，本发明要解决现有技术中FCS-MPC算法计算量大并且效率低的技术问题，从而提供一种电路控制方法、装置及逆变器。
根据第一方面，本发明实施例提供了电路控制方法，用于非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，所述电路控制方法包括如下步骤：确定下一采集时刻的所述飞跨电容型逆变器输出的参考电流；检测当前采集时刻的所述飞跨电容型逆变器输出的实际电流；利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压；利用预先设置的代价函数选择与所述参考电压最接近的电压矢量，作为最优的电压矢量，其中，每一个电压矢量对应有所述飞跨电容型逆变器的开关状态组合，所述代价函数为表示电压矢量误差的函数；按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
可选地，所述参考电压为经过αβ坐标系转换之后得到的参考电压，其中，所述利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压，包括：建立所述飞跨电容型逆变器的输出电压模型；对所述参考电流进行αβ坐标系转换，得到αβ参考系下的参考电流；根据所述输出电压模型，利用所述αβ参考系下的参考电流和所述实际电流，计算所述下一个采集时刻的αβ参考系下的参考电压。
可选地，所述输出电压模型为：
Figure BDA0003423675580000021
其中，V为逆变器输出的直流电压、R为负载电阻、I为负载电流以及L为负载电感。
可选地，所述参考电压通过以下公式计算得到：
Figure BDA0003423675580000022
其中，Vαβ *(k+1)、iαβ *(k+1)分别为k+1采集时刻在αβ参考系下的输出电压和输出电流，iαβ(k)为k采集时刻下检测的实际电流，Ts为采样周期。
可选地，所述代价函数为：g＝(Vαβ *(k+1)-Vαβ i(k+1))2,J＝1,...,n，其中，Vαβ i(k+1)为所选取的电压矢量，n为根据所述飞跨电容型逆变器的开关器件数量确定的值。
可选地，所述按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件，包括：获取电压矢量与开关状态组合的对照表，其中，所述对照表记录有电压矢量与开关状态组合的对应关系；利用所述最优的电压矢量从所述对照表中查找对应的开关状态组合，利用该查找到的开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
根据第二方面，本发明实施例提供了一种电路控制装置，用于非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，所述电路控制装置包括：确定模块，用于确定下一采集时刻的所述飞跨电容型逆变器的输出参考电流；检测模块，用于检测当前采集时刻的所述飞跨电容型逆变器的输出实际电流；计算模块，用于利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻的输出参考电压；选择模块，用于利用预先设置的代价函数选择与所述参考电压最接近的电压矢量，作为最优的电压矢量，其中，每一个电压矢量对应有所述飞跨电容型逆变器的开关状态组合，所述代价函数为表示电压矢量误差的函数；控制模块，用于按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
根据第三方面，本发明实施例提供了一种飞跨电容型逆变器，包括：第一桥臂，由顺次连接的第一开关器件、第二开关器件、第三开关器件和第四开关器件组成，并与直流侧的两端连接；第二桥臂，由第五开关器件和第六开关器件组成，所述第五开关器件的一端与所述直流侧的一端连接，另一端连接所述第六开关器件的一端，所述第六开关器件的另一端连接到所述直流侧的另一端；钳位电容，一端连接在所述第一开关器件和所述第二开关器件之间，另一端连接在所述第三开关器件和所述第四开关器件之间，其中，所述飞跨电容型逆变器的交流侧一端连接在所述第二开关器件和所述第三开关器件之间，另一端连接在所述第五开关器件和所述第六开关器件之间。
根据第四方面，本发明实施例提供了一种电子设备，包括：存储器和处理器，所述存储器和所述处理器之间互相通信连接，所述存储器中存储有计算机指令，所述处理器通过执行所述计算机指令，从而执行上述的电路控制方法。
根据第五方面，本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机指令，所述计算机指令用于使所述计算机执行上述的电路控制方法。
本发明技术方案，具有如下优点：
首先确定下一采集时刻输出的参考电流，并检测当前采集时刻的输出的实际电流，利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压。利用预先设置的代价函数，将不同取值的电压矢量分别与参考电压一同输入到预先设置的代价函数中，通过预先设置的代价函数确定出输出结果差值最小的所对应的电压矢量，将该电压矢量作为最优的电压矢量。并根据最优的电压矢量确定出开关状态组合，以控制飞跨电容型逆变器的开关器件。通过单目标代价函数，可以省去电容电压预测相关的计算，无需启发式地选择权重因子，减少了计算量。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例1中一种电路控制方法的一个具体示例的流程图；
图2为本发明实施例2中一种电路控制装置的一个具体示例的原理框图；
图3为本发明实施例3中非对称桥臂的飞跨电容型逆变器的一个具体示例的示意图；
表1为本发明实施例1中非对称桥臂的飞跨电容型逆变器电路的工作模式；
图4为本发明实施例4中一种电子设备的一个具体示例的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，可以是无线连接，也可以是有线连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
实施例1
本实施例提供一种电路控制方法，该控制方法可以由处理器、控制器等电子设备等来执行，上述电子设备主要用于对飞跨电容型逆变器的开关器件进行控制，具体地可以对非对称桥臂的飞跨电容型逆变器所需参数进行计算，控制非对称桥臂的飞跨电容型逆变器选择合适的开关状态以输出所需参数，从而实现对电路的控制，如图1所示，包括如下步骤：
S101，确定下一采集时刻的所述飞跨电容型逆变器输出的参考电流。
飞跨电容型逆变器属于多电平逆变器中的一种，多电平逆变器输出电流谐波畸变率低，还可以有更多级的输出电压波形。因此多电平逆变器广泛应用在涉及高压、大功率的领域。随着多电平逆变器电路结构以及开关数量的不断变化，如何选择最优的开关状态成为了重中之重。对于本发明提出的非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，同样需要选择最优的开关状态。关于非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，如图3所示，具体结构如实施例3所述。
为了能够实现对输出电流的控制，首先需要确定下一采集时刻的飞跨电容型逆变器输出的参考电流iαβ *(k+1)。所述下一采集时刻是指时间概念上当前时刻紧接着的下一时刻。
S102，检测当前采集时刻的所述飞跨电容型逆变器输出的实际电流。
可以将输出端负载连接示波器或任意一可采集电流电压的设备，对当前采集时刻的飞跨电容型逆变器输出的实际电流进行采集。所述当前采集时刻可以是任意一时刻。为方便建立函数关系，设当前采集时刻的飞跨电容型逆变器输出的实际电流为iαβ(k)，其中k表示当前采集时刻，k+1则表示下一采集时刻。
S103，利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压。
通过建立输出电压模型，将参考电流和所述实际电流作为模型参数进行计算，可以得到下一个采集时刻输出的参考电压Vαβ *(k+1)。
S104，利用预先设置的代价函数选择与所述参考电压最接近的电压矢量，作为最优的电压矢量，其中，每一个电压矢量对应有所述飞跨电容型逆变器的开关状态组合，所述代价函数为表示电压矢量误差的函数。
本实施例中，由于选取的为固定电路的非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，该电路通过对其空间电压矢量进行划分，可划分为十个扇区。电压矢量是由相电压线性组合而成，通过控制该扇区两个有效电压矢量作用时间的长短，来合成每个扇区的电压矢量，每个扇区对应一个电压矢量。
选取经典代价函数，将经典代价函数替换为非对称桥臂的飞跨电容型逆变器电压矢量误差组成的代价函数，也就是所述的预先设置的代价函数。将参考电压与每个扇区对应电压矢量作为十组参数代入该代价函数。通过该代价函数确定十组参数输出的十组参数结果，选择输出的参数结果中差值最小的参数结果，确定该参数结果所对应的电压矢量，将电压矢量作为最优的电压矢量，根据确定的最优的电压矢量获取非对称桥臂的飞跨电容型逆变器的开关状态组合。
当非对称桥臂的飞跨电容型逆变器为图3所示电路时，可将其空间电压矢量划分为十个扇区，每个扇区对应一个电压矢量，是运用电压平均值等效原理，将周期内的扇形空间电压矢量平均分割，每个电压矢量所处的扇区对应不同的电压矢量。
S105，按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
如上述所述，非对称桥臂的飞跨电容型逆变器电路在工作过程中会输出不同的电压矢量，每个电压矢量对应一种非对称桥臂的飞跨电容型逆变器开关状态组合。每个电压矢量对应的开关状态组合均记录在对照表中。例如，对照表中，当电压矢量分别为V1、V2、V3时，则分别对应三种开关状态组合，分别为组合1、组合2、组合3。当选取的最优的电压矢量为V2时，通过对照表查找，其对应的开关状态为组合2。根据确定出的开关状态组合控制非对称桥臂的飞跨电容型逆变器的开关器件。
本实施例中，首先确定下一采集时刻输出的参考电流，并检测当前采集时刻的输出的实际电流，利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压。利用预先设置的代价函数，将不同取值的电压矢量分别与参考电压一同输入到预先设置的代价函数中，通过预先设置的代价函数确定出输出结果差值最小的所对应的电压矢量，将该电压矢量作为最优的电压矢量。并根据最优的电压矢量确定出开关状态组合，以控制非对称桥臂的飞跨电容型逆变器的开关器件。通过单目标代价函数，可以省去电容电压预测相关的计算，无需启发式地选择权重因子，减少了计算量。
作为一种可选实施方式，本发明实施例中，所述参考电压为经过αβ坐标系转换之后得到的参考电压，其中，所述利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压，包括：
建立所述飞跨电容型逆变器的输出电压模型；
利用非对称桥臂的飞跨电容型逆变器输出电路建立电压模型，也就是建立RL负载端的输出电压模型
Figure BDA0003423675580000091
对所述参考电流进行αβ坐标系转换，得到αβ参考系下的参考电流；
所述参考电流为通过αβ坐标系转换计算的到的参考矢量电流iαβ *(k+1)。αβ坐标系是构建的一个空间为直角分布的两相静止坐标系，其中α布设在水平方向，β在α的90°方向进行布设。通过αβ坐标系可将参考电流转换为αβ坐标系下的参考矢量电流。
根据所述输出电压模型，利用所述αβ参考系下的参考电流和所述实际电流，计算所述下一个采集时刻的αβ参考系下的参考电压。
假设实际电流和前一个周期的参考电流相等，即i(k+1)＝i*(k+1)。通过使用欧拉正向离散化方法得到
Figure BDA0003423675580000101
将
Figure BDA0003423675580000102
与输出电压模型建立关系，将αβ参考系下的参考电流iαβ *(k+1)、当前采集时刻输出的实际电流为iαβ(k)代入输出电压模型，即可得到下一个采样时刻的输出参考电压：
Figure BDA0003423675580000103
作为一种可选实施方式，本发明实施例中，所述输出电压模型为：
Figure BDA0003423675580000104
其中，V为逆变器输出的直流电压、R为负载电阻、I为负载电流以及L为负载电感。
作为一种可选实施方式，本发明实施例中，所述参考电压通过以下公式计算得到：
Figure BDA0003423675580000105
其中，Vαβ *(k+1)、iαβ *(k+1)分别为k+1采集时刻在αβ参考系下的输出电压和输出电流，iαβ(k)为k采集时刻下检测的实际电流，Ts为k时刻下的采样周期。
所述k时刻为当前采集时刻，k+1时刻为下一采集时刻。
作为一种可选实施方式，所述代价函数为：g＝(Vαβ *(k+1)-Vαβ i(k+1))2,J＝1,...,n。
其中，Vαβ i(k+1)为所选取的电压矢量，n为根据所述飞跨电容型逆变器的开关器件数量确定的值。在本实施例中，由于选取的为固定电路的非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，该电路通过对其空间电压矢量进行划分，可划分为十个扇区，每个扇区包含有不同取值范围的电压矢量，因此代价函数中n取值为10。
作为一种可选实施方式，本发明实施例中，所述按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件，包括：
获取电压矢量与开关状态组合的对照表，其中，所述对照表记录有电压矢量与开关状态组合的对应关系；利用所述最优的电压矢量从所述对照表中查找对应的开关状态组合，利用该查找到的开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
所述对照表可以是所涉及电路包含的所有开关状态与不同取值范围内电压矢量的对应关系，也可以是所有经典电路输出的开关状态与不同取值范围内电压矢量的对应关系，经典电路可以是飞跨电容钳位式电路、二极管中性点钳位式电路等，每种电路所包含的不同数量的开关器件所对应的开关状态与不同取值范围内电压矢量的对应关系均可包含在内。
本实施例中，通过对照表自动依据选取的最优的电压矢量确定开关状态的方法，可以快速的进行匹配，以确定电路最适合的开关状态。
但随着多电平逆变器电路结构的改变以及电平数的逐渐增加，其直流侧电容中点电压和电流难以实现平衡。而本发明提出的非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，在开关器件减少的同时，同样也可能存在电容电压不平衡等问题。
本实施例中，利用重构的有限控制集模型预测控制(RFCS-MPC)方法，重构相电压电平。通过代价函数在每个采样时刻选择一个开关状态，只有一个电压电平进入相位电压电平重构。因此，重构能级的占空比和最优电压矢量占空比等于采样周期为：
Figure BDA0003423675580000121
其中
Figure BDA0003423675580000122
分别为a相、b相、c相重构电压的占空比，
Figure BDA0003423675580000123
为最优电压矢量占空比。
得到空间电压矢量s的相位p各电压等级的占空比为：
Figure BDA0003423675580000124
其中
Figure BDA0003423675580000125
是电压矢量s的相位电平Ip的占空比，本实施例中，由于采用的是单相逆变器，因此，三相中各个相的相位电平相等，因此，利用p代替三相相位a、b、c中的任意一项。空间电压矢量运用电压平均值等效原理，在每个周期内，根据给定电压矢量所处的扇区，通过控制该扇区两个有效电压矢量作用时间的长短，来合成该给定电压矢量，剩余时间由零电压矢量处理。
根据上述公式可得，每个电压矢量的相位电平1和2的占空比是相同的。因此，由于每个电平对电容电压的反向影响，每个采样间隔中的平均电容电压变化为零，使得电容电压保持平衡。
实施例2
本实施例提供一种电路控制装置，该装置可以用于执行上述实施例1中的电路控制方法，该装置可以设置在服务器或其它设备内部，模块间相互配合，从而实现对电路的控制，如图2所示，该装置包括：
确定模块201，用于确定下一采集时刻的所述飞跨电容型逆变器的输出参考电流；
检测模块202，用于检测当前采集时刻的所述飞跨电容型逆变器的输出实际电流；
计算模块203，用于利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻的输出参考电压；
选择模块204，用于利用预先设置的代价函数选择与所述参考电压最接近的电压矢量，作为最优的电压矢量，其中，每一个电压矢量对应有所述飞跨电容型逆变器的开关状态组合，所述代价函数为表示电压矢量误差的函数；
控制模块205，用于按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
本实施例中，首先确定下一采集时刻输出的参考电流，并检测当前采集时刻的输出的实际电流，利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压。利用预先设置的代价函数，将不同取值的电压矢量分别与参考电压一同输入到预先设置的代价函数中，通过预先设置的代价函数确定出输出结果差值最小的所对应的电压矢量，将该电压矢量作为最优的电压矢量。并根据最优的电压矢量确定出开关状态组合，以控制非对称桥臂的飞跨电容型逆变器的开关器件。通过单目标代价函数，可以省去电容电压预测相关的计算，无需启发式地选择权重因子，减少了计算量。
关于上述装置部分的具体描述，可以参见上述方法实施例，这里不再赘述。
实施例3
本实施例提供一种飞跨电容型逆变器，该飞跨电容型逆变器可以用于执行上述实施例1中的电路控制方法，具体地，如图3所示，该飞跨电容型逆变器包括：
第一桥臂，由顺次连接的第一开关器件SP1、第二开关器件SP2、第三开关器件
Figure BDA0003423675580000141
和第四开关器件
Figure BDA0003423675580000142
组成，并与直流侧的两端连接；
第二桥臂，由第五开关器件Sq1和第六开关器件
Figure BDA0003423675580000143
组成，所述第五开关器件Sq1的一端与所述直流侧的一端连接，所述第五开关器件Sq1的另一端连接所述第六开关器件
Figure BDA0003423675580000144
的一端，所述第六开关器件
Figure BDA0003423675580000145
的另一端连接到所述直流侧的另一端；
钳位电容C，一端连接在所述第一开关器件SP1和所述第二开关器件SP2之间，另一端连接在所述第三开关器件
Figure BDA0003423675580000146
和所述第四开关器件
Figure BDA0003423675580000147
之间，其中，所述飞跨电容型逆变器的交流侧一端连接在所述第二开关器件SP2和所述第三开关器件
Figure BDA0003423675580000148
之间，另一端连接在所述第五开关器件Sq1和所述第六开关器件
Figure BDA0003423675580000149
之间。
具体地，如图3所示，本实施例中的非对称桥臂的飞跨电容型逆变器电路中使用的开关器件以绝缘栅双极型晶体管(IGBT)为例，也可以是电力场效应管、门极可关断晶闸管或者其他电力晶体管中的任意一种。
在非对称桥臂的飞跨电容型逆变器电路中，第一开关器件SP1的集电极与输入电源支路中输入点P相连，第一开关器件SP1的发射极与第二开关器件SP2的集电级相连，第二开关器件SP2的发射极与第三开关器件
Figure BDA0003423675580000151
的集电极相连，并与输出点A连接，第三开关器件
Figure BDA0003423675580000152
的发射极与第四开关器件
Figure BDA0003423675580000153
的集电极相连，第四开关器件
Figure BDA0003423675580000154
的发射极与输入电源支路中输入点N相连。第五开关器件Sq1的集电极与输入点P相连，第五开关器件Sq1的发射极与第六开关器件
Figure BDA0003423675580000155
的集电极相连，并与输出点B连接，第六开关器件
Figure BDA0003423675580000156
的发射极与输入电源支路中输入点N相连。电容C的一端与第二开关器件SP2的集电极相连，另一端与第三开关器件
Figure BDA0003423675580000157
的发射极相连。输出点A和输出点B构成的输出端，与电感L以及负载R串联连接，负载R与电容C1并联，电感L与电容C1构成滤波器。
非对称桥臂的飞跨电容型逆变器电路共有四种工作模式，如表1所示。其中“1”代表开关器件导通，“0”代表开关器件关断。从表1可以看出输出电压为四个电平，分别为Vdc，2Vdc/3，Vdc/3，V。
本实施例中，采用的非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，即第一桥臂有四个开关器件，第二桥臂只有两个开关器件，非对称桥臂的飞跨电容型逆变器在保持系统性能的前提下，减少了开关器件的数量，同时也减少了复杂开关状态的选择，提高了飞跨电容型逆变器的工作效率。
实施例4
本实施例提供一种电子设备，如图4所示，该电子设备包括处理器301和存储器302，其中处理器301和存储器302可以通过总线或者其他方式连接，图4中以通过总线连接为例。
处理器301可以为中央处理器(Central Processing Unit，CPU)。处理器301还可以为其他通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、图形处理器(Graphics Processing Unit，GPU)、嵌入式神经网络处理器(Neural-network ProcessingUnit，NPU)或者其他专用的深度学习协处理器、专用集成电路(Application SpecificIntegrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等芯片，或者上述各类芯片的组合。
存储器302作为一种非暂态计算机可读存储介质，可用于存储非暂态软件程序、非暂态计算机可执行程序以及模块，如本发明实施例中电路控制方法。对应的程序指令/模块。处理器301通过运行存储在存储器302中的非暂态软件程序、指令以及模块，从而执行处理器的各种功能应用以及数据处理，即实现上述方法实施例中电路控制方法。
存储器302还可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储处理器301所创建的数据等。此外，存储器302可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非暂态存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或者其他非暂态固态存储器件。在一些实施例中，存储器302可选包括相对于处理器301远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至处理器301。上述网络的实施例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
所述存储器302中存储一个或者多个模块，当被所述处理器301执行时，执行如图1所示实施例中的电路控制方法。
上述电子设备具体细节可以对应参阅图1所示的实施例中对应的相关描述和效果进行理解，此处不再赘述。
本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，该计算机可执行指令可执行上述任意实施例中的电路控制方法。其中，所述存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)、随机存储记忆体(Random Access Memory，RAM)、快闪存储器(Flash Memory)、硬盘(Hard Disk Drive，缩写：HDD)或固态硬盘(Solid-State Drive，SSD)等；所述存储介质还可以包括上述种类的存储器的组合。
显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。

Claims (10)

1.一种电路控制方法，其特征在于，用于非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，所述电路控制方法包括如下步骤：
确定下一采集时刻的所述飞跨电容型逆变器输出的参考电流；
检测当前采集时刻的所述飞跨电容型逆变器输出的实际电流；
利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压；
利用预先设置的代价函数选择与所述参考电压最接近的电压矢量，作为最优的电压矢量，其中，每一个电压矢量对应有所述飞跨电容型逆变器的开关状态组合，所述代价函数为表示电压矢量误差的函数；
按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
2.根据权利要求1所述的电路控制方法，其特征在于，所述参考电压为经过αβ坐标系转换之后得到的参考电压，其中，所述利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻输出的参考电压，包括：
建立所述飞跨电容型逆变器的输出电压模型；
对所述参考电流进行αβ坐标系转换，得到αβ参考系下的参考电流；
根据所述输出电压模型，利用所述αβ参考系下的参考电流和所述实际电流，计算所述下一个采集时刻的αβ参考系下的参考电压。
3.根据权利要求2所述的电路控制方法，其特征在于，所述输出电压模型为：
Figure FDA0003423675570000011
其中，V为逆变器输出的直流电压、R为负载电阻、I为负载电流以及L为负载电感。
4.根据权利要求3所述的电路控制方法，其特征在于，所述参考电压通过以下公式计算得到：
Figure FDA0003423675570000021
其中，Vαβ *(k+1)、iαβ *(k+1)分别为k+1采集时刻在αβ参考系下的输出电压和输出电流，iαβ(k)为k采集时刻下检测的实际电流，Ts为采样周期。
5.根据权利要求4所述的电路控制方法，其特征在于，所述代价函数为：
g＝(Vαβ *(k+1)-Vαβ i(k+1))2,J＝1,...,n
其中，Vαβ i(k+1)为所选取的电压矢量，n为根据所述飞跨电容型逆变器的开关器件数量确定的值。
6.根据权利要求1所述的电路控制方法，其特征在于，所述按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件，包括：
获取电压矢量与开关状态组合的对照表，其中，所述对照表记录有电压矢量与开关状态组合的对应关系；
利用所述最优的电压矢量从所述对照表中查找对应的开关状态组合，利用该查找到的开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
7.一种电路控制装置，其特征在于，用于非对称桥臂的飞跨电容型逆变器，所述电路控制装置包括：
确定模块，用于确定下一采集时刻的所述飞跨电容型逆变器的输出参考电流；
检测模块，用于检测当前采集时刻的所述飞跨电容型逆变器的输出实际电流；
计算模块，用于利用所述参考电流和所述实际电流计算得到下一个采集时刻的输出参考电压；
选择模块，用于利用预先设置的代价函数选择与所述参考电压最接近的电压矢量，作为最优的电压矢量，其中，每一个电压矢量对应有所述飞跨电容型逆变器的开关状态组合，所述代价函数为表示电压矢量误差的函数；
控制模块，用于按照所述最优的电压矢量对应的所述开关状态组合控制所述飞跨电容型逆变器的开关器件。
8.一种用于权利要求1-6任一项所述的电路控制方法的飞跨电容型逆变器，其特征在于，包括：
第一桥臂，由顺次连接的第一开关器件、第二开关器件、第三开关器件和第四开关器件组成，并与直流侧的两端连接；
第二桥臂，由第五开关器件和第六开关器件组成，所述第五开关器件的一端与所述直流侧的一端连接，另一端连接所述第六开关器件的一端，所述第六开关器件的另一端连接到所述直流侧的另一端；
钳位电容，一端连接在所述第一开关器件和所述第二开关器件之间，另一端连接在所述第三开关器件和所述第四开关器件之间，其中，所述飞跨电容型逆变器的交流侧一端连接在所述第二开关器件和所述第三开关器件之间，另一端连接在所述第五开关器件和所述第六开关器件之间。
9.一种电子设备，其特征在于，包括：
存储器和处理器，所述存储器和所述处理器之间互相通信连接，所述存储器中存储有计算机指令，所述处理器通过执行所述计算机指令，从而执行权利要求1-6任一项所述的电路控制方法。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有计算机指令，所述计算机指令用于使所述计算机执行权利要求1-6任一项所述的电路控制方法。
CN202111570946.8A 2021-12-21 2021-12-21 一种电路控制方法、装置及逆变器 Pending CN114244166A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111570946.8A CN114244166A (zh) 2021-12-21 2021-12-21 一种电路控制方法、装置及逆变器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111570946.8A CN114244166A (zh) 2021-12-21 2021-12-21 一种电路控制方法、装置及逆变器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114244166A true CN114244166A (zh) 2022-03-25

Family

ID=80760330

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111570946.8A Pending CN114244166A (zh) 2021-12-21 2021-12-21 一种电路控制方法、装置及逆变器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114244166A (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102916600A (zh) * 2012-10-26 2013-02-06 河南师范大学 三相电压型pwm整流器模型自校正预测控制方法
CN106164689A (zh) * 2014-04-08 2016-11-23 Avl里斯脱有限公司 用于多相dc/dc转换器的模型预测控制的方法和控制器
US20190068080A1 (en) * 2017-08-28 2019-02-28 Tsinghua University Method and device for voltage balancing of dc bus capacitors of neutral-point clamped four-level inverter
CN112910295A (zh) * 2021-01-20 2021-06-04 山东大学 三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102916600A (zh) * 2012-10-26 2013-02-06 河南师范大学 三相电压型pwm整流器模型自校正预测控制方法
CN106164689A (zh) * 2014-04-08 2016-11-23 Avl里斯脱有限公司 用于多相dc/dc转换器的模型预测控制的方法和控制器
US20190068080A1 (en) * 2017-08-28 2019-02-28 Tsinghua University Method and device for voltage balancing of dc bus capacitors of neutral-point clamped four-level inverter
CN112910295A (zh) * 2021-01-20 2021-06-04 山东大学 三相多电平逆变器零时延多矢量模型预测控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
吕恒志等: "三相四开关容错变换器调制模型预测控制策略" *
徐帅: "新型混合多电平变流器拓扑、故障诊断与容错控制研究" *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2021114748A1 (zh) 基于模型预测虚拟电压矢量控制的逆变器环流抑制方法
Yang et al. A fast and fixed switching frequency model predictive control with delay compensation for three-phase inverters
Dai et al. Application of a three-level NPC inverter as a three-phase four-wire power quality compensator by generalized 3DSVM
CN113271028B (zh) 三电平逆变器故障后重构拓扑中点平衡的预测控制方法
CN112003491B (zh) 一种模块化并联三相三电平逆变器的控制方法及系统
CN111628517B (zh) 一种模块化多电平换流器小信号阻抗的计算方法及装置
JP2014089184A (ja) インバータの直流リンクコンデンサの容量推定装置
CN103746584A (zh) 基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法
CN106546851B (zh) 一种mmc换流阀运行试验电路的稳定控制方法及装置
CN105071678A (zh) 一种有限开关状态模型预测控制方法及装置
CN109861568A (zh) 一种三电平逆变器的改进无模型预测电流控制方法
CN104377978A (zh) 三电平单相桥臂故障时转入两相桥臂运行的逆变器
CN112186791A (zh) 储能变换器有限控制集模型预测控制方法
CN113746108A (zh) 一种t型三电平sapf开路故障序列模型预测容错控制方法
Gopalakrishnan et al. Space vector based modulation scheme for reducing capacitor RMS current in three-level diode-clamped inverter
CN106787887B (zh) 一种三电平t型逆变器高功率因数时的中点电位平衡方法
CN114244166A (zh) 一种电路控制方法、装置及逆变器
CN115588987A (zh) 一种llcl型电池储能变换器的有限集模型预测控制方法
CN113809944B (zh) 海上风电柔直变流器并网电流追踪及环流预测控制方法
CN113691151B (zh) 三电平逆变器控制方法及pcs系统
CN107634657B (zh) 一种矩阵变换器的预测控制方法及装置
CN114784819A (zh) 并联变流器的控制方法、系统、装置及控制器
CN114597955A (zh) 基于快速模型预测控制的三相lcl并网npc逆变系统
CN110445409B (zh) 一种具有中点电位控制能力的变换器最优序列调制方法
CN110244567B (zh) 一种基于扩展瞬时无功理论的快速模型预测控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination