CN112860002B - 一种瞬时响应线性稳压器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种瞬时响应线性稳压器，属于集成电路设计技术领域，解决了现有技术中线性稳压器功耗高、输出端电压稳定性差和响应不及时的问题。稳压器包括误差放大器、功率开关管、电压调节电路、瞬时响应电路和稳定环路；误差放大器，用于对接收的基准电压和采样电压的差值进行增益放大，得到增益放大后的差值电压；以及，用于根据接收的采样电压的变化输出反馈电压至瞬时响应电路；功率开关管，用于根据增益放大后的差值电压调节负载电流，根据负载电流输出线性稳压器的输出电压；瞬时响应电路，根据反馈电压和采样电压控制瞬时响应电路是否与功率开关管形成充放电回路，以使功率开关管的负载电流瞬时响应线性稳压器的输出电压的变化。

Description

一种瞬时响应线性稳压器

技术领域

本发明涉及集成电路设计技术领域，尤其涉及一种瞬时响应线性稳压器。

背景技术

随着现代电子设备的快速发展，电子设备已成为人们日常生活和工作中不可或缺的一部分。电源管理电路通过将外部电源进行转换向电子设备提供稳定可靠的电压，是电子设备的重要组成部分。线性稳压器是一种经典的电源管理电路，已被广泛应用到许多先进的便携设备以及电池供电系统中，具有结构简单、转换效率高、集成度高、低噪声等优点。

现有的无片外电容线性稳压器，负载的变化依靠功率开关管的快速响应。当负载变化时，功率开关管在短时间内无法快速调节自身负载电流，会导致输出电压变化后恢复缓慢的问题。因此，需要对线性稳压器进行额外的频率补偿和瞬态增强，以满足环路稳定性和瞬时响应。但现有的无片外电容线性稳压器，往往取输出电压或输出电压经过电阻分压后的电压，通过一个比较器与额外的参考电压进行比较得出输出电压的变化，并将该变化转变为电流反馈到原电路中，通过调节功率开关管电流，使输出电压恢复稳定，该方式结构复杂、电路面积大、功耗高和稳定性差。

综上，现有的线性稳压器功耗高、输出端电压稳定性差以及响应不及时。

发明内容

鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种瞬时响应线性稳压器，用以解决现有的线性稳压器功耗高、输出端电压稳定性差和响应不及时的问题。

本发明实施例提供了一种瞬时响应线性稳压器，包括误差放大器、功率开关管、电压调节电路、瞬时响应电路和稳定环路；

所述误差放大器，用于对接收的基准电压和采样电压的差值进行增益放大，得到增益放大后的差值电压；以及，用于根据接收的所述采样电压的变化输出反馈电压至所述瞬时响应电路；其中，所述采样电压根据所述线性稳压器的输出电压分压采样得到；

所述功率开关管，用于根据所述增益放大后的差值电压调节负载电流，根据所述负载电流输出所述线性稳压器的输出电压；

所述瞬时响应电路，根据所述反馈电压和所述采样电压控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管形成充放电回路，以使所述功率开关管的负载电流瞬时响应所述线性稳压器的输出电压的变化；

所述电压调节电路，用于将电源电压进行压降，并将压降后的电压施加给所述误差放大器，以供所述误差放大器降低电压输出摆幅；

所述稳定环路，用于连接所述误差放大器与所述功率开关管进行频率补偿以提升相位裕度。

在上述方案的基础上，本发明还做出了如下改进：

进一步的，所述误差放大器包括PMOS管MP1-MP4，NMOS管MN1-MN7；

所述NMOS管MN1的栅极接收所述基准电压，漏极连接所述PMOS管MP1的漏极，漏级还连接所述稳定环路，源极连接所述NMOS管MN2源极及所述NMOS管MN3漏极，源极输出所述反馈电压；

所述NMOS管MN2的栅极接收所述采样电压，漏极连接PMOS管MP2的漏极；

所述NMOS管MN3的源极接地，栅极连接一级偏置尾电流源；

所述PMOS管MP1的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP3的栅极，源极连接所述PMOS管MP2、MP3和MP4的源极，源极还连接电源电压；

所述PMOS管MP2的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP4的栅极；

所述NMOS管MN5的漏极连接所述PMOS管MP4的漏极，漏级输出所述误差放大器的差值电压，漏级还连接所述稳压环路，栅极连接所述NMOS管MN4的栅极，源极连接所述NMOS管MN4的源极及所述NMOS管MN6的漏极，源极还连接所述电压调节电路；

所述NMOS管MN4的漏极连接所述PMOS管MP3的漏极；

所述NMOS管MN6的源极连接所述NMOS管MN7的漏极，栅极接二级偏置尾电流源；

所述NMOS管MN7的源极接地，栅极接一级偏置尾电流源。

进一步的，所述电压调节电路包括稳压二极管D1、电阻R1和NMOS管MN13；

所述稳压二极管D1的负极连接电源电压，正极连接所述误差放大器，正极还连接所述电阻R1的一端；所述电阻R1的另一端连接所述NMOS管MN13的漏极；所述NMOS管MN13的源极接地，栅极接二级偏置尾电流源。

进一步的，所述瞬时响应电路包括充电响应电路和放电响应电路；

所述充电响应电路，用于根据接收的所述误差放大器的反馈电压控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管形成充电回路；

所述放电响应电路，用于根据所述采样电压和基准电压控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管形成放电回路。

进一步的，所述充电响应电路包括PMOS管MP9、MP10和NMOS管MN12；

所述NMOS管MN12的栅极接收所述误差放大器的反馈电压，源极接地，漏极连接PMOS管MP9的漏极；

所述PMOS管MP9的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP10的栅极，源极连接所述PMOS管MP10的源极，并连接电源电压；

所述PMOS管MP10的漏极连接所述功率开关管的栅极。

进一步的，所述充电响应电路还包括NPN管NPN1，所述NPN管NPN1的基极与集电极短接，并连接所述PMOS管MP10的漏极，发射极连接所述功率开关管的栅极。

进一步的，所述放电响应电路包括NMOS管MN8-MN11，PMOS管MP7、MP8；

所述NMOS管MN10的栅极接收所述采样电压，漏级连接所述PMOS管MP8的漏极，漏级还连接所述NMOS管MN11的栅极，源极连接所述NMOS管MN9的源极连接，源极还连接所述NMOS管MN8的漏极；

所述NMOS管MN8的源极接地，栅极连接一级偏置尾电流源；

所述NMOS管MN9的栅极接收基准电压，漏级连接所述PMOS管MP7的漏极；

所述PMOS管MP7的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP8的栅极，源极连接所述PMOS管MP8的源级，并接电源电压；

所述MN11的源级接地，漏极连接所述功率开关管的栅极。

进一步的，所述放电响应电路还包括电容C4、电阻R4和稳压二极管D3；

所述电容C4的一端连接所述NMOS管MN11的栅极，另一端连接所述NMOS管MN10的漏极；

所述电阻R4的一端连接所述NMOS管MN11的栅极，另一端连接所述稳压管D3的负极；

所述稳压管D3的正极接地。

进一步的，所述采样电压根据所述线性稳压器的输出电压分压采样得到的电路包括反馈电阻R2、反馈电阻R3和电容C4；

所述反馈电阻R2的一端接收所述线性稳压器的输出电压，并连接所述电容C4的一端，另一端输出所述采样电压，并连接所述反馈电阻R3一端；

所述反馈电阻R3的另一端和所述电容C4的另一端接地；

还包括电容C2、稳压二极管D2；

所述电容C2并联在所述反馈电阻R2两端；所述稳压二极管D2负极连接在所述反馈电阻R2的一端，正极接地。

进一步的，所述稳定环路包括电容C1和电容C3；

所述电容C3的一端连接所述功率开关管，另一端接收所述线性稳压器的输出电压，另一端还连接所述电容C1的一端；所述电容C1的另一端连接所述误差放大器。

与现有技术相比，本发明至少可实现如下有益效果之一：

本发明提供的一种瞬时响应线性稳压器，

第一，通过误差放大器的反馈电压和采样电压控制瞬时响应电路与功率开关管构成充放电回路，在线性稳压器输出电压变化时，功率开关管的负载电流得到额外的充放电电流，输出电压恢复的更加快速，稳定性更好，并且瞬时响应电路无需采用额外的参考电压，节约面积，降低成本和功耗；

第二，通过电压调节电路将电源电压进行固定值的压降，降低误差放大器的输出摆幅，以此进一步提升电路的瞬时响应速度，并且该电路的引入，可以使部分器件选择低压管，进一步地节约面积和降低成本。

本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。

附图说明

附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。

图1为本发明实施例提供的瞬时响应线性稳压器的原理框图；

图2为本发明实施例提供的瞬时响应线性稳压器的电路连接图；

图3为本发明实施例提供的瞬时响应线性稳压器的直流仿真图；

图4为本发明实施例提供的瞬时响应线性稳压器的瞬时响应仿真图；

图5为本发明实施例提供的瞬时响应线性稳压器的稳定性仿真图。

具体实施方式

下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。

本发明的一个具体实施例，公开了一种瞬时响应线性稳压器，原理图如图1所示，电路连接图如图2所示，包括：误差放大器、功率开关管MP6、电压调节电路、瞬时响应电路和稳定环路。

所述误差放大器，用于对接收的基准电压V_ref和采样电压V_fb的差值进行增益放大，得到增益放大后的差值电压；以及，用于根据接收的所述采样电压V_fb的变化输出反馈电压V_b至所述瞬时响应电路；其中，所述采样电压V_fb根据所述线性稳压器的输出电压分压采样得到。所述功率开关管MP6，用于根据所述增益放大后的差值电压调节负载电流，根据所述负载电流输出所述线性稳压器的输出电压。所述瞬时响应电路，根据所述反馈电压V_b和所述采样电压V_fb控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管MP6形成充放电回路，以使所述功率开关管MP6的负载电流瞬时响应所述线性稳压器的输出电压的变化。所述电压调节电路，用于将电源电压进行压降，并将压降后的电压施加给所述误差放大器，以供所述误差放大器降低电压输出摆幅。所述稳定环路，用于连接所述误差放大器与所述功率开关管进行频率补偿以提升相位裕度。

具体实施时，线性稳压器作为一个电压转换装置，将输入的高电源电压(比如40V)转换为低电压(比如5V)，为电子系统内部负载提供一个低供电电压，负载可以为数字逻辑模块电路，将其电压输入端连接在功率开关管的漏级，即线性稳压器的输出电压端。基准电压可以根据输出电压随温度变化较小的带隙基准模块提供。应当注意的是，带隙基准模块可通过现有电路结构得到。

与现有技术相比，本实施例公开的一种瞬时响应线性稳压器，通过误差放大器的反馈电压V_b和采样电压V_fb控制瞬时响应电路与功率开关管MP6构成充放电回路，在线性稳压器输出电压变化时，功率开关管MP6的负载电流得到额外的充放电电流，输出电压恢复的更加快速，并且瞬时响应电路无需采用额外的参考电压，节约面积，降低成本和功耗。本实施例通过电压调节电路将电源电压进行固定值的压降，降低误差放大器的输出摆幅，以此进一步提升电路的瞬时响应速度，并且该电路的引入，可以使部分器件选择低压管，进一步地节约面积和降低成本。本实施例还通过稳定环路对误差放大器进行频率补偿，提升线性稳压器的相位裕度，进而提高线性稳压器的稳定性。

具体的，所述误差放大器包括PMOS管MP1-MP4，NMOS管MN1-MN7；所述NMOS管MN1的栅极作为误差放大器的同相输入端接收所述基准电压V_ref，漏极连接所述PMOS管MP1的漏极，漏级还连接所述稳定环路中电容C1的一端，源极连接所述NMOS管MN2源极及所述NMOS管MN3漏极，源极输出所述反馈电压V_b；所述NMOS管MN2的栅极作为误差放大器的反相输入端接收所述采样电压V_fb，漏极连接PMOS管MP2的漏极；所述NMOS管MN3的源极接地，栅极连接一级偏置尾电流源，用于为误差放大器保证静态工作点。其中的一级偏置尾电流源为外部施加的电压，向误差放大器提供直流偏置，保证误差放大器工作在饱和区。

所述PMOS管MP1的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP3的栅极，源极连接所述PMOS管MP2、MP3和MP4的源极，源极还连接电源电压；所述PMOS管MP2的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP4的栅极。

所述NMOS管MN5的漏极连接所述PMOS管MP4的漏极，漏级输出所述误差放大器的差值电压，栅极连接所述NMOS管MN4的栅极，源极连接所述NMOS管MN4的源极及所述NMOS管MN6的漏极，源极还连接所述电压调节电路，接收调节后的电压；所述NMOS管MN4的漏极连接所述PMOS管MP3的漏极。

所述NMOS管MN6的源极连接所述NMOS管MN7的漏极，栅极接二级偏置尾电流源，用于承受支路高电压；所述NMOS管MN7的源极接地，栅极接一级偏置尾电流源，用于为误差放大器保证静态工作点。

更具体的，误差放大器中由PMOS管MP1-MP2，NMOS管MN1-MN3构成五管结构的第一级放大器，由PMOS管MP3-MP4，NMOS管MN4-MN7构成第二级放大器，其中，PMOS管MP2的栅极为第一级放大器的电压输出端，PMOS管MP4的漏极为第二级放大器的电压输出端。误差放大器通过两级放大保证足够的放大增益。

具体的，所述采样电压V_fb根据所述线性稳压器的输出电压分压采样得到的电路包括反馈电阻R2、反馈电阻R3和电容C4；

所述反馈电阻R2的一端接收所述线性稳压器的输出电压，并连接所述电容C4的一端，另一端输出所述采样电压V_fb，并连接所述反馈电阻R3一端；所述反馈电阻R3的另一端和所述电容C4的另一端接地。

更进一步的，还包括电容C2、稳压二极管D2；所述电容C2并联在所述反馈电阻R2两端；所述稳压二极管D2负极连接在所述反馈电阻R2的一端，正极接地。其中，电容C2使得线性稳压器输出电压和采样电压V_fb的变化趋近；稳压二极管D2防止过压。

本实施例一种瞬时响应线性稳压器通过环路负反馈的原理稳定输出：误差放大器同相输入端连接参考电压V_ref，反相输入端接收电阻R2和R3对输出电压V_out分压得到的采样电压V_fb：

在静态工作(直流)时，误差放大器的同相输入端和反相输入端视为“虚短”，即V_ref＝V_fb，故线性稳压器的输出电压V_out为：

应当注意的是，该式成立的前提为电源输入电压VDDH比线性稳压器的输出电压V_out高出一定值，从而可以保证功率调整管正常工作，对于输入电压的变化，由于环路负反馈的作用，使得采样电压V_fb严格跟随参考电压V_ref，即V_ref＝V_fb，因此在电源电压工作范围内，输出电压不随输入的电源电压变化影响。

第一级放大器的增益为：

A_v1＝g_mn1·(R_on3//R_op3)

其中，g_mn1为NMOS管MN1的跨导，R_on3为NOMS管MN3的输出电阻，R_on3为POMS管MP3的输出电阻。

第二级放大器，通过MP3与MN4镜像第一级放大器中的电流，由MP4与MN5组成共源极放大器，进一步放大第一级放大器的输出电压，并驱动功率开关管MP6，其增益可近似为：

A_v2＝g_mp4·(R_op3//R_on3)

其中，g_mp4为PMOS管MP4的跨导。

功率开关管MP6源极电流为：

其中，C_ox为功率开关管MP6单位面积的栅氧化层电容，V_gs为功率开关管MP6栅源极电压，V_th为功率开关管MP6栅源极阈值电压，W为功率开关管MP6沟道宽度，L功率开关管MP6为沟道长度，μ为空穴迁移率。

由上式可知，功率开关管MP6源极的输出电流不随输入电源电压的变化而变化，同时保持输出电压的恒定。应当注意的是，为了便于分析，此处忽略沟道长度调制效应，让功率调整管工作在饱和区。

优选的，所述瞬时响应电路包括充电响应电路和放电响应电路；所述充电响应电路，用于根据接收的所述误差放大器的反馈电压V_b控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管MP6形成充电回路；所述放电响应电路，用于根据所述采样电压V_fb和基准电压V_ref控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管MP6形成放电回路。

具体的，所述充电响应电路包括PMOS管MP9、MP10和NMOS管MN12；所述NMOS管MN12的栅极接收所述误差放大器的反馈电压V_b，源极接地，漏极连接PMOS管MP9的漏极；所述PMOS管MP9的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP10的栅极，源极连接所述PMOS管MP10的源极，并连接电源电压；所述PMOS管MP10的漏极连接所述功率开关管MP6的栅极。

充电响应电路工作过程：当线性稳压器的输出电压变高即负载电流由低变高时，反馈电压V_b会突然增加，导致NMOS管MN12导通，PMOS管MP10镜像MP9管所流通的电流，为功率开关管MP6栅极提供了额外的充电回路，进而负载电流降低，输出电压恢复稳定；在线性稳压器正常工作时，反馈电压V_b保持低电压，NMOS管MN12关闭，不影响正常工作状态。

进一步地，考虑到在温度升高时，误差放大器NMOS管MN1与MN2源极处电压发生变化，即反馈电压V_b发生变化，NMOS管MN12处于亚阈值区，将泄漏电流如下：

其中，C_ox为NMOS管MN12单位面积的栅氧化层电容，V_GS为NMOS管MN12栅源极电压，V_th为NMOS管MN12栅源极阈值电压，V_T为NMOS管MN12栅源极电压，W为NMOS管MN12沟道宽度，L为NMOS管MN12沟道长度，μ为空穴迁移率，n为工艺相关的系数。

由上式可知，泄漏电流会随着温度的升高而指数级增长，会导致功率开关管MP6栅极电压的升高。为避免功率管栅极电压的过度升高，所述充电响应电路还包括NPN管NPN1，通过NPN1提供一定的压降，放置输出电压因功率开关管MP6的关断而降低。更具体的，所述NPN管NPN1的基极与集电极短接，并连接所述PMOS管MP10的漏极，发射极连接所述功率开关管MP6的栅极。

具体的，所述放电响应电路包括NMOS管MN8-MN11，PMOS管MP7、MP8；所述NMOS管MN10的栅极接收所述采样电压V_fb，漏级连接所述PMOS管MP8的漏极，漏级还连接所述NMOS管MN11的栅极，源极连接所述NMOS管MN9的源极连接，源极还连接所述NMOS管MN8的漏极；所述NMOS管MN8的源极接地，栅极连接一级偏置尾电流源，用于承受放电响应电路所在支路的高电压，其中，高电压为通过电源电压施加的电压；所述NMOS管MN9的栅极接收基准电压V_ref，漏级连接所述PMOS管MP7的漏极；所述PMOS管MP7的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP8的栅极，源极连接所述PMOS管MP8的源级，并接电源电压；所述MN11的源级接地，漏极连接所述功率开关管MP6的栅极。

放电响应电路的工作过程：当线性稳压器的输出电压变低即负载电流由高变低时，采样电压V_fb会突然减小，当参考电压V_ref和采样电压V_fb的差值经放大后大于NMOS管MN11的开启电压，则MN11导通，为功率开关管MP6栅极提供了额外的放电回路，进而负载电流升高，输出电压恢复稳定；在线性稳压器正常工作时，参考电压V_ref与采样电压V_fb近似，参考电压V_ref和采样电压V_fb的差值经放大后小于NMOS管MN11的开启电压，MN11关闭，不影响正常工作状态。

进一步的，所述放电响应电路还包括电容C4、电阻R4和稳压二极管D3；所述电容C4的一端连接所述NMOS管MN11的栅极，另一端连接所述NMOS管MN10的漏极；所述电阻R4的一端连接所述NMOS管MN11的栅极，另一端连接所述稳压管D3的负极；所述稳压管D3的正极接地。电容C4的作用是在参考电压V_ref和采样电压Vfb的差值变化时，C4两端电压突变，使得MN11导通，更加灵敏；稳压二极管是为了防止过低负压的出现；电阻R4是为了减小纹波。

具体的，所述电压调节电路包括稳压二极管D1、电阻R1和NMOS管MN13；所述稳压二极管D1的负极连接电源电压，正极连接所述误差放大器，正极还连接所述电阻R1的一端；所述电阻R1的另一端连接所述NMOS管MN13的漏极；所述NMOS管MN13的源极接地，栅极接二级偏置尾电流源，用于承受支路高电压。其中的，二级偏置尾电流源为外部施加的电压，向误差放大器提供直流偏置，保证误差放大器工作在饱和区。

应当注意的是，与一级偏置尾电流源与二级偏置尾电流源连接的MOS管参数不同，宽长比成比例，以使提供电流成比例；一级偏置尾电流源与二级偏置尾电流源根据第一级放大器和第二级放大器均在饱和工作区电压的要求设定输入电压。

电压调节电路在工作过程：当接收的电源电压VDDH大于所述稳压二极管D1的击穿电压V_Dz时，稳压二级管D1的正极处电压为VDDH与V_Dz之差，也就是说误差放大器FGND处的电压为VDDH与V_Dz之差，保证了FGND处电压随着电源电压浮动，并且差值恒定为V_Dz。通过电压调节电路，极大的降低了误差放大器电压输出的摆幅，能够进一步提升电路的瞬时响应速度。电阻R1起到限制该支路中的最大电流的作用。此外，从而，电压调节电路的加入使得本实施例中的PMOS管MP1-MP4、MP7-MP10和NMOS管MN3-MN5、MN7及MN8可以选择选择低压管，进一步地节约面积和降低成本。

具体的，所述稳定环路包括电容C1和电容C3；所述电容C3的一端连接所述功率开管栅极，另一端接收所述线性稳压器的输出电压，另一端还连接所述电容C1的一端；所述电容C1的另一端连接所述误差放大器即所述误差放大器中NMOS管MN1的漏级。

稳定环路中，由C1和C3形成嵌套式米勒补偿，可得出电路的环路增益函数为：

其中，R_L和C_L分别为输出端负载的等效电阻和寄生电容，g_mn1为NMOS管MN1的跨导，g_mp6为PMOS管MP6的跨导，g_mp4为PMOS管MP4的跨导，R_o1为误差放大器中第一级放大器的输出电阻，R_o2为误差放大器中第二级放大器的输出电阻，s为频率相关量。

根据对放大器频率补偿的要求，对于嵌套式米勒电容的频率补偿方案，得到对电容C1和C2的限制为

示例性的，本实施例提供的一种线性稳压器中PMOS管MP1-MP4、MP7-MP10和NMOS管MN3-MN5、MN7及MN8可以选择低压管，PMOS管MP6和NMOS管MN1、MN2、MN6、MN9、MN10、MN12及MN13需选择高压管。当线性稳压器的输出电压减小时，误差放大器将基准电压V_ref和采样电压V_fb进行比较，其输出控制功率开关管MP6的负载电流增大，同时瞬时响应电路与控制开关管形成放电回路，功率开关管MP6得到额外的放电电流，从而使得输出电压快速恢复；反之，当线性稳压器的输出电压增大时，误差放大器将基准电压V_ref和采样电压V_fb进行比较，其输出控制功率开关管MP6的负载电流减小，同时瞬时响应电路与控制开关管形成充电回路，功率开关管MP6得到额外的充电电流，从而使得输出电压快速恢复。图3-5为本实施例线性稳压器输出电压为5V的仿真图，图3为本实施例的直流仿真图，图4为本实施例瞬时响应仿真图，图5为本实施例稳定性的仿真图，可以看出本发明所提出的线性稳压器输出的5V电压不随输入电源电压变化，在输出端负载变化时，瞬态响应时间均小于1us，可以快速作出响应，同时具有良好的稳定性，更加适合在智能功率开关等高压应用中应用。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种瞬时响应线性稳压器，其特征在于，包括误差放大器、功率开关管、电压调节电路、瞬时响应电路和稳定环路；

所述误差放大器，用于对接收的基准电压和采样电压的差值进行增益放大，得到增益放大后的差值电压；以及，用于根据接收的所述采样电压的变化输出反馈电压至所述瞬时响应电路；其中，所述采样电压根据所述线性稳压器的输出电压分压采样得到；

所述采样电压根据所述线性稳压器的输出电压分压采样得到的电路包括反馈电阻R2、反馈电阻R3和电容C4；所述反馈电阻R2的一端接收所述线性稳压器的输出电压，并连接所述电容C4的一端，另一端输出所述采样电压，并连接所述反馈电阻R3一端；所述反馈电阻R3的另一端和所述电容C4的另一端接地；还包括电容C2、稳压二极管D2；所述电容C2并联在所述反馈电阻R2两端；所述稳压二极管D2负极连接在所述反馈电阻R2的一端，正极接地；

所述功率开关管，用于根据所述增益放大后的差值电压调节负载电流，根据所述负载电流输出所述线性稳压器的输出电压；

所述瞬时响应电路，根据所述反馈电压和所述采样电压控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管形成充放电回路，以使所述功率开关管的负载电流瞬时响应所述线性稳压器的输出电压的变化；

所述瞬时响应电路包括充电响应电路和放电响应电路；

所述充电响应电路，用于根据接收的所述误差放大器的反馈电压控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管形成充电回路；

所述放电响应电路，用于根据所述采样电压和基准电压控制所述瞬时响应电路是否与所述功率开关管形成放电回路；

所述电压调节电路，用于将电源电压进行压降，并将压降后的电压施加给所述误差放大器，以供所述误差放大器降低电压输出摆幅；

所述电压调节电路包括稳压二极管D1、电阻R1和NMOS管MN13；

所述稳压二极管D1的负极连接电源电压，正极连接所述误差放大器，正极还连接所述电阻R1的一端；所述电阻R1的另一端连接所述NMOS管MN13的漏极；所述NMOS管MN13的源极接地，栅极接二级偏置尾电流源；其中，二级偏置尾电流源为外部施加的电压，向误差放大器提供直流偏置，保证误差放大器工作在饱和区；

所述稳定环路，用于连接所述误差放大器与所述功率开关管进行频率补偿以提升相位裕度。

2.根据权利要求1所述的瞬时响应线性稳压器，其特征在于，所述误差放大器包括PMOS管MP1-MP4，NMOS管MN1-MN7；

所述NMOS管MN1的栅极接收所述基准电压，漏极连接所述PMOS管MP1的漏极，漏级还连接所述稳定环路，源极连接所述NMOS管MN2源极及所述NMOS管MN3漏极，源极输出所述反馈电压；

所述NMOS管MN2的栅极接收所述采样电压，漏极连接PMOS管MP2的漏极；

所述NMOS管MN3的源极接地，栅极连接一级偏置尾电流源；

所述PMOS管MP1的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP3的栅极，源极连接所述PMOS管MP2、MP3和MP4的源极，源极还连接电源电压；

所述PMOS管MP2的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP4的栅极；

所述NMOS管MN5的漏极连接所述PMOS管MP4的漏极，漏级输出所述误差放大器的差值电压，栅极连接所述NMOS管MN4的栅极，源极连接所述NMOS管MN4的源极及所述NMOS管MN6的漏极，源极还连接所述电压调节电路；

所述NMOS管MN4的漏极连接所述PMOS管MP3的漏极；

所述NMOS管MN6的源极连接所述NMOS管MN7的漏极，栅极接二级偏置尾电流源；

所述NMOS管MN7的源极接地，栅极接一级偏置尾电流源。

3.根据权利要求1所述的瞬时响应线性稳压器，其特征在于，所述充电响应电路包括PMOS管MP9、MP10和NMOS管MN12；

所述NMOS管MN12的栅极接收所述误差放大器的反馈电压，源极接地，漏极连接PMOS管MP9的漏极；

所述PMOS管MP9的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP10的栅极，源极连接所述PMOS管MP10的源极，并连接电源电压；

所述PMOS管MP10的漏极连接所述功率开关管的栅极。

4.根据权利要求3所述的瞬时响应线性稳压器，其特征在于，所述充电响应电路还包括NPN管NPN1，所述NPN管NPN1的基极与集电极短接，并连接所述PMOS管MP10的漏极，发射极连接所述功率开关管的栅极。

5.根据权利要求1所述的瞬时响应线性稳压器，其特征在于，所述放电响应电路包括NMOS管MN8-MN11，PMOS管MP7、MP8；

所述NMOS管MN10的栅极接收所述采样电压，漏级连接所述PMOS管MP8的漏极，漏级还连接所述NMOS管MN11的栅极，源极连接所述NMOS管MN9的源极连接，源极还连接所述NMOS管MN8的漏极；

所述NMOS管MN8的源极接地，栅极连接一级偏置尾电流源；

所述NMOS管MN9的栅极接收基准电压，漏级连接所述PMOS管MP7的漏极；

所述PMOS管MP7的栅漏短接，并连接所述PMOS管MP8的栅极，源极连接所述PMOS管MP8的源级，并接电源电压；

所述MN11的源级接地，漏极连接所述功率开关管的栅极。

6.根据权利要求5所述的瞬时响应线性稳压器，其特征在于，所述放电响应电路还包括电容C4、电阻R4和稳压二极管D3；

所述电容C4的一端连接所述NMOS管MN11的栅极，另一端连接所述NMOS管MN10的漏极；

所述电阻R4的一端连接所述NMOS管MN11的栅极，另一端连接所述稳压二极管D3的负极；

所述稳压二极管D3的正极接地。

7.根据权利要求1所述的瞬时响应线性稳压器，其特征在于，所述稳定环路包括电容C1和电容C3；

所述电容C3的一端连接所述功率开关管，另一端接收所述线性稳压器的输出电压，另一端还连接所述电容C1的一端；所述电容C1的另一端连接所述误差放大器。

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