CN112753156B - 励磁绕组型旋转电机 - Google Patents

Abstract

励磁绕组型的旋转电机(30)包括：励磁绕组(70、73)，其具有第一绕组部(71a、74a)和第二绕组部(71b、74b)的串联连接体；以及转子(60)，其具有沿径向突出的主极部(62)，第一绕组部和第二绕组部分别卷绕于各主极部，用于使励磁绕组感应出励磁电流的谐波电流流过定子绕组(31U～31W)。旋转电机包括连接到上述串联连接体的两端的二极管(80、81)以及与第二绕组部并联连接的电容器(90)。构成有包括第一绕组部和电容器的串联共振电路、以及包括第二绕组部和电容器的并联共振电路，在将第一绕组部的电感设为L1，将第二绕组部的电感设为L2的情况下，第一绕组部和第二绕组部的电感设定成满足“0.5＜L2/L1＜2”和“0.5＜L1/L2＜2”中的至少一个。

Description

励磁绕组型旋转电机

相关申请的援引

本申请以2018年9月25日申请的日本专利申请第2018-179512号为基础，在此援引其记载内容。

技术领域

本公开涉及一种励磁绕组型旋转电机。

背景技术

作为这种旋转电机，如专利文献1所示，已知一种旋转电机，包括：定子，上述定子具有定子绕组；励磁绕组，上述励磁绕组由第一绕组部和第二绕组部的串联连接体构成；转子，上述转子具有转子铁芯和主极部；以及二极管。主极部在周向上以规定间隔设置并且从转子铁芯沿径向突出。在转子中，在上述串联连接体的两端中，在第一绕组部侧连接有二极管的阴极，在第二绕组部侧连接有二极管的阳极。第一绕组部和第二绕组部分别卷绕于各主极部。在定子绕组流过主要用于产生转矩的基波电流和主要用于使励磁绕组励磁的谐波电流。

在此，当流过谐波电流时，在包括了沿周向相邻的主极部和转子铁芯的磁路上流过主磁通。由于流过主磁通，因此，在串联连接的第一绕组部和第二绕组部分别产生感应电压，在第一绕组部和第二绕组部中感应出电流。此时，通过二极管使流过第一绕组部和第二绕组部的电流整流成一方向。由此，在由二极管整流后的方向上，励磁电流流过励磁绕组，使励磁绕组被励磁。

另一方面，当流过谐波电流时，除了主磁通之外还产生漏磁通。漏磁通以横穿的方式从沿周向相邻的主极部的一方朝另一方流动而不经由转子铁芯，与励磁绕组交链。在这种情况下，在各绕组部内，会产生极性互相相反的感应电压，使感应出的电流减少。其结果是，在第一绕组部和第二绕组部中分别感应出的电流的合计值减少，进而使流过励磁绕组的励磁电流减少。

因此，专利文献1所记载的旋转电机包括与第二绕组部并联连接的电容器。由此，使励磁电流增加。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开第2018-42401号公报

发明内容

在此，为了提高旋转电机的转矩，期望进一步增加励磁电流。

本公开的主要目的在于提供一种能增加流过励磁绕组的励磁电流的励磁绕组型旋转电机。

本公开是一种励磁绕组型旋转电机，包括：定子，上述定子具有定子绕组；

励磁绕组，上述励磁绕组具有第一绕组部和第二绕组部的串联连接体；以及

转子，上述转子具有转子铁芯以及主极部，上述主极部在周向上以规定间隔设置并且从上述转子铁芯沿径向突出，

上述第一绕组部和上述第二绕组部分别卷绕于各上述主极部，用于使上述励磁绕组感应出励磁电流的谐波电流流过上述定子绕组，其中，包括：

二极管，上述二极管的阴极与上述串联连接体的两端中的上述第一绕组部侧连接，阳极与上述串联连接体的两端中的上述第二绕组部侧连接；以及

电容器，上述电容器与上述第二绕组部并联连接，

构成有串联共振电路和并联共振电路，上述串联共振电路包括上述第一绕组部和上述电容器，上述并联共振电路包括上述第二绕组部和上述电容器，

在将上述第一绕组部的电感设为L1，将上述第二绕组部的电感设为L2的情况下，上述第一绕组部和上述第二绕组部各自的电感设定成满足“0.5＜L2/L1＜2”和“0.5＜L1/L2＜2”中的至少一个。

存在一种旋转电机，该旋转电机具有如下特性：在上述串联共振电路和上述并联共振电路各自的共振频率相等，并且使流过定子绕组的谐波电流的频率与上述共振频率一致的情况下，励磁电流最大，进而转矩最大。在此，将旋转电机的转矩为最大的情况下的谐波电流的频率设为基准频率f0。

虽然期望设定旋转电机的转矩成为最大的谐波电流的频率，但是实际上，以某个宽度对谐波电流的频率范围进行设定。此时，以旋转电机的转矩成为所要求的转矩的下限值以上的方式设定其频率范围。

在此，在转矩与允许下限值Tmin一致的谐波电流的两个频率中，将较低的一方设为下限频率fL，将较高的一方设为上限频率fH。在本申请的发明人正在开发的旋转电机中，下限频率fL是上述基准频率f0的0.7倍的频率，上限频率fH是基准频率f0的1.4倍。以下限频率fL以及上限频率fH与基准频率f0的上述关系为前提，本申请的发明人得到了下述见解：若设置使上述串联共振电路的共振频率与基准频率f0一致的条件，则导出“0.5＜L2/L1＜2”的条件。此外，本申请的发明人得到了下述见解：若设置使上述并联共振电路的共振频率与基准频率f0一致的条件，则导出“0.5＜L1/L2＜2”的条件。

因此，在本公开中，上述第一绕组部和上述第二绕组部各自的电感设定成满足“0.5＜L2/L1＜2”和“0.5＜L1/L2＜2”中的至少一个。由此，能够使励磁电流增加。

附图说明

参照附图和以下详细的记述，可以更明确本公开的上述目的、其它目的、特征和优点。附图如下所述。

图1是第一实施方式的旋转电机的控制系统的整体结构图。

图2是表示转子所包括的电路的图。

图3是转子和定子的横剖视图。

图4是表示基波电流和谐波电流等的推移的图。

图5是表示三相电流的推移的图。

图6是表示基波电流和谐波电流等的推移的图。

图7是表示三相电流的推移的图。

图8是表示感应电压的产生模式的图。

图9是表示与模式2、3对应的电路的图。

图10是表示串联共振电路的图。

图11是表示并联共振电路的图。

图12是表示励磁电流的整流电路的图。

图13是表示分别流过第一绕组部和第二绕组部及电容器的电流的推移的时序图。

图14是表示分别流过第一绕组部和第二绕组部及电容器的电流的推移的时序图。

图15是表示分别流过第一绕组部和第二绕组部及电容器的电流的实机模拟结果的时序图。

图16是表示谐波电流的频率、励磁电流以及转矩的关系的特性图。

图17是表示第一实施方式的变形例2的转子所包括的电路的图。

图18是表示第一实施方式的变形例3的转子所包括的电路的图。

图19是表示第一实施方式的变形例3的转子所包括的电路的图。

图20是第一实施方式的变形例4的转子和定子的横剖视图。

图21是表示第二实施方式的磁通的流动的图。

图22是表示磁通的流动的图。

图23是第三实施方式的转子和定子的横剖视图。

图24是放大表示图23的一部分的图。

图25是第四实施方式的转子和定子的横剖视图。

图26是表示转子所包括的电路的图。

图27是表示第四实施方式的变形例的转子所包括的电路的图。

具体实施方式

以下，基于附图对实施方式进行说明。本实施方式的旋转电机例如装设于车辆。另外，在以下各实施方式中，对于彼此相同或等同的部分，在附图中标注相同的符号，对于相同符号的部分引用其说明。

＜第一实施方式＞

首先，使用图1～图3进行说明。控制系统包括直流电源10、逆变器20、旋转电机30以及控制装置40。在本实施方式中，作为旋转电机30，使用励磁绕组型的同步旋转电机。此外，在本实施方式中，控制装置40控制旋转电机30，以使旋转电机30作为电动机兼发电机即ISG(Integrated Starter Generator：起动发电一体机)、MG(Motor Generator：电动发电机)发挥作用。例如，构成为包括旋转电机30、逆变器20和控制装置40的机电一体型驱动装置，或者，旋转电机30、逆变器20和控制装置40分别由各组件构成。

旋转电机30包括具有励磁绕组70的转子60。励磁绕组70由第一绕组部71a和第二绕组部71b的串联连接体构成。励磁绕组70例如通过压缩成形而构成。由此，提高了占空系数，并且提高了励磁绕组的组装性。另外，励磁绕组70例如由铝线构成即可。铝线的比重较小，从而能够降低转子60旋转时的离心力。另外，铝线与铜线相比强度和硬度较低，适合压缩成形的情况。

旋转电机30包括具有定子绕组31的定子50。定子绕组31由例如铜线构成，并且包括以彼此错开120°电角度的状态配置的U相绕组31U、V相绕组31V、W相绕组31W。

逆变器20包括U相上臂开关SUp、V相上臂开关SVp、W相上臂开关Swp以及U相下臂开关SUn、V相下臂开关SVn、W相下臂开关SWn的串联连接体。在U相上臂开关SUp、V相上臂开关SVp、W相上臂开关SWp和U相下臂开关SUn、V相下臂开关SVn、W相下臂开关SWn的连接点连接有U相绕组31U、V相绕组31V、W相绕组31W的第一端。U相绕组31U、V相绕组31V、W相绕组31W的第二端在中性点处连接。即，在本实施方式中，U相绕组31U、V相绕组31V、W相绕组31W星形接线。另外，在本实施方式中，各开关SUp～SWn是IGBT。在各开关SUp、SVp、SWp、SUn、SVn、SWn反并联连接有续流二极管。

在U相上臂开关SUp、V相上臂开关SVp、W相上臂开关SWp的集电极连接有直流电源10的正极端子。在U相下臂开关SUn、V相下臂开关SVn、W相下臂开关SWn的发射极连接有直流电源10的负极端子。另外，平滑电容器11与直流电源10并联连接。

控制系统包括角度检测部41。角度检测部41输出与转子60的旋转角相对应的信号即角度信号。角度检测部41的输出信号输入控制装置40。

接着，对定子50和转子60进行说明。

定子50和转子60均和旋转轴32一起配置在同轴上。在以下的记载中，将旋转轴32延伸的方向设为轴向，将从旋转轴32的中心放射状地延伸的方向设为径向，将以旋转轴32为中心圆周状地延伸的方向设为周向。

定子50由层叠钢板构成，该层叠钢板由软磁性体构成，上述定子50具有圆环状的定子铁芯51和从定子铁芯51朝向径向内侧突出的多个极齿52。在本实施方式中，各相绕组31U、31V、31W分布卷绕或集中卷绕于极齿52。如图3所示，在本实施方式中，极齿在周向上等间隔地设置四十八个。因此，旋转电机30是四十八切槽的旋转电机。

转子60由层叠钢板构成，该层叠钢板由软磁性体构成，上述转子60具有圆筒形状的转子铁芯61和从转子铁芯61朝向径向外侧突出的多个主极部62。各主极部62的前端侧的面与极齿52的端面相对。在本实施方式中，主极部62在周向上等间隔地设置八个。

在各主极部62中，在径向外侧卷绕有第一绕组部71a，在第一绕组部71a的径向内侧卷绕有第二绕组部71b。在各主极部62中，第一绕组部71a和第二绕组部71b的卷绕方向彼此相同。此外，卷绕于沿周向相邻的主极部62中的一方的各绕组部71a、71b的卷绕方向和卷绕于另一方的各绕组部71a、71b的卷绕方向相反。因此，沿周向相邻的主极部62彼此中，磁化方向互相相反。

图2表示包括卷绕于共用的主极部62的各绕组部71a、71b的转子侧的电路。在转子60设有作为整流元件的二极管80和电容器90。在二极管80的阴极连接有第一绕组部71a的第一端，在第一绕组部71a的第二端连接有第二绕组部71b的第一端。在第二绕组部71b的第二端连接有二极管80的阳极。在第二绕组部71b并联连接有电容器90。在图2中，L1表示第一绕组部71a的电感，L2表示第二绕组部71b的电感，C表示电容器90的静电电容。

接着，对控制装置40进行说明。另外，控制装置40的各功能的一部分或者全部也可以例如由一个或者多个集成电路等硬件来构成。此外，控制装置40的各功能例如也可以由存储在非过渡性实体存储介质的软件以及执行该软件的计算机构成。

控制装置40获取角度检测部41的角度信号，并基于获取到的角度信号生成使构成逆变器20的各开关SUp～SWn接通断开的驱动信号。详细而言，当使旋转电机30作为电动机驱动时，为了将从直流电源10输出的直流电力转换为交流电力并向U相绕组31U、V相绕组31V、W相绕组31W供给，控制装置40生成使各臂开关SUp～SWn接通断开的驱动信号，并将生成后的驱动信号向各臂开关SUp～SWn的栅极供给。另一方面，当使旋转电机30作为发电机驱动时，为了将从U相绕组31U、V相绕组31V、W相绕组31W输出的交流电力转换为直流电力并向直流电源10供给，控制装置40生成使各臂开关SUp～SWn接通断开的驱动信号。

控制装置40使各开关SUp～SWn接通断开，以使基波电流和谐波电流的合成电流流过各相绕组31U、31V、31W。如图4的(a)所示，基波电流是主要用于使旋转电机30产生转矩的电流。如图4的(b)所示，谐波电流是主要用于使励磁绕组70励磁的电流。图4的(c)表示作为基波电流和谐波电流的合成电流的相电流。图4所示的纵轴的值表示图4的(a)～图4的(c)各自所示的波形的大小的相对关系。如图5所示，流过各相绕组31U、31V、31W的相电流IU、IV、IW各错开电角度120°。

在本实施方式中，如图4的(a)、(b)所示，谐波电流的包络线具有基波电流的1/2周期。图4的(b)中，用点划线表示包络线。此外，包络线达到其峰值的时刻与基波电流达到其峰值的时刻错开。具体地，包络线达到其峰值的时刻是基波电流的波动中心(0)的时刻。控制装置40对基波电流和谐波电流各自的振幅以及周期独立地进行控制。

通过流过图4的(b)所示的谐波电流，能够使流过各相绕组31U、31V、31W的相电流的最大值减小，并且能够使旋转电机30的转矩成为被指令的转矩而不增加逆变器20的容量。

顺便提及，作为谐波电流，也可以是图6的(b)所示的电流。图6的(a)、(c)与先前的图4的(a)、(c)对应。如图6的(a)、(b)所示，谐波电流的包络线达到其峰值的时刻是基波电流达到其峰值的时刻。图6的(b)所示的谐波电流是使图4的(b)所示的谐波电流的相位错开了基波电流的周期的1/4的电流。图7示出了在这种情况下流过各相绕组31U、31V、31W的相电流IU、IV、IW的推移。

在本实施方式中，构成由第一绕组部71a、电容器90和二极管80构成的串联共振电路，并且构成由第二绕组部71b和电容器90构成的并联共振电路。将串联共振电路的共振频率即第一共振频率设为f1，并且将并联共振电路的共振频率即第二共振频率设为f2。各共振频率f1、f2由下式(eq1)、(eq2)表示。

【数学式1】

【数学式2】

当谐波电流流过各相绕组31U、31V、31W时，在包括沿周向相邻的主极部62、转子铁芯61、极齿52以及定子铁芯51的磁路中产生主磁通的谐波引起的波动。通过产生主磁通的波动，在第一绕组部71a和第二绕组部71b分别产生感应电压，并且在第一绕组部71a和第二绕组部71b感应出电流。此时，如图8的模式1、4所示，在第一绕组部71a、第二绕组部71b分别产生极性相同的感应电压的情况下，由于第一绕组部71a、第二绕组部71b各自的感应电流没有抵消，因此感应电流增加。通过二极管80将流过第一绕组部71a、第二绕组部71b的电流整流成一方向。由此，在由二极管80整流后的方向上，励磁电流流过励磁绕组70，使励磁绕组被励磁。另外，在图8中，e1表示产生于第一绕组部71a的感应电压，e2表示产生于第二绕组部71b的感应电压。

另一方面，当流过谐波电流时，除了主磁通的波动之外还容易产生漏磁通。漏磁通以横穿的方式从沿周向相邻的主极部62的一方朝另一方流动而不经由转子铁芯61，与励磁绕组70交链。此时，还产生与各绕组部71a、71b交链的漏磁通。当漏磁通与励磁绕组70交链时，有时在第一绕组部71a内产生某个方向的感应电压，此外，在第二绕组部71b内产生不同方向的感应电压。其结果是，使在第一绕组部71a、第二绕组部71b分别感应出的电流的合计值减少，进而使流过励磁绕组70的励磁电流减少。

此外，在本实施方式中，在第二绕组部71b并联连接有电容器90。因此，如图8的模式2、3所示，即使在分别产生于第一绕组部71a、第二绕组部71b的感应电压极性相反的情况下，由于感应电流经由电容器90流动，因此，在第一绕组部71a、第二绕组部71b中流动的感应电流不会彼此抵消。因此，如图9的(a)所示，由第一绕组部71a感应出的电流和由第二绕组部71b感应出的电流经由电容器90向二极管80的阳极侧流动，如图9的(b)所示，电流从电容器90经由第二绕组部71b向二极管80的阳极侧流动。其结果是，能使流过励磁绕组70的励磁电流增加。

在本实施方式中，在定子绕组31中流动的谐波电流的频率fh设定为与第一共振频率f1相同的频率或其附近的频率。因此，能够进一步增加第一绕组部71a、第二绕组部71b感应出的电流，从而能进一步使励磁电流增加。

在此，本发明人进一步考察了模式2、3的情况。以下，对此进行说明。

图2所示的电路基本上由图10～图12所示的三个电路构成。图10示出了由第一绕组部71a、电容器90和二极管80构成的串联共振电路，图11示出了由第二绕组部71b和电容器90构成的并联共振电路。图12示出了由第一绕组部71a和第二绕组部71b及二极管80构成的励磁电流的整流电路。

在图10所示的串联共振电路中，在第一共振频率f1下阻抗最小，交流电流最大。另外，由于存在二极管80，因此半波电流流过该串联共振电路。

在图11所示的并联共振电路中，在第二共振频率f2下阻抗最小，交流电流最大。

在流过定子绕组31的谐波电流的频率为第一共振频率f1的情况下，在串联共振电路中，以第一共振频率f1波动的电流向电容器90供给。向电容器90供给的电流通过二极管80成为半波电流。在此，在串联共振电路中由二极管80阻止的电流经由并联共振电路的第二绕组部71b返回二极管80的阴极侧。在第一共振频率f1和第二共振频率f2为相等或接近的值的情况下，分别流过串联共振电路和并联共振电路的交流电流为最大或接近最大的值。

在图12所示的电路中，第一绕组部71a、第一绕组部71b的合成阻抗在第一共振频率f1附近变得非常大。因此，在图12所示的电路中流动的电流，以在图10和图11所示的电路中流动的交流分量的电流为主。在图12所示的电路中，流过由二极管80整流后的直流分量的电流。

接着，图13和图14示出了图10～图12所示的电路中流过的电流的推移。在图13和图14中，IC表示流过电容器90的电流即电容器电流，IL1表示流过第一绕组部71a的电流。IL2表示流过第二绕组部71b的电流，If表示流过图12所示的电路的直流分量的电流即励磁电流。图13和图14所示的纵轴的值用于表示各波形的大小的相对关系。

如图10的箭头所示，将电容器电流IC沿从第一绕组部71a朝向电容器90的方向流动的情况设为正。如图10的箭头所示，将在第一绕组部71a流动的电流IL1沿从第一绕组部71a的第一端朝向第二端的方向流动的情况设为正。如图11的箭头所示，将在第二绕组部71b流动的电流IL2沿从第二绕组部71b的第一端朝向第二端的方向流动的情况设为正。如图12的箭头所示，将励磁电流If从二极管80的阳极朝向阴极的方向流动的情况设为正。

图13示出了励磁绕组70刚开始被励磁之后的状态。在图13的第一期间T1中，电容器电流IC为正值。即，在第一期间T1内，在图10的串联共振电路中，电流从第一绕组部71a向电容器90流入。流入的电容器电流IC的大小与在第一绕组部71a中流动的电流IL1的大小相等。在此，通过将在定子绕组31中流动的谐波电流的频率fh设为第一共振频率f1，在串联共振电路中流动的交流电流增加。

在与图13的第一期间T1在时间上相邻的第二期间T2中，电容器电流IC为负值。即，在第二期间T2内，在图11的并联共振电路中，电流从电容器90向第二绕组部71b流出。流出的电容器电流IC的大小与在第二绕组部71b中流动的正的电流IL2的大小相等。

通过重复第一期间T1的状态和第二期间T2的状态，励磁电流If如图14所示那样增加。另外，图15示出了使用与实机模型相当的结构实施仿真的结果。

在本实施方式中，如图14所示，在第一绕组部71a中流动的电流IL1与在第二绕组部71b中流动的电流IL2的相位的错开量θs为180°电角度。由此，能够抵消由第一绕组部71a、第二绕组部71b产生的磁场的合成磁场的纹波部分，并且能够使合成磁场成为使该纹波部分平滑化的恒定磁场。

另外，相位的错开量θs也可以是“120°＜θs＜240°”中的180°之外的值。如果错开量θs处于180°±60°的范围内，则能够降低由在第一绕组部71a中流动的电流所产生的磁场和由在第二绕组部71b中流动的电流所产生的磁场的合成磁场的脉动。

为了使相位的错开量θs如上述那样，在本实施方式中，第一绕组部71a的电感L1和第二绕组部71b的电感L2设定成满足下式(eq3)、(eq4)。以下，对该设定进行说明。

【数学式3】

【数学式4】

图16示出了谐波电流的频率fh、流过励磁绕组70的励磁电流以及旋转电机30的转矩的关系。在作为谐波电流的频率fh所能想到使用的范围中，旋转电机30的转矩在某个频率下成为最大。将达到该最大转矩的频率称为基准频率f0。基准频率f0是第一共振频率f1与第二共振频率f2相等的情况下的频率。当谐波电流的频率fh偏离基准频率f0时，励磁电流降低，进而转矩降低。在此，励磁电流越小，转矩越低。

在此，考虑将旋转电机30的转矩设为其允许下限值Tmin以上。允许下限值Tmin例如设定为上述最大转矩的80％～90％的值。在图16中，在转矩与允许下限值Tmin一致的谐波电流的两个频率fh中，将较低的一方称为下限频率fL，将较高的一方称为上限频率fH。在此，下限频率fL和上限频率fH如下式(eq5)那样表示。例如，设定为A＝0.3(30％)，设定为B＝0.4的(40％)。

【数学式5】

在上式(eq5)中，实数A、实数B例如设定为“0＜A≤0.5、0＜B≤0.5”的范围的值，优选地设定为“0＜A≤0.4、0＜B≤0.4”的范围的值。优选地，第一共振频率f1和第二共振频率f2分别处于比下限频率fL高且比上限频率fH低的频率范围内。由此，导出下式(eq6)、(eq7)。

【数学式6】

(1-A)f0＜f1＜(1+B)f0…(eq6)

【数学式7】

(1-A)f0＜f2<(1+B)f0…(eq7)

通过上式(eq6)、(eq1)导出下式(eq8)。

【数学式8】

在此，当使用下式(eq9)时，上式(eq8)成为下式(eq10)。

【数学式9】

【数学式10】

在上述公式(eq10)中，当对L1进行整理时，导出下式(eq11)。

【数学式11】

另一方面，通过上式(eq7)、(eq2)导出下式(eq12)。

【数学式12】

与上式(eq11)相同，从上式(eq12)、(eq9)导出下式(eq13)。

【数学式13】

在此，根据使第一共振频率f1与基准频率f0相等时的条件，导出下式(eq14)。在这种情况下，“L1＝K”。

【数学式14】

将“K＝L1”代入上式(eq13)进行整理，导出上式(eq3)。

另一方面，根据使第二共振频率f2与基准频率f0相等时的条件，导出下式(eq15)。在这种情况下，L2＝K。

【数学式15】

将“K＝L2”代入上式(eq11)进行整理，导出上式(eq4)。

在此，在设为“A＝0.3、B＝0.4”的情况下，上式(eq3)成为“0.5＜L2/L1＜2”。另外，在设为“A＝0.3、B＝0.4”的情况下，上式(eq4)成为“0.5＜L1/L2＜2”。

在此，关于L1、L2的关系，例如也可以设定为“L1＝L2”。在这种情况下，f1＝f2，励磁电流的增大效果变大。

另外，例如，也可以在满足“0.5＜L2/L1＜2”以及“0.5＜L1/L2＜2”的条件下以使“L1≠L2”的方式设定L1、L2。以下，对该设定的具体例进行说明。

<具体例1>

在设为f1＞f2的情况下，从上式(eq1)、(eq2)导出“L2＞L1”。在这种情况下，下式(eq16)成立。

【数学式16】

在此，设定为“A＝0.2、B＝0.2”。该设定例如是允许下限值Tmin设定为上述最大转矩的90％的值的情况下的设定。在这种情况下，从上式(eq3)、(eq4)、(eq16)导出“1＜L2/L1＜1.56”以及“0.69＜L1/L2＜1”。

＜具体例2＞

在设为f2＞f1的情况下，从上式(eq1)、(eq2)导出“L1＞L2”。在这种情况下，下式(eq17)成立。

【数学式17】

在此，与上述具体例1相同，设定为“A＝0.2、B＝0.2”。在这种情况下，从上式(eq3)、(eq4)、(eq17)导出“0.69＜L2/L1＜1”以及“1＜L1/L2＜1.56”。

如上所述，当使A、B的绝对值变小，即、使由fL～fH规定的频率范围变窄时，L2/L1及L1/L2分别能取的范围变窄。

如以上说明的那样，通过将第一绕组部71a的电感L1和第二绕组部71b的电感L2设定成满足上式(eq3)、(eq4)，能够增加励磁电流。

另外，根据本实施方式，能够实现基于各电感L1、L2这样的简单的参数使励磁电流增加的结构。

＜第一实施方式的变形例1＞

励磁绕组的第一绕组部和第二绕组部也可以分别由扁平线构成。通过使用扁平线，能够提高励磁绕组的占空系数，从而能够降低损失。另外，根据扁平线，在离心力作用于绕组部的情况下，能够通过面来承受施加于绕组间的负载，因此，能够防止绕组的覆膜的损伤。另外，根据扁平线，能够增大安培匝数(AT)，从而能够扩大励磁绕组的励磁范围。其结果是，提高了转矩控制性。

另外，第一绕组部和第二绕组部也可以分别由使用了扁平线的α绕组构成。作为使用了扁平线的α绕组的绕组部，例如，可以使用日本专利特开第2008-178211号公报的图5的(A)所示的结构。

＜第一实施方式的变形例2＞

如图17所示，也可以在整流二极管80并联连接齐纳二极管81。因此，能够吸收施加于二极管80、励磁绕组70和电容器90的浪涌电压，从而能够抑制二极管80、励磁绕组70和电容器90的劣化。

另外，浪涌电压例如能够因为在定子绕组31中流动的谐波电流从正弦波较大地失真而产生。特别是，如日本专利特开第2010-273476号公报、日本专利特开第2018-98907号公报所记载的那样，在实施180度矩形波通电控制的情况下，为了流过谐波电流，当将脉冲状的电压与施加于定子绕组31的电压重叠时，谐波电流的失真变大，浪涌电压容易变大。因此，在浪涌电压容易变大的结构中，包括齐纳二极管81的优点较大。

＜第一实施方式的变形例3＞

如图18所示，也可以代替整流二极管80而仅包括齐纳二极管81。由此，齐纳二极管81兼具整流功能和浪涌吸收功能。其结果是，能够削减旋转电机30的部件数量。

另外，如图19所示，也可以包括多个齐纳二极管81。图19示出了包括两个齐纳二极管81的示例。

＜第一实施方式的变形例4＞

也可以使用图20所示的励磁绕组73。详细地，在主极部62卷绕有第一绕组部74a，在第一绕组部74a的外侧卷绕有第二绕组部74b。

＜第二实施方式＞

在本实施方式中，在将第一绕组部71a的匝数设为N1，并且将第二绕组部71b的匝数设为N2的情况下，设定为“N1＜N2”。以下，对该设定进行说明。

第一绕组部71a的电感L1能够由下式(eq18)表示，第二绕组部71b的电感L2能够由下式(eq19)表示。

【数学式18】

【数学式19】

在上式(eq18)、(eq19)中，μ表示导磁率，S1、S2表示在对第一绕组部71a和第二绕组部71b通电的情况下形成的磁路的磁路面积(磁路的截面积)，m1、m2表示在对第一绕组部71a和第二绕组部71b通电的情况下形成的磁路的磁路长度。

图21示出了S1/m1与S2/m2相同的示例。在此，表示接近无负载的状态，磁通仅通过细的虚线。在这种情况下，为了使“L1＝L2”，只要使“N1＝N2”即可。

但是，实际上存在图21的粗虚线那样的漏磁通，由于该漏磁通等，存在S1相对于S2变大，并且m1相对于m2变短的倾向。其结果是，S1/m1变得比S2/m2大。图22示出了该情况下的另一例。该示例示出了接近最大负载的状态。在S1/m1变得比S2/m2大的情况下，为了使“L1＝L2”，要求使“N1＜N2”。

＜第三实施方式＞

如图23所示，在转子60中，也可以在第一绕组部71a与第二绕组部71b之间设置由软磁性体构成的分隔部100。分隔部100例如呈环状，处于分隔部100的中心孔被主极部62插入的状态。在从轴向观察的情况下，分隔部100呈在周向上延伸的扁平形状。通过使分隔部100夹在第一绕组部71a与第二绕组部71b之间，使第一绕组部71a和第二绕组部71b在径向上被分隔部100阻断。分隔部100的径向厚度比第一绕组部71a和第二绕组部71b各自的径向厚度小。此外，分隔部100的周向长度在各绕组部71a、71b的周向长度以上。

如图24所示，分隔部100通过在径向上层叠软磁体而构成即可。由此，能够实现涡电流损失的降低。此外，通过使层叠方向为径向，能确保分隔部100的周向长度，并且能与钢板板厚尺寸对应地将径向厚度设定得较薄。

通过设置分隔部100，漏磁通的大部分在分隔部100中流动而不流过励磁绕组70。其结果是，难以在第一绕组部71a和第二绕组部71b中、进一步在其内部的部分线圈中分别产生极性互相相反的感应电压，使感应出的电流增加。由此，能够在图8所示的各模式1～4中使在第一绕组部71a、第二绕组部71b中分别感应出的电流增加。

另外，在图20所示的结构中，也可以在第一绕组部74a与第二绕组部74b之间夹设分隔部。

＜第四实施方式＞

在本实施方式中，如图25所示，励磁绕组70由第一绕组部71a、第二绕组部71b和第三绕组部71c的串联连接体构成。在各主极部62中，在径向上的最外侧卷绕有第一绕组部71a，在第一绕组部71a的径向内侧卷绕有第二绕组部71b，在第二绕组部71b的径向内侧卷绕有第三绕组部71c。在各主极部62中，各绕组部71a、71b、71c的卷绕方向互相相同。此外，卷绕于沿周向相邻的主极部62中的一方的各绕组部71a、71b、71c的卷绕方向和卷绕于另一方的各绕组部71a、71b、71c的卷绕方向相反。

图26表示包括卷绕于共用的主极部62的各绕组部71a、71b、71c的转子侧的电路。另外，在本实施方式中，将电容器90称为第一电容器90。

转子60设置有第一电容器90和第二电容器91。在第二绕组部71b的第二端连接有第三绕组部71c的第一端。在第三绕组部71c的第二端连接有二极管80的阳极。在第三绕组部71c并联连接有第二电容器91。在图26中，L3表示第三绕组部71C的电感，C1、C2表示第一电容器90、第二电容器91的静电电容。

在本实施方式中，将由第一绕组部71a、第一电容器90和二极管80构成的串联共振电路称为第一串联共振电路，将由第二绕组部71b和第一电容器90构成的并联共振电路称为第一并联共振电路。在本实施方式中，还构成由第一绕组部71a、第二绕组部71b、第二电容器91和二极管80构成的第二串联共振电路、以及由第三绕组部71c和第二电容器91构成的第二并联共振电路。当将第二串联共振电路的共振频率即第三共振频率设为f3，并且将第二并联共振电路的共振频率即第四共振频率设为f4时，各共振频率f3、f4由下式(eq20)、(eq21)表示。

【数学式20】

【数学式21】

第二串联共振电路和第二并联共振电路与第一串联共振电路和第一并联共振电路同样地发挥作用。根据这种结构，例如，即使在各相绕组31U、31V、31W中流动的谐波电流的频率偏离设定的频率的情况下，当偏离的频率为第三共振电路的共振频率f3和第四共振电路的共振频率f4时，也能够在该频率下得到励磁电流的增大效果。另外，与f1、f2相同，设定为“f3＝f4”即可。

此处，谐波电流的频率偏离设定的频率的现象会在例如旋转电机30的电角度频率较高的区域中产生。这是因为，电角度频率越高，能在基波电流的一个周期重叠的谐波电流的数量M(M为自然数)越少，重叠的谐波电流的数量从M变为M-1的情况下的频率波动较大。例如，在M在4与3之间改变的情况下，存在30％左右的频率波动，之前之后的谐波电流的频率fh至少存在30％左右的波动。M＝3表示三相电流中的每一相的基波电流的一个周期包含三个周期的量的谐波电流，认为是作为励磁绕组的励磁频率的最小单位。

＜第四实施方式的变形例＞

励磁绕组也可以由四个以上的绕组部的串联连接体构成。在这种情况下，如图27所示，当将绕组部的数量设为n+1个时，电容器的数量为n个。

＜其它实施方式＞

另外，上述各实施方式也可进行以下变更。

·也可以将第一绕组部71a的电感L1和第二绕组部71b的电感L2设定成满足上式(eq3)、(eq4)中的任一个，而不是满足上式(eq3)、(eq4)这两者。具体地，例如，也可以将电感L1、L2设定成满足“0.5＜L2/L1＜2”以及“0.5＜L1/L2＜2”中的任一个。

·作为旋转电机，不限定于内转子式的旋转电机，也可以是外转子式的旋转电机。在这种情况下，主极部从转子铁芯向径向内侧突出。

·作为转子的励磁绕组，不限于铝线，例如也可以是铜线或CNT(碳纳米管)等。另外，励磁绕组也可以不是通过压缩成形来形成的。

虽然基于实施例对本公开进行了记述，但是应当理解为本公开并不限定于上述实施例、结构。本公开也包含各种各样的变形例、等同范围内的变形。除此之外，各种各样的组合、方式、进一步包含有仅一个要素、一个以上或一个以下的其它组合、方式也属于本公开的范畴、思想范围。

Claims (8)

1.一种励磁绕组型旋转电机，包括：

定子，所述定子具有定子绕组；

励磁绕组，所述励磁绕组具有第一绕组部和第二绕组部的串联连接体；以及

转子，所述转子具有转子铁芯和主极部，所述主极部在周向上以规定间隔设置并且从所述转子铁芯沿径向突出，

所述第一绕组部和所述第二绕组部分别卷绕于各所述主极部，用于使所述励磁绕组感应出励磁电流的谐波电流流过所述定子绕组，

所述励磁绕组型旋转电机包括：

二极管，所述二极管的阴极与所述串联连接体的两端中的所述第一绕组部侧连接，阳极与所述串联连接体的两端中的所述第二绕组部侧连接；以及

电容器，所述电容器与所述第二绕组部并联连接，

构成有串联共振电路和并联共振电路，所述串联共振电路包括所述第一绕组部和所述电容器，所述并联共振电路包括所述第二绕组部和所述电容器，

所述第一绕组部在径向上配置在比所述第二绕组部更靠近所述定子一侧的位置，

所述第二绕组的匝数(N2)大于所述第一绕组部的匝数(N1)，

所述第一绕组部和所述第二绕组部各自的电感设定成，使得在所述串联共振电路中流动的电流和在所述并联共振电路中流动的电流之间的相位的错开量θs满足“120°＜θs＜240°”。

2.如权利要求1所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

具有所述谐波电流的频率越接近所述串联共振电路的共振频率，所述旋转电机的转矩越大的特性，

在将所述旋转电机的转矩达到最大的情况下的所述谐波电流的频率设为基准频率f0时，

所述旋转电机的转矩与其允许下限值(Tmin)相等的所述谐波电流的两个频率中，较低的一方即下限频率fL以及较高的一方即上限频率fH由下式c1表示：

在将所述第一绕组部的电感设为L1，将所述第二绕组部的电感设为L2的情况下，所述第一绕组部和所述第二绕组部各自的电感设定成满足下式c2：

A、B为实数。

3.如权利要求2所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述下限频率是所述基准频率的0.7倍的频率，所述上限频率是所述基准频率的1.4倍的频率，

所述第一绕组部和所述第二绕组部各自的电感设定成满足“0.5＜L2/L1＜2”。

4.如权利要求2或3所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述允许下限值是使所述谐波电流的频率与所述共振频率一致的情况下的所述旋转电机的最大转矩的80％～90％的值。

5.如权利要求1至4中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述二极管是彼此并联连接的整流二极管和齐纳二极管。

6.如权利要求1至4中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述二极管仅由齐纳二极管构成。

7.如权利要求1至6中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述二极管是串联连接的多个齐纳二极管。

8.如权利要求1至7中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述谐波电流的频率设定为所述串联共振电路的共振频率。