CN112583267A - 双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源 - Google Patents

双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源 Download PDF

Info

Publication number
CN112583267A
CN112583267A CN202011477388.6A CN202011477388A CN112583267A CN 112583267 A CN112583267 A CN 112583267A CN 202011477388 A CN202011477388 A CN 202011477388A CN 112583267 A CN112583267 A CN 112583267A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching transistor
bidirectional
converter
switching
node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202011477388.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112583267B (zh
Inventor
胡高宏
曹磊
刘丹
龙秀山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Santak Electronic Shenzhen Co Ltd
Original Assignee
Santak Electronic Shenzhen Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Santak Electronic Shenzhen Co Ltd filed Critical Santak Electronic Shenzhen Co Ltd
Priority to CN202011477388.6A priority Critical patent/CN112583267B/zh
Publication of CN112583267A publication Critical patent/CN112583267A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112583267B publication Critical patent/CN112583267B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
    • H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Business, Economics & Management (AREA)
  • Emergency Management (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明提供了一种双向DC‑DC变换器及包括其的不间断电源，其包括：在正、负直流母线之间依次连接的具有第一反向并联二极管的第一开关晶体管、具有第二反向并联二极管的第二开关晶体管以及具有第三反向并联二极管的第三开关晶体管，第二开关晶体管与第一和第三开关晶体管分别相连接形成第一节点和第二节点；开关晶体管组件，其包括串联的多个开关晶体管，且与第二开关晶体管并联连接；连接在第一节点和可充电电池的正极之间的第一电感和/或连接在第二节点和可充电电池的负极之间的第二电感；以及控制装置，其用于在改变第二开关晶体管的开关状态的过程中，控制开关晶体管组件处于导通状态。本发明的双向DC‑DC变换器具有较低的开关损耗。

Description

双向DC-DC变换器及包括其的不间断电源
技术领域
本发明涉及DC-DC变换器，具体涉及一种双向DC-DC变换器及包括其的不间断电源。
背景技术
双向DC-DC变换器是一种实现直流电能双向流动的装置，主要应用于不间断电源中。双向DC-DC变换器通常采用经典的降压斩波(Buck)和升压斩波(Boost)电路拓扑结构，具备降压和升压双向变换功能。
然而，双向DC-DC变换器中的开关晶体管在被控制为导通或截止过程中，开关晶体管两端的电压并不等于0，即并未在零电压下执行导通和关断过程，因此该开关晶体管在工作状态中具有较大的开通损耗和关断损耗(即开关损耗)，导致双向DC-DC变换器的开关频率较低，电能转换效率较低。另外，当双向DC-DC变换器的开关频率较低时，双向DC-DC变换器中的电感器应选用电感值较大的电感器，即选用较大体积和较高成本的电感器，由此双向DC-DC变换器的功率密度较低且成本较高。
发明内容
针对现有技术存在的上述技术问题，本发明提供了一种双向DC-DC变换器，包括：
在正直流母线和负直流母线之间依次连接的具有第一反向二极管的第一开关晶体管、具有第二反向并联二极管的第二开关晶体管以及具有第三反向并联二极管的第三开关晶体管，所述第二开关晶体管与所述第一开关晶体管和第三开关晶体管分别相连接形成第一节点和第二节点；
开关晶体管组件，其包括串联的多个开关晶体管，且与所述第二开关晶体管并联连接；
连接在所述第一节点和可充电电池的正极之间的第一电感和/或连接在所述第二节点和可充电电池的负极之间的第二电感；以及
控制装置，其用于在改变所述第二开关晶体管的开关状态的过程中，控制所述开关晶体管组件处于导通状态。
优选的，控制所述开关晶体管组件处于导通状态时，使得电流从所述第一节点通过所述开关晶体管组件流向所述第二节点。
优选的，所述开关晶体管组件包括串联的第四开关晶体管和第五开关晶体管，所述第四开关晶体管和第五开关晶体管的每一个的耐压小于所述第二开关晶体管的耐压，且耐压之和不小于所述第二开关晶体管的耐压。
优选的，所述开关晶体管组件包括：与所述第四开关晶体管反向并联的第四二极管，与所述第五开关晶体管反向并联的第五二极管；与所述第四开关晶体管串联的第六二极管，以及与所述第五开关晶体管串联的第七二极管。
优选的，所述双向DC-DC变换器还包括在所述正直流母线和负直流母线之间串联的第一电容和第二电容，所述第一电容和第二电容串联连接形成的节点连接至中性点。
优选的，所述第四开关晶体管和第五开关晶体管相连接形成的节点连接至所述中性点，所述第四开关晶体管和第五开关晶体管的耐压相等。
优选的，所述控制装置用于控制所述第一开关晶体管和第三开关晶体管处于截止状态，且给所述第二开关晶体管提供第一脉宽调制信号，给所述开关晶体管组件提供第二脉宽调制信号。
优选的，在所述第一脉宽调制信号的一个周期的第一时间段内，控制所述第二开关晶体管截止且控制所述开关晶体管组件导通，在第二时间段内，控制所述第二开关晶体管导通且控制所述开关晶体管组件导通，在第三时间段内，控制所述第二开关晶体管导通且控制所述开关晶体管组件截止，在第四时间段内，控制所述第二开关晶体管导通且控制所述开关晶体管组件导通，在第五时间段内，控制所述第二开关晶体管截止且控制所述开关晶体管组件导通，以及在第六时间段内，控制所述第二开关晶体管截止且控制所述开关晶体管组件截止。
优选的，所述控制装置还用于控制所述开关晶体管组件和第二开关晶体管截止，且给所述第一开关晶体管和第三开关晶体管提供第三脉宽调制信号。
本发明还提供了一种不间断电源，包括：
整流器，其输入端连接至交流电源，其输出端连接至正直流母线和负直流母线；
如上所述的双向DC-DC变换器，其一个接线端连接至可充电电池的两端，其另一个接线端连接至所述正直流母线和负直流母线；以及
逆变器，其输入端连接至所述正直流母线和负直流母线，其输出端用于输出交流电。
本发明的双向DC-DC变换器能够实现第二开关晶体管的零电压导通和关断，降低了开关损耗，增加了转换效率、节省了运行成本，并且能够降低其总体成本。
第四开关晶体管和第五开关晶体管相连接形成的节点连接至中性点，由此第四开关晶体管和第五开关晶体管的耐压相等，进一步降低开关损耗以及便于开关管的选型。
第六二极管和第七二极管用于阻止续流电流流经反向并联的第四二极管和第五二极管，降低了导通损耗，提高了对可充电电池的充电效率。
具有相同电感值的两个电感能够实现均流，减小或避免多个双向DC-DC变换器之间产生环路电流。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是根据本发明第一个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。
图2是可充电电池在放电过程中给图1所示的双向DC-DC变换器提供的一组脉宽调制信号的波形图。
图3是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t0～t1的等效电路图。
图4是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t1～t2的等效电路图。
图5是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t2～t3的等效电路图。
图6是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t3～t4的等效电路图。
图7是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t4～t5的等效电路图。
图8是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t5～t6的等效电路图。
图9是可充电电池在充电过程中给图1所示的双向DC-DC变换器提供的一组脉宽调制信号的波形图。
图10是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t0’～t1’的等效电路图。
图11是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t1’～t2’的等效电路图。
图12是根据本发明第二个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。
图13是根据本发明第三个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。
图14是根据本发明第四个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。
图15是根据本发明第五个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。
图16是根据本发明第六个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
图1是根据本发明第一个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。如图1所示，双向DC-DC变换器2包括在正直流母线21和负直流母线22之间依次连接的具有反向并联二极管D21的绝缘栅双极型晶体管T21、具有反向并联二极管D22的绝缘栅双极型晶体管T22、具有反向并联二极管D23的绝缘栅双极型晶体管T23，其中绝缘栅双极型晶体管T21与绝缘栅双极型晶体管T22相连接形成第一节点N21，绝缘栅双极型晶体管T22与绝缘栅双极型晶体管T23相连接形成第二节点N22。双向DC-DC变换器2还包括连接在第一节点N21和可充电电池B2的正极之间的电感L21，连接在第二节点N22和可充电电池B2的负极之间的电感L22，以及连接在第一节点N21和第二节点N22之间且与绝缘栅双极型晶体管T22并联连接的开关晶体管组件23。开关晶体管组件23包括串联的二极管D26、绝缘栅双极型晶体管T24、绝缘栅双极型晶体管T25和二极管D27，绝缘栅双极型晶体管T24具有反向并联的二极管D24，绝缘栅双极型晶体管T25具有反向并联二极管D25，且绝缘栅双极型晶体管T24与绝缘栅双极型晶体管T25相连接的节点连接至中性点N。
下面将分别结合可充电电池B2的放电过程和充电过程来介绍双向DC-DC变换器2的工作原理。
图2是可充电电池在放电过程中给图1所示的双向DC-DC变换器提供的一组脉宽调制信号的波形图。如图2所示，控制装置(附图未示出)给绝缘栅双极型晶体管T1和T3的控制端(即其栅极或门极)提供低电平的控制信号PWM21和PWM23以控制其处于截止状态，且给绝缘栅双极型晶体管T2、T4和T5的控制端分别提供脉宽调制信号PWM22、PWM24和PWM25，其中脉宽调制信号PWM24和脉宽调制信号PWM25相同。
在时刻t0～t1，绝缘栅双极型晶体管T21、T22、T23处于截止状态，且绝缘栅双极型晶体管T24和T25处于导通状态。图3是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t0～t1的等效电路图，如图3所示，形成的电流回路如下：电流依次从可充电电池B2的正极、电感L21、第一节点N21、二极管D26、绝缘栅双极型晶体管T24、绝缘栅双极型晶体管T25、二极管D27、第二节点N22、电感L22到可充电电池B2的负极。此时电感L21和电感L22储存能量。
在时刻t1～t2，绝缘栅双极型晶体管T21、T23处于截止状态，且绝缘栅双极型晶体管T22、T24和T25处于导通状态。图4是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t1～t2的等效电路图，如图4所示，形成的电流回路如下：电流依次从可充电电池B2的正极到电感L21和第一节点N21，一部分电流从第一节点N21流经绝缘栅双极型晶体管T22到第二节点N22，另一部分电流从第一节点N21依次流经二极管D26、绝缘栅双极型晶体管T24、绝缘栅双极型晶体管T25、二极管D27到第二节点N22，最后从第二节点N22流经电感L22到可充电电池B2的负极。此时电感L21和电感L22储存能量。
结合图3和图4可知，在时刻t0～t2，开关晶体管组件23都处于导通状态，因此在不考虑二极管的导通压降的情况下，开关晶体管组件23两端的电压为零，绝缘栅双极型晶体管T22在时刻t1从截止状态切换为导通状态，从而实现了零电压导通。
在时刻t2～t3，绝缘栅双极型晶体管T21、T23、T24和T25处于截止状态，绝缘栅双极型晶体管T22处于导通状态。图5是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t2～t3的等效电路图。如图5所示，形成的电流回路如下：电流依次从可充电电池B2的正极、电感L21、第一节点N21、绝缘栅双极型晶体管T22、第二节点N22、电感L22到可充电电池B2的负极。此时电感L21和电感L22储存能量。
在时刻t3～t4，绝缘栅双极型晶体管T21、T23处于截止状态，且绝缘栅双极型晶体管T22、T24和T25处于导通状态。图6是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t3～t4的等效电路图。其与图4所示的等效电路图相同，且形成的电流回路与图4所示相同，在此不再赘述。
在时刻t4～t5，绝缘栅双极型晶体管T21、T22、T23处于截止状态，且绝缘栅双极型晶体管T24和T25处于导通状态。图7是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t4～t5的等效电路图。其与图3所示的等效电路图相同，且形成的电流回路与图3所示相同，在此不再赘述。
结合图6和图7可知，在时刻t3～t5，开关晶体管组件23都处于导通状态，因此在不考虑二极管的导通压降的情况下，开关晶体管组件23两端的电压为零，绝缘栅双极型晶体管T22在时刻t4从导通状态切换为截止状态，从而实现了零电压截止。
在时刻t5～t6，绝缘栅双极型晶体管T21～T25处于截止状态。图8是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t5～t6的等效电路图。如图8所示，电流依次从可充电电池B2的正极、电感L21、第一节点N21、二极管D21、正直流母线21、电容C21、电容C22、负直流母线22、二极管D23、第二节点N22、电感L22到可充电电池B2的负极。电感L21和电感L22释放能量并对电容C21和电容C22充电。
从时刻t0～t6，双向DC-DC变换器2工作在Boost模式，使得可充电电池B2放电，并对串联的电容C21和电容C22进行充电，从而在正直流母线21和负直流母线22之间得到升压后的直流电。
图9是可充电电池在充电过程中给图1所示的双向DC-DC变换器提供的一组脉宽调制信号的波形图。如图9所示，给绝缘栅双极型晶体管T21和T23分别提供脉宽调制信号PWM21’和PWM23’，给绝缘栅双极型晶体管T22、T24和T25提供低电平的控制信号PWM22’、PWM24’和PWM25’以控制其处于截止状态，其中脉宽调制信号PWM21’和PWM23’相同。
在时刻t0’～t1’，绝缘栅双极型晶体管T21和T23导通，且绝缘栅双极型晶体管T22、T24和T25截止。图10是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t0’～t1’的等效电路图。如图10所示，形成的电流回路如下：电流依次从电容C21、绝缘栅双极型晶体管T21、第一节点N21、电感L21、可充电电池B2、电感L22、第二节点N22、绝缘栅双极型晶体管T23到电容C22。电容C21和电容C22释放电能，并使得电感L21和电感L22储能。
在时刻t1’～t2’，绝缘栅双极型晶体管T21、T22、T23、T24和T25处于截止状态。图11是图1所示的双向DC-DC变换器在时刻t1’～t2’的等效电路图。如图11所示，形成的电流回路如下：电流依次流经电感L21、可充电电池B2、电感L22、第二节点N22、绝缘栅双极型晶体管T22到第一节点N21。电感L21和电感L22释放能量，并对可充电电池B2进行充电。
从时刻t0’～t2’，双向DC-DC变换器2工作在Buck模式，使得串联的电容C21和电容C22放电，并对可充电电池B2进行降压充电。
在Boost模式下，实现了对具有较高耐压(即击穿电压)值的绝缘栅双极型晶体管T22的零电压开关操作，由此绝缘栅双极型晶体管T22仅在处于导通状态时具有导通损耗，而没有开通损耗和关断损耗(即开关损耗)。
下面通过举例进一步说明双向DC-DC变换器2的优点。假如正直流母线21上的电压为360伏特，且负直流母线22上的电压为-360伏特，通常绝缘栅双极型晶体管T22的耐压(或击穿电压)应该选择为1200伏特。在上述实施例中，绝缘栅双极型晶体管T24和T25每一个的耐压都小于绝缘栅双极型晶体管T22的耐压，且两者耐压之和不小于绝缘栅双极型晶体管T22的耐压，例如绝缘栅双极型晶体管T24和T25的耐压都为600伏特。当绝缘栅双极型晶体管T24、T25和T22在相同的电压下改变其开关状态时，绝缘栅双极型晶体管T24和T25的开关损耗之和远低于绝缘栅双极型晶体管T22的开关损耗，因此本实施例的双向DC-DC变换器2中的绝缘栅双极型晶体管T22的开关状态在转换过程中，控制开关晶体管组件23处于导通状态，因此绝缘栅双极型晶体管T22的开关损耗为零，由绝缘栅双极型晶体管T24和T25产生开关损耗，因此降低了开关损耗，增加了转换效率、节省了运行成本。另外，双向DC-DC变换器2能够在较高的开关频率(即被提供较高频率的脉宽调制信号)下工作，因此可以选用电感值较小的电感L21和电感L22，能够降低电感L21和电感L22的成本和体积。尽管开关晶体管组件23一定程度上增加双向DC-DC变换器2的成本，但是电感L21和电感L22的成本极大地降低，因此降低了双向DC-DC变换器2的总体成本。
绝缘栅双极型晶体管T24和T25相连接的节点连接至中性点，由此绝缘栅双极型晶体管T24和T25承受相同的电压，可以选用具有相同耐压的开关晶体管，方便绝缘栅双极型晶体管T24和T25的选型，同时还能降低双向DC-DC变换器2的开关损耗。
开关晶体管组件23中与绝缘栅双极型晶体管T24和T25串联的二极管D26和/或二极管D27使得开关晶体管组件23在第一节点N21和第二节点N22之间形成了单向导电路径。当双向DC-DC变换器2工作在Buck模式时，即对可充电电池B2进行充电时，二极管D26和二极管D27用于阻止续流电流流经二极管D24和二极管D25，降低了导通损耗，提高了对可充电电池B2的充电效率。
当多个双向DC-DC变换器2并联连接时，即每一个双向DC-DC变换器的一个接线端连接至可充电电池B2的两端，其另一个接线端连接至正直流母线21和负直流母线22，且每一个开关晶体管组件23都连接至中性点N，具有相同电感值的电感L21和电感L22能够实现均流，减小或避免多个双向DC-DC变换器2之间产生环路电流。
控制装置控制开关晶体管组件23在时刻t2～t3处于截止状态，可以减少开关晶体管组件23的导通损耗，进一步提高可充电电池B2的放电效率。在本发明的其他实施例中，控制装置也可以控制开关晶体管组件23中的绝缘栅双极型晶体管T24和T25处于导通状态。
图12是根据本发明第二个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。如图12所示，双向DC-DC变换器3与图1所示的双向DC-DC变换器2基本相同，区别在于，双向DC-DC变换器3中的开关晶体管组件33不具有与绝缘栅双极型晶体管T34串联的二极管，也不具有与绝缘栅双极型晶体管T35串联的二极管。也就是说，绝缘栅双极型晶体管T34和T35串联后连接在第一节点N31和第二节点N32之间，并与绝缘栅双极型晶体管T32并联连接。
双向DC-DC变换器3与双向DC-DC变换器2的控制方式相同，在此不再赘述。其中在对可充电电池B3进行充电过程中，二极管D34和二极管D35串联后与二极管D32并联，并作为充电电流的续流路径对可充电电池B3进行充电。
当对可充电电池B3进行充电的充电功率较小时，双向DC-DC变换器3能够降低成本。
图13是根据本发明第三个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。如图13所示，双向DC-DC变换器4与图12所示的双向DC-DC变换器3基本相同，区别在于，双向DC-DC变换器4中的开关晶体管组件43的绝缘栅双极型晶体管T44和T45都不具有反向并联的二极管。
双向DC-DC变换器4与双向DC-DC变换器2的控制方式相同，在此不再赘述。双向DC-DC变换器4的电路拓扑结构较简单、元器件数量较少、且成本较低。
图14是根据本发明第四个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。如图14所示，如图14所示，双向DC-DC变换器5与图13所示的双向DC-DC变换器4基本相同，区别在于，双向DC-DC变换器5不具有连接在可充电电池B5的负极和第二节点N52之间的电感。
双向DC-DC变换器5与双向DC-DC变换器2的控制方式相同，在此不再赘述。双向DC-DC变换器5的电路拓扑结构较简单、元器件数量进一步降低、且成本进一步降低。
在本发明的其他实施例中，双向DC-DC变换器5包括连接在可充电电池B5的负极和第二节点N52之间的电感，且不具有连接在可充电电池B5的正极和第一节点N51之间的电感。
图15是根据本发明第五个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。如图15所示，双向DC-DC变换器6与图13所示的双向DC-DC变换器4基本相同，区别在于，双向DC-DC变换器6包括连接在正直流母线61和负直流母线62之间的电容C61，开关晶体管组件63包括在第一节点N61和第二节点N62之间串联连接的绝缘栅双极型晶体管T64、绝缘栅双极型晶体管T65和绝缘栅双极型晶体管T66，其中绝缘栅双极型晶体管T64、T65和T66都不具有反向并联的二极管，三者的耐压之和不小于绝缘栅双极型晶体管T62的耐压，且每一个的耐压都低于绝缘栅双极型晶体管T62的耐压。
双向DC-DC变换器6与双向DC-DC变换器2的控制方式基本相同，区别在于，给开关晶体管组件63中的绝缘栅双极型晶体管T64、T65和T66提供相同的脉宽调制信号，且该脉宽调制信号与图2所示的脉宽调制信号PWM24、PWM25相同。
在本发明的其他实施例中，开关晶体管组件63包括多于或少于3个开关晶体管串联连接。
图16是根据本发明第六个实施例的双向DC-DC变换器的电路图。如图16所示，双向DC-DC变换器7与图15所示的双向DC-DC变换器6基本相同，区别在于，双向DC-DC变换器7的可充电电池B7的负极和第二节点N72之间不具有电感，即可充电电池B7的负极和第二节点N72之间通过导线连接。
双向DC-DC变换器7与双向DC-DC变换器2的控制方式基本相同，区别在于，给开关晶体管组件73中串联的三个开关晶体管提供相同的脉宽调制信号，且该脉宽调制信号与图2所示的脉宽调制信号PWM24、PWM25相同。
在本发明的其他实施例中，可以将双向DC-DC变换器3或4中的正直流母线和负直流母线之间串联的两个电容替换为一个电容；或将双向DC-DC变换器3或4中的开关晶体管组件替换为多个(例如大于2个)串联的开关晶体管。
在本发明的其他实施例中，可以移除双向DC-DC变换器3、4或6中的可充电电池的负极和第二节点之间的电感，或移除可充电电池的正极和第一节点之间的电感，以进一步降低成本。
在本发明的其他实施例中，还可以采用金氧半场效应晶体管等开关晶体管代替上述实施例中的绝缘栅双极型晶体管。
本发明还提供了一种不间断电源，包括：整流器，其输入端连接至交流电源，其输出端连接至正直流母线和负直流母线；双向DC-DC变换器2～7中任一个，其一个接线端连接至可充电电池的两端，其另一个接线端连接至正直流母线和负直流母线；以及逆变器，其输入端连接至正直流母线和负直流母线，其输出端用于输出交流电。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (10)

1.一种双向DC-DC变换器，其特征在于，包括：
在正直流母线和负直流母线之间依次连接的具有第一反向并联二极管的第一开关晶体管、具有第二反向并联二极管的第二开关晶体管以及具有第三反向并联二极管的第三开关晶体管，所述第二开关晶体管与所述第一开关晶体管和第三开关晶体管分别相连接形成第一节点和第二节点；
开关晶体管组件，其包括串联的多个开关晶体管，且与所述第二开关晶体管并联连接；
连接在所述第一节点和可充电电池的正极之间的第一电感和/或连接在所述第二节点和可充电电池的负极之间的第二电感；以及
控制装置，其用于在改变所述第二开关晶体管的开关状态的过程中，控制所述开关晶体管组件处于导通状态。
2.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，控制所述开关晶体管组件处于导通状态时，使得电流从所述第一节点通过所述开关晶体管组件流向所述第二节点。
3.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述开关晶体管组件包括串联的第四开关晶体管和第五开关晶体管，所述第四开关晶体管和第五开关晶体管的每一个的耐压小于所述第二开关晶体管的耐压，且耐压之和不小于所述第二开关晶体管的耐压。
4.根据权利要求3所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述开关晶体管组件包括：
与所述第四开关晶体管反向并联的第四二极管；
与所述第五开关晶体管反向并联的第五二极管；
与所述第四开关晶体管串联的第六二极管；以及
与所述第五开关晶体管串联的第七二极管。
5.根据权利要求3-4中任一项所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述双向DC-DC变换器还包括在所述正直流母线和负直流母线之间串联的第一电容和第二电容，所述第一电容和第二电容串联连接形成的节点连接至中性点。
6.根据权利要求5所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第四开关晶体管和第五开关晶体管相连接形成的节点连接至所述中性点，所述第四开关晶体管和第五开关晶体管的耐压相等。
7.根据权利要求1-4中任一项所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述控制装置用于控制所述第一开关晶体管和第三开关晶体管处于截止状态，且给所述第二开关晶体管提供第一脉宽调制信号，给所述开关晶体管组件提供第二脉宽调制信号。
8.根据权利要求7所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，在所述第一脉宽调制信号的一个周期的第一时间段内，控制所述第二开关晶体管截止且控制所述开关晶体管组件导通，在第二时间段内，控制所述第二开关晶体管导通且控制所述开关晶体管组件导通，在第三时间段内，控制所述第二开关晶体管导通且控制所述开关晶体管组件截止，在第四时间段内，控制所述第二开关晶体管导通且控制所述开关晶体管组件导通，在第五时间段内，控制所述第二开关晶体管截止且控制所述开关晶体管组件导通，以及在第六时间段内，控制所述第二开关晶体管截止且控制所述开关晶体管组件截止。
9.根据权利要求1-4中任一项所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述控制装置还用于控制所述开关晶体管组件和第二开关晶体管截止，且给所述第一开关晶体管和第三开关晶体管提供第三脉宽调制信号。
10.一种不间断电源，其特征在于，包括：
整流器，其输入端连接至交流电源，其输出端连接至正直流母线和负直流母线；
如权利要求1至9中任一项所述的双向DC-DC变换器，其一个接线端连接至可充电电池的两端，其另一个接线端连接至所述正直流母线和负直流母线；以及
逆变器，其输入端连接至所述正直流母线和负直流母线，其输出端用于输出交流电。
CN202011477388.6A 2020-12-15 2020-12-15 双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源 Active CN112583267B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011477388.6A CN112583267B (zh) 2020-12-15 2020-12-15 双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011477388.6A CN112583267B (zh) 2020-12-15 2020-12-15 双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112583267A true CN112583267A (zh) 2021-03-30
CN112583267B CN112583267B (zh) 2022-06-07

Family

ID=75135062

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011477388.6A Active CN112583267B (zh) 2020-12-15 2020-12-15 双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112583267B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024060386A1 (zh) * 2022-09-21 2024-03-28 维谛技术有限公司 一种不间断电源整流变换器及其控制方法

Citations (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100194369A1 (en) * 2009-02-05 2010-08-05 Mitsumi Electric Co. Ltd. Dc-dc converter and switching control circuit
CN104396133A (zh) * 2012-06-19 2015-03-04 皇家飞利浦有限公司 用于谐振dc-dc变换器的控制模式
WO2015118631A1 (ja) * 2014-02-05 2015-08-13 三菱電機株式会社 車載充電器、車載充電器におけるサージ抑制方法
CN105207486A (zh) * 2015-09-06 2015-12-30 南京航空航天大学 一种双向谐振直流变换器及其控制方法
US20160181925A1 (en) * 2014-12-17 2016-06-23 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Bidirectional dc-dc converter
CN105991021A (zh) * 2015-02-02 2016-10-05 山特电子（深圳）有限公司 双向dc-dc变换器
US20170244319A1 (en) * 2016-02-22 2017-08-24 Fuji Electric Co., Ltd. Chopper device
CN107222111A (zh) * 2017-06-09 2017-09-29 江苏固德威电源科技股份有限公司 高频隔离串联谐振多电平双向充电装置
US20180013346A1 (en) * 2016-07-08 2018-01-11 Toshiba International Corporation Multi-switch power converter
CN107742975A (zh) * 2017-11-02 2018-02-27 广州金升阳科技有限公司 关断能量回收方法及电路
WO2018169136A1 (ko) * 2017-03-15 2018-09-20 전북대학교산학협력단 3레벨 양방향 직류-직류 컨버터
CN108832710A (zh) * 2017-12-28 2018-11-16 伊顿公司 用于不间断电源的充放电平衡变换器
US20190157987A1 (en) * 2017-11-20 2019-05-23 Solaredge Technologies, Ltd. Efficient Switching for Converter Circuit
CN110912416A (zh) * 2019-09-20 2020-03-24 福州大学 一种隔离型低电流纹波高增益直流变换器及其控制方法
CN111211685A (zh) * 2018-11-21 2020-05-29 伊顿智能动力有限公司 Dc-dc变换器和双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源
CN111492582A (zh) * 2017-12-12 2020-08-04 罗姆股份有限公司 栅极驱动电路

Patent Citations (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100194369A1 (en) * 2009-02-05 2010-08-05 Mitsumi Electric Co. Ltd. Dc-dc converter and switching control circuit
CN104396133A (zh) * 2012-06-19 2015-03-04 皇家飞利浦有限公司 用于谐振dc-dc变换器的控制模式
WO2015118631A1 (ja) * 2014-02-05 2015-08-13 三菱電機株式会社 車載充電器、車載充電器におけるサージ抑制方法
US20160181925A1 (en) * 2014-12-17 2016-06-23 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Bidirectional dc-dc converter
CN105991021A (zh) * 2015-02-02 2016-10-05 山特电子（深圳）有限公司 双向dc-dc变换器
CN105207486A (zh) * 2015-09-06 2015-12-30 南京航空航天大学 一种双向谐振直流变换器及其控制方法
US20170244319A1 (en) * 2016-02-22 2017-08-24 Fuji Electric Co., Ltd. Chopper device
US20180013346A1 (en) * 2016-07-08 2018-01-11 Toshiba International Corporation Multi-switch power converter
US20180226889A1 (en) * 2016-07-08 2018-08-09 Toshiba International Corporation Multi-switch power converter
WO2018169136A1 (ko) * 2017-03-15 2018-09-20 전북대학교산학협력단 3레벨 양방향 직류-직류 컨버터
CN107222111A (zh) * 2017-06-09 2017-09-29 江苏固德威电源科技股份有限公司 高频隔离串联谐振多电平双向充电装置
CN107742975A (zh) * 2017-11-02 2018-02-27 广州金升阳科技有限公司 关断能量回收方法及电路
US20190157987A1 (en) * 2017-11-20 2019-05-23 Solaredge Technologies, Ltd. Efficient Switching for Converter Circuit
CN109861572A (zh) * 2017-11-20 2019-06-07 太阳能安吉科技有限公司 转换器电路的高效切换
CN111492582A (zh) * 2017-12-12 2020-08-04 罗姆股份有限公司 栅极驱动电路
CN108832710A (zh) * 2017-12-28 2018-11-16 伊顿公司 用于不间断电源的充放电平衡变换器
CN111211685A (zh) * 2018-11-21 2020-05-29 伊顿智能动力有限公司 Dc-dc变换器和双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源
CN110912416A (zh) * 2019-09-20 2020-03-24 福州大学 一种隔离型低电流纹波高增益直流变换器及其控制方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024060386A1 (zh) * 2022-09-21 2024-03-28 维谛技术有限公司 一种不间断电源整流变换器及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN112583267B (zh) 2022-06-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109756115B (zh) 一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及系统
EP2525491B1 (en) Switching loss reduction in converter modules
US7274173B2 (en) Power control circuit for charge storage element
JP4534223B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6706811B2 (ja) スナバ回路及びそれを用いた電力変換システム
US10298128B2 (en) Multi-switch power converter
CN108809094B (zh) 不间断电源、dc-dc变换器及其控制方法和控制装置
EP3255771B1 (en) Bidirectional dc-dc convertor
EP2410648A1 (en) DC/DC converter circuit and method for controlling a DC/DC converter circuit
CN101803168A (zh) 用于运行电子控制的逆变器的方法
CN110739848A (zh) 用于电动化车辆的高增益dc-dc转换器
CN111245236B (zh) 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构
Hata et al. Always-dual-Path hybrid DC-DC converter achieving high efficiency at around 2: 1 step-down ratio
CN112583267B (zh) 双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源
Khan et al. A family of high efficiency bidirectional dc-dc converters using switching cell structure
US20210305912A1 (en) Inverter device
Nicolás-Apruzzese et al. Design issues of the multilevel active-clamped converter
KR102371910B1 (ko) Dc-dc 컨버터
CN211296563U (zh) 输入输出电流均连续的升压型dc-dc变换器
WO2016128819A1 (ja) 電力変換装置
CN111211688A (zh) Dc-dc变换器和双向dc-dc变换器及包括其的不间断电源
CN111555648A (zh) 一种逆变电路
CN110994993B (zh) 一种多通道双向升降压电路
CN217183185U (zh) 一种Buck-Boost AC-AC变换器
CN218603368U (zh) 一种dc-dc转换装置及包括其的不间断电源系统

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant