CN112350453A - 谐振装置、电力传输装置及电力传输方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供谐振装置、电力传输装置及电力传输方法，其为可应对两个谐振器之间的位置偏移的谐振装置、电力传输装置及方法。谐振装置包括：谐振器(111)，呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构，在与和自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器(211)之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频电力；驱动部(115)，使谐振器在闭合曲线线路所形成的面内，沿着该谐振器的周向旋转；以及控制部(114)，控制驱动部，在谐振器的周向上的角度彼此不同的多个位置，测试性地在谐振器与其他谐振器之间授受高频电力，基于在谐振器的各位置检测出的从谐振器和其他谐振器中的一方向另一方传输的高频电力的电力值，设定真正授受高频电力时的角度。
Description
技术领域
本发明涉及谐振装置、电力传输装置及电力传输方法。
背景技术
以往，已知有使用两个开环谐振器来非接触地收发高频的电力或信号(以下总称为“高频电力”)的电力传输装置(例如，参照专利文献1、非专利文献1)。
此种电力传输装置由彼此相向地配置的送电侧的开环谐振器和受电侧的开环谐振器构成。而且，通过使送电侧的开环谐振器和受电侧的开环谐振器电磁耦合(例如，磁共振)，从送电侧的开环谐振器向受电侧的开环谐振器传输高频电力。
开环谐振器一般以如下方式构成，即，送电侧的开环谐振器和受电侧的开环谐振器以同一频率谐振。典型而言，以使环的线路长度达到根据谐振频率换算出的λ/2左右的方式构成。
以所述方式构成的电力传输装置可非接触地获得高传输效率，因此，期待将其应用于非接触地向便携设备或电动汽车等传输电力的用途等。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4835334号公报
非专利文献
非专利文献1：I.Awai and A.K.Saha,“Open Ring Resonators Applicable toWide-band BPF”,Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2006,ISBN:978-4-902339-08-6
非专利文献2：大平孝，“電圧電流で理解する最大効率とkQ積”(“通过电压电流理解的最大效率和kQ积”)，2014Microwave workshops&Exhibition(MWE 2014)文摘WS05-03
发明内容
发明要解决的问题
但是，此种电力传输装置虽具有小型且效率高的优点，但存在如下技术问题：两个开环谐振器之间的电磁耦合的状态会根据开环谐振器之间的位置关系而发生变化，电力传输的效率会下降。特别是在两个开环谐振器中的一个开环谐振器搭载于移动体的情况下，容易表现出该问题，例如在从固定在地面上的谐振器对搭载于移动体的谐振器传输电力时，容易表现出该问题。
本发明是鉴于上述问题而进行的发明，目的在于提供可应对两个谐振器之间的位置偏移的谐振装置、电力传输装置及电力传输方法。
解决问题的方案
解决所述问题的主要的本发明是一种谐振装置，其包括：谐振器，呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构，在与和自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频电力；驱动部，使所述谐振器在所述闭合曲线线路所形成的面内，沿着该谐振器的周向旋转；以及控制部，控制所述驱动部，在所述谐振器的周向上的角度彼此不同的多个位置，测试性地在所述谐振器与所述其他谐振器之间授受所述高频电力，基于在所述谐振器的各位置检测出的从所述谐振器和所述其他谐振器中的一方向另一方传输的所述高频电力的电力值，设定真正授受所述高频电力时的所述角度。
另外，其他方式是一种电力传输装置，其包括第一谐振装置及第二谐振装置，该电力传输装置使用所述第一谐振装置及第二谐振装置各自包括的呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构的谐振器，非接触地授受高频电力，所述第一谐振装置及第二谐振装置中的一者包括：驱动部，使所述谐振器在所述闭合曲线线路所形成的面内，沿着该谐振器的周向旋转；以及控制部，控制所述驱动部，在所述谐振器的周向上的角度彼此不同的多个位置，测试性地在一个所述谐振器与另一个所述谐振器之间授受所述高频电力，基于在所述谐振器的各位置检测出的从一个所述谐振器向另一个所述谐振器传输的所述高频电力的电力值，设定真正授受所述高频电力时的所述角度。
另外，其他方式是一种电力传输方法，该电力传输方法中，使用第一谐振装置及第二谐振装置各自包括的呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构的谐振器，非接触地授受高频电力，所述电力传输方法中，所述第一谐振装置及第二谐振装置中的一者进行以下步骤：使所述谐振器在所述闭合曲线线路所形成的面内，沿着该谐振器的周向旋转，在所述谐振器的周向上的角度彼此不同的多个位置，测试性地在一个所述谐振器与另一个所述谐振器之间授受所述高频电力，基于在所述谐振器的各位置检测出的从一个所述谐振器向另一个所述谐振器传输的所述高频电力的电力值，设定真正授受所述高频电力时的所述角度。
发明效果
根据本发明的谐振装置，能够应对两个谐振器之间的位置偏移。
附图说明
图1是表示第一实施方式的电力传输装置的整体结构的图。
图2是表示第一实施方式的第一谐振装置和第二谐振装置的结构的一例的侧视图。
图3是俯视第一实施方式的第一谐振器的图。
图4是表示第一实施方式的第一谐振器与第二谐振器之间的位置关系的俯视图。
图5是表示电力传输装置中的开口角度(输入输出线路连接于谐振器的位置)与传输效率的关系的一例的图。
图6是表示电力传输装置中的谐振器间距(±Z方向上的第一谐振器与第二谐振器之间的距离)与传输效率的关系的一例的图。
图7是表示电力传输装置中的环间角度与kQu积的关系的一例的图。
图8是表示在第一实施方式的电力传输装置中，在为了应对谐振器间距的变化而调整了环间角度的情况下检测出的传输效率的变化的图。
图9是表示在第一实施方式的电力传输装置中，在为了应对±X方向上的位置偏移而调整了环间角度的情况下检测出的传输效率的变化的图。
图10是表示在第一实施方式的电力传输装置中，在为了应对±Y方向上的位置偏移而调整了环间角度的情况下检测出的传输效率的变化的图。
图11是表示第一实施方式的电力传输装置的动作的流程图。
图12是将第二实施方式的谐振器的侧面放大的图。
图13是通过第二实施方式的电磁分析模拟，比较了使用多层结构的谐振器执行电力传输的情况下的传输效率和使用单层结构的谐振器执行电力传输的情况下的传输效率的图。
图14是从侧面观察第三实施方式的谐振装置的图。
图15是俯视第三实施方式的谐振装置的图。
附图标记说明
U 电力传输装置
100 受电装置
110 第一谐振装置
111 第一谐振器
111S 支撑棒
111a 敞开部
111b 突起部
112 第一输入输出线路
112a 电极部
113 第一接地板
114 第一控制部
114a 电流传感器
115 驱动部
115a 齿轮
116 电路基板
120 整流电路
120a 电路基板
130 电气负载
200 送电装置
210 第二谐振装置
211 第二谐振器
211S 支撑棒
211a 敞开部
212 第二输入输出线路
212a 电极部
213 第二接地板
214 第二控制部
216 电路基板
220 振荡器
230 电源
Zw 谐振器间距
α 环间角度
φ 开口角度
具体实施方式
以下，参照附图来详细地说明本发明的优选的实施方式。此外，在本说明书及附图中，通过对实质上具有同一功能的结构要素赋予同一附图标记来省略重复说明。
在各图中，为了明确各结构的位置关系，将电力传输装置的送电装置与受电装置相向的方向中的、从送电装置观察受电装置时的方向作为Z轴的正方向来表示通用的正交坐标系(X，Y，Z)。以下，将正Z方向称为“上方方向”来进行说明。但是，这些方向并不限制使用时的电力传输装置的姿势。
(第一实施方式)
[电力传输装置的整体结构]
以下，参照图1～图4说明本实施方式的电力传输装置的结构的一例。本实施方式的电力传输装置用于对电气负载传输电力。
图1是表示本实施方式的电力传输装置U的整体结构的图。
电力传输装置U由受电装置100和送电装置200构成。
受电装置100例如包括从送电装置200的第二谐振装置210接收高频电力的第一谐振装置110、对第一谐振装置110所接收的高频电力进行整流的整流电路120及使用由整流电路120整流后的直流电力的电气负载130(例如，电池)。
送电装置200例如包括电源230(例如，电池)、使用该电源230所供应的电力产生高频电力的振荡器220(例如，半导体振荡器、磁控管等)、以及将从振荡器220取得的高频电力送出至受电装置100的第一谐振装置110的第二谐振装置210。
此外，典型而言，受电装置100与送电装置200以分离状态配置。受电装置100例如搭载于电动汽车，送电装置200例如作为供电设备而埋设于地面。
图2是表示本实施方式的第一谐振装置110和第二谐振装置210的结构的一例的侧视图。图3是俯视本实施方式的第一谐振器111的图。图4是表示本实施方式的第一谐振器111与第二谐振器211之间的位置关系的俯视图。此外，在图4中，省略了第一谐振器111及第二谐振器211的突起部(后述的111b等)的图示。
第一谐振装置110包括第一谐振器111、第一输入输出线路112、第一接地板113、第一控制部114及驱动部115。
第一谐振器111在被设置为与第二谐振器211相向时，与该第二谐振器211电磁耦合，从而与该第二谐振器211之间非接触地授受高频电力。在此，从第二谐振器211对第一谐振器111输送高频电力。
第一谐振器111呈在闭合曲线线路的一部分包括敞开部111a的结构(以下称为“开环”)(参照图3)。即，第一谐振器111的长边方向的两端被设为敞开端。第一谐振器111例如由包括敞开部111a的环状的金属板构成。例如为了使电位差最大的两端邻近，而将第一谐振器111的开环的环长度设定为收发的高频电力的波长的1/2左右的长度。
第一谐振器111以与第一输入输出线路112电连接的方式配置，将从第二谐振器211接收到的高频电力经由第一输入输出线路112送出至整流电路120。本实施方式的第一谐振器111以在该第一谐振器111的上表面侧(即，背面侧)与第一输入输出线路112的电极部112a电连接的方式配置。
考虑第一谐振器111与第一输入输出线路112之间的阻抗匹配，将第一谐振器111与第一输入输出线路112的电极部112a电连接的位置设定在恰当的位置(在后面参照图5、图6进行说明)。应予说明，以下，第一谐振器111与电极部112a电连接的位置由俯视时，连接第一谐振器111的中心点A0和电极部112a电连接于第一谐振器111的位置A2的线、与连接第一谐振器111的中心点A0和第一谐振器111的长边方向的中心位置A1的线之间所成的角度(即，位置A2与位置A1之间的第一谐振器111的周向上的角度差)∠A1A0A2规定(以下称为“开口角度φA”)。
但是，较理想的是，以小于完全满足第一谐振器111与第一输入输出线路112之间的阻抗匹配的匹配条件的角度的方式设定第一输入输出线路112相对于第一谐振器111的开口角度φA(在后面参照图5、图6进行说明)。此外，图3中示出开口角度φA为大致28°的形态。
第一谐振器111例如在该第一谐振器111的侧面包括突起部111b，该突起部111b从该第一谐振器111的长边方向的中心位置(即，周向的中心位置)向该第一谐振器111的中心点A0突出(参照图3)。而且，第一谐振器111由穿通突起部111b的、在上下方向(±Z方向)上延伸的支撑棒111S支撑。典型而言，突起部111b的位置相当于第一谐振器111进行谐振动作时的电压的零交叉点，因此，突起部111b不会影响第一谐振器111的谐振特性。
第一谐振器111在与配置在自身的上方侧(正Z方向)的第一接地板113相向的位置，与第一接地板113间隔开配置。而且，第一谐振器111以隔着第一接地板113位于形成有整流电路120的电路基板120a下方的方式配置。另外，第一谐振器111由从电路基板120a的下表面延伸出的支撑棒111S支撑。第一谐振器111、第一接地板113及电路基板120a借助支撑棒111S而彼此固定，并在由驱动部115使第一接地板113沿着横向(XY面内的周向)旋转时，与支撑棒111S一起一体地旋转。由此，可调整第一谐振器111的敞开部111a的朝向(即，后述的环间角度α)。
第一输入输出线路112以与第一谐振器111电连接的方式配置，将从第一谐振器111接收到的高频电力送出至整流电路120。第一输入输出线路112例如由同轴线路构成，该同轴线路以将第一谐振器111和整流电路120电连接的方式，从形成有整流电路120的电路基板120a(例如，PCB(Printed Circuit Board，印刷电路板)基板)的下表面向下方(负Z方向)延伸。而且，第一输入输出线路112从电路基板120a的下表面穿过形成于第一接地板113的通孔，延伸到第一谐振器111的上表面的正上方。
但是，在第一谐振器111与电路基板120a之间的距离较短的情况下，第一输入输出线路112也可以不是由同轴线路，而是由从电路基板120a(整流电路120)向下方突出的金属引脚(例如，构成整流电路120的二极管的连接引脚)等构成。此外，典型而言，第一输入输出线路112被调整为达到规定的特性阻抗(例如，50Ω)。
第一输入输出线路112在下方侧的前端位置具有电极部112a，该电极部112a与第一谐振器111的上表面相向地配置。即，第一输入输出线路112经由电极部112a与第一谐振器111电连接。电极部112a例如是连接于构成第一输入输出线路112的同轴线路的中心导体的板状电极。电极部112a例如在与第一谐振器111的上表面相向的位置与第一谐振器111间隔开配置，并通过电容耦合与第一谐振器111电连接。此外，电极部112a的形状任意，例如为，俯视呈圆形状。
但是，电极部112a与第一谐振器111也可以不是通过电容耦合而电连接的形态，而是直接接触而电连接的形态。
第一接地板113与第一谐振器111相向地配置在第一谐振器111的上方(正Z方向)。此外，在第一接地板113的侧面，形成有与驱动部115的齿轮115a啮合的齿槽(未图示)。
此外，第一接地板113与第一谐振器111之间成为空气层而形成有微带线，但在第一接地板113与第一谐振器111之间，也可存在空气层以外的电介质。
第一控制部114使第一谐振器111与第二谐振器211之间授受高频电力，并且控制驱动部115。而且，第一控制部114基于在第一谐振器111的各位置检测出的从第二谐振器211向第一谐振器111传输的高频电力的电力值，设定第一谐振器111的周向上的角度(即，敞开部111a的朝向)(在后面参照图11进行说明)。
此外，第一控制部114例如主要由包含CPU(Central Processing Unit，中央处理器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)及RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)等的众所周知的微电脑构成，此外，还包括用于与第二控制部214进行无线通信的通信控制器等。另外，第一控制部114从检测流经整流电路120的电流等级的电流传感器114a取得传感器信号，以使对在第一谐振器111与第二谐振器211之间授受高频电力时的传输效率的测量成为可能。
驱动部115使第一谐振器111在第一谐振器111(即，局部敞开的闭合曲线线路)所形成的面内(即，XY面内)，以第一谐振器111的中心点A0为旋转中心旋转。即，驱动部115变更XY面内的第一谐振器111的敞开部111a所朝向的方向。
驱动部115例如是在前端具有齿轮115a的驱动电机，通过使该齿轮115a旋转而使第一接地板113在XY面内旋转，由此，使已与第一接地板113相固定的第一谐振器111旋转。即，本实施方式的驱动部115使第一谐振器111、第一接地板113及电路基板120a在第一谐振器111的周向上一体地旋转。应予说明，此时，第一输入输出线路112也与电路基板120a一体地旋转，因此，在第一谐振器111旋转时，开口角度φA始终保持固定，始终保持为与第二谐振器211的开口角度φB相同的角度。
第二谐振装置210包括第二谐振器211、第二输入输出线路212、第二接地板213及第二控制部214。
第二谐振器211、第二输入输出线路212及第二接地板213具有与第一谐振器111、第一输入输出线路112及第一接地板113相同的结构。
第二谐振器211呈在闭合曲线线路的一部分包括敞开部211a的结构。第二谐振器211例如由包括敞开部211a的环状的金属板构成。例如为了使电位差最大的两端邻近，而将第二谐振器211的开环的环长度设定为收发的高频电力的波长的1/2左右的长度。此外，典型而言，第一谐振器111与第二谐振器211使用尺寸大致相同的谐振器，以具有同一谐振频率。
第二谐振器211以与第二输入输出线路212电连接的方式配置，经由第二输入输出线路212取得从振荡器220送出的高频电力。第二谐振器211例如以在该第二谐振器211的下表面侧与第二输入输出线路212的电极部212a电连接的方式配置。
以使第二谐振器211和第二输入输出线路212的阻抗匹配的方式，将第二谐振器211与第二输入输出线路212的电极部212a电连接的位置设定在恰当的位置(在后面参照图5、图6进行说明)。以下，第二谐振器211与电极部212a电连接的位置由俯视时，连接第二谐振器211的中心点B0和电极部212a电连接于第二谐振器211的位置B2的线、与连接第二谐振器211的中心点B0和第二谐振器211的长边方向的中心位置B1的线之间所成的角度(即，位置B2与位置B1之间的第二谐振器211的周向上的角度差)∠B1B0B2规定(以下称为“开口角度φB”)。此外，典型而言，将开口角度φB设定为与开口角度φA大致相同的角度(在此，大致为28°)。
此外，与第一谐振器111同样地，第二谐振器211在该第二谐振器211的侧面包括突起部(未图示)，该突起部从该第二谐振器211的长边方向的中心位置(即，周向的中心位置)向该第二谐振器211的中心点B0突出。而且，第二谐振器211由以在上下方向上延伸的方式穿通该突起部的支撑棒211S支撑。
第二谐振器211在与配置在自身下方侧(负Z方向)的第二接地板213相向的位置，与第二接地板213间隔开配置。而且，第二谐振器211由从第二接地板213的上表面向上方延伸的支撑棒211S支撑。
第二输入输出线路212将从振荡器220接收到的高频电力送出至第二谐振器211。第二输入输出线路212例如由同轴线路构成，该同轴线路以将第二谐振器211和振荡器220电连接的方式在上下方向上延伸。第二输入输出线路212从配置在第二接地板213下方侧的形成有振荡器220的电路基板(未图示)的上表面，穿过形成于第二接地板213的通孔，延伸到第二谐振器211的下表面的正下方。此外，典型而言，第二输入输出线路212被调整为达到规定的特性阻抗(例如，50Ω)。
第二输入输出线路212在上方侧的前端位置具有电极部212a，该电极部212a与第二谐振器211的下表面侧相向地配置。即，第二输入输出线路212经由电极部212a与第二谐振器211电连接。电极部212a例如是连接于构成第二输入输出线路212的同轴线路的中心导体的板状电极。电极部212a例如在与第二谐振器211的下表面相向的位置与其间隔开配置，并通过电容耦合与第二谐振器211电连接。此外，电极部212a的形状任意，例如为，俯视呈圆形状。
第二接地板213与第二谐振器211相向地配置在第二谐振器211的下方(负Z方向)。
第二控制部214与第一控制部114进行通信，在第一谐振器111与第二谐振器211相向地配置时，指示振荡器220执行电力传输等。
此外，第二控制部214例如主要由包含CPU、ROM及RAM等的众所周知的微电脑构成，此外，还包括用于与第一控制部114进行无线通信的通信控制器等。
在电力传输装置U传输电力时，第一谐振器111与第二谐振器211以俯视时彼此的内径重叠的方式(典型而言，以使第一谐振器111的中心点A0与第二谐振器211的中心点B0重叠的方式)，相向地设置(参照图4)。应予说明，第一谐振器111与第二谐振器211隔着空间或电介质材料、或这两者而相向地配置。
此时，以如下方式配置第一谐振器111和第二谐振器211，即，俯视时，连接第一谐振器111的敞开部111a和中心点A0的线、与连接第二谐振器211的敞开部211a和中心点B0的线之间所成的角度(即，第一谐振器111的敞开部111a与第二谐振器211的敞开部211a之间的环的周向上的角度差)(图4的角度α)例如为90°以上，更佳为180°的角度。
此外，以下，为了规定第一谐振器111与第二谐振器211之间的位置关系，将俯视时的、连接第一谐振器111中的敞开部111a和中心点A0的线与连接第二谐振器211中的敞开部211a和中心点B0的线之间所成的角度称为“环间角度α”。另外，将第一谐振器111与第二谐振器211之间的高度方向(±Z方向)上的距离称为“谐振器间距Zw”。
[关于电力传输装置的环间角度的调整功能]
参照图5～图11说明本实施方式的电力传输装置U所具有的对第一谐振器111与第二谐振器211之间的环间角度α进行调整的功能。
图5～图10是在各种条件下，通过电磁分析模拟来模拟从第一谐振装置110对第二谐振装置210送出高频电力时所观察到的传输效率(即，透射率S21)的结果。
此外，在各模拟中，第一谐振器111及第二谐振器211例如使用了谐振频率(后述的基本模式频率f0)为920MHz的内径27mm、外径74mm的开环谐振器。
以下，在将第一输入输出线路112相对于第一谐振器111的开口角度φA和第二输入输出线路212相对于第二谐振器211的开口角度φB设定为同一角度，不特别区分开口角度φA和开口角度φB的情况下，将其称为“开口角度φ”。另外，在不特别区分第一谐振器111和第二谐振器211的情况下，总称为“谐振器111、211”。在不特别区分第一输入输出线路112和第二输入输出线路212的情况下，总称为“输入输出线路112、212”。
一般而言，在两个谐振器(在此，为谐振器111、211)邻近的情况下，与在两个谐振器之间授受高频电力时的透射率相关的频率特性会因两个谐振器之间的电磁相互作用，从谐振器固有的谐振频率f0(以下称为“基本模式频率f0”)分离为高频侧的谐振频率f1及低频侧的谐振频率f2这两个谐振频率(参照图5及图6)。而且，两个谐振器的耦合越强，则高频侧的谐振频率f1及低频侧的谐振频率f2越分别向远离基本模式频率f0的一侧偏移。
此时，两个谐振器之间的电磁耦合的强度通常作为耦合系数k，由下式(1)表示。
[式1]
但是，在该高频侧的谐振频率f1与低频侧的谐振频率f2之间的带域内，未必会实现均匀的传输效率(透射率)，根据两个谐振器之间的电磁耦合的状态，有时该频带的中间区域的传输效率会下降(被称为“双峰型的频率特性”)。
此种电力传输装置通常采用使用基本模式频率f0来执行电力传输的结构，因此，若在双峰型的频率特性的状态下执行电力传输，则会导致传输效率下降。另外，例如若能获得在宽带域中遍及整体地表现出高传输效率的频率特性，则即使在谐振器的使用环境发生变化，分离出的高频侧的谐振频率及低频侧的谐振频率已偏移的形态下，仍能够以高传输效率执行电力传输。
已知，一般而言，谐振器中存在由储能和损失的关系决定的内部Q值(在此，表示为“Qu”)，两个谐振器之间的传输效率的最大值ηmax由耦合系数k与内部Q值之积即kQu积规定(例如，参照非专利文献2)。根据该理论，kQu积由式(2)表示，该谐振器能够实现的最大传输效率ηmax由式(3)表示。此外，这些值能够通过实际测量或模拟等，根据S参数(Scatter参数，散射参数)来计算。
[式2]
[式3]
但是，可否实现最大传输效率ηmax取决于谐振器和输入输出线路的阻抗匹配。
根据非专利文献1，对于开环谐振器，可通过调整将输入输出线路连接于谐振器的开口角度(在此，为规定将输入输出线路112、212的电极部112a、212a电连接于谐振器111、211的位置的开口角度φ)来调整阻抗匹配，该阻抗匹配用于获得即使在带域中心频率下，也不会引起传输效率下降(即，频率特性不是双峰型)的巴特沃斯型(也被称为“最大平坦型”)的频率特性。具体而言，根据非专利文献1，在开环谐振器中，要使分离为两个的谐振频率f1、f2之间具有巴特沃斯型的频率特性，需要以下的式(4)的关系在耦合系数的k值与谐振器的外部Q值(在此，表示为“Qe”)之间成立。
[式4]
另外，根据非专利文献1，开环谐振器的外部Q值可由以下的式(5)表示，可通过调整将输入输出线路连接于谐振器的开口角度来变更该外部Q值。
[式5]
其中，ZS是输入输出线路的特性阻抗，ZR是谐振器的环的圆周部的特性阻抗，φ是开口角度。
外部Q值是表示谐振器主体和输入输出线路耦合的强度的参数。根据式(5)，开口角度越大，则输入阻抗的电抗成分越小，外部Q值越小。另一方面，开口角度越接近0°，则输入阻抗的电抗成分越大，外部Q值越大。
式(4)中的作为基准的kQe积是表示考虑了两个谐振器之间的电磁耦合状态(即，耦合系数k)及输入输出线路与谐振器之间的耦合状态(即，外部Q值)的情况下的电力传输的顺利程度的指标。推测kQe＝1的状态(式(4)所示的状态)是从送电侧向受电侧的电力传输最顺利的状态，kQe＞1的状态是在谐振器中过剩地储存电磁能的状态，kQe＜1的状态是与谐振器之间的电力传输相比，从谐振器向输入输出线路过大地供应及释放电磁能的状态。
图5是表示本实施方式的电力传输装置U中的开口角度φ(输入输出线路112、212连接于谐振器111、211的位置)与传输效率的关系的一例的图。
图5的各曲线表示以下的形态下的传输效率η。
虚线：开口角度φ＝28°时的传输效率η
实线：开口角度φ＝40°时的传输效率η
点划线：开口角度φ＝52°时的传输效率η
应予说明，在此，将谐振器间距ZW设定为32mm。
在图5中，开口角度φ＝40°是表现出巴特沃斯型的频率特性的恰当的开口角度，在中心频率(谐振器111、211的基本模式频率f0)即920MHz附近，表现出大致平坦的传输效率。该状态相当于式(4)所示的kQe＝1的状态。另一方面，若将开口角度φ设为小于40°的28°，则外部Q值会增大，结果是kQe＞1。在此情况下，传输效率的频率特性会变为双峰型。此时，中心频率附近的传输效率处于谷底，在作为目标的频率下的传输效率下降。另一方面，在将开口角度φ设为大于40°的52°的情况下，外部Q值下降，kQe＜1。此情况下的频率特性为单峰型，且处于中心频率附近的峰值传输效率也会下降。
此外，一般来说，开环谐振器在由开口角度φ决定的外部Q值满足Qe＝1/k时，完全满足阻抗匹配的匹配条件。在本实施方式的电力传输装置U中，开口角度φ＝40°是完全满足阻抗匹配的匹配条件的开口角度。但是，若该开口角度由最佳的位置关系实现，则在环位置偏离了最佳位置的情况下，k值只会降低。结果是1/k上升，Qe变为过小的值，引起传输效率下降。因此，预先将开口角度φ设定为较小(在此情况下为28°)，将Qe设定为比最佳状态时更高的值。另一方面，预先使环间角度α偏离效率最高的180度，由此，降低k值，实现Qe＝1/k。若环的位置关系偏离最佳条件，则k值会进一步降低，但通过将环间角度α恢复到180度方向，能够提高k值，从而能够维持Qe＝1/k。
图6是表示本实施方式的电力传输装置U中的谐振器间距ZW(±Z方向上的第一谐振器111与第二谐振器211之间的距离)与传输效率的关系的一例的图。
图6的各曲线表示以下的形态下的传输效率η。
虚线曲线：谐振器间距ZW＝22mm时的传输效率η
实线曲线：谐振器间距ZW＝32mm时的传输效率η
点划线曲线：谐振器间距ZW＝42mm时的传输效率η
应予说明，在此，将开口角度φ设定为40°。
在谐振器间距ZW为32mm的情况下，达到与图5的实线相同的条件，因此，kQe＝1。另一方面，在谐振器间距ZW为22mm的情况下，耦合系数k上升，kQe＞1。结果是频率特性变为双峰型，尽管耦合系数k上升，但中心频率附近的传输效率还是下降。另一方面，在谐振器间距ZW为42mm的情况下，耦合系数k减小，kQe＜1，频率特性变为单峰型，包含中心频率的整个频域的区域中的效率下降。
如上所述，总归，在kQe＝1下，频率特性变为巴特沃斯型，中心频率(基本模式频率f0)下的传输效率达到最大。而且，在kQe＜1的情况下，频率特性变为单峰型，峰值传输效率下降。另一方面，在kQe＞1的情况下，频率特性变为双峰型，在基本模式频率f0的高频侧的谐振频率f1及低频侧的谐振频率f2下，传输效率较高，但在基本模式频率f0下，传输效率下降。即，在kQe＝1下，传输效率最大，无论kQe变大还是变小，中心频率(即，实施电力传输时的发送频率)下的传输效率均下降。
但是，实际上，在很多情况下，开口角度φ或谐振器间距ZW的变更是困难或繁琐的。因此，在本实施方式的电力传输装置U中，在第一谐振器111与第二谐振器211之间的谐振器间距ZW发生变化，或第一谐振器111与第二谐振器211之间的位置偏移时，通过变更环间角度α(第一谐振器111的敞开部111a与第二谐振器211的敞开部211a之间的环的周向上的角度差)来维持kQe＝1的状态。
图7是表示本实施方式的电力传输装置U中的环间角度α和kQu积的关系的一例的图。
通常，谐振器的Qu值不取决于环间角度α，因此，图7示出取决于环间角度α的k值的变化。耦合系数k如图7所示，在环间角度α为0°的情况下达到最小，且环间角度α越大，则耦合系数k越大。而且，耦合系数k在环间角度α为180°的情况下达到最大。推测其原因在于：在环间角度α为180°的情况下，磁场共振及电场共振这两者在第一谐振器111与第二谐振器211之间达到同相，谐振最强。
这样，根据图7，可知在第一谐振器111与第二谐振器211之间的谐振器间距ZW发生变化，或第一谐振器111与第二谐振器211之间的位置偏移时，也能够通过调整环间角度α来调整耦合系数k。即，可通过调整环间角度α而调整至kQe＝1的状态。
图8是表示在本实施方式的电力传输装置U中，在为了应对谐振器间距ZW的变化而调整了环间角度α的情况下检测出的传输效率的变化的图。
此外，在该模拟中，计算出如下的传输效率，即，在本实施方式的电力传输装置U中，在俯视时第一谐振器111的中心点A0与第二谐振器211的中心点B0一致的状态下，使谐振器间距ZW发生变化的情况下的传输效率η。在该模拟中，使用了相当于谐振器111、211的基本模式频率f0的920MHz的高频电力。
图8中的各曲线表示以下内容。
实线曲线：将开口角度φ设定为40°，并将环间角度α设定为180°的情况下的传输效率η
虚线曲线：将开口角度φ设定为28°，并使环间角度α从180°变化到15°的情况下的传输效率η(虚线曲线L1：α＝180°、虚线曲线L2：α＝150°、虚线曲线L3：α＝120°、虚线曲线L4：α＝90°、虚线曲线L5：α＝60°、虚线曲线L6：α＝30°、虚线曲线L7：α＝15°)
圆点曲线：连接了各虚线曲线L1～L7的传输效率η的峰值的曲线
在图8中，横轴表示谐振器间距ZW[mm]，纵轴表示传输效率η。
观察虚线曲线L1可知在开口角度φ为28°(相当于对本实施方式的谐振器111、211设定的开口角度φ)及环间角度α＝180°的条件下，当谐振器间距ZW＝44mm时，能够实现95％的传输效率。其原因在于：在开口角度φ为28°的情况下，当环间角度α＝180°、谐振器间距ZW＝44mm时，kQe＝1的状态成立。但是，在开口角度φ＝28°及环间角度α＝180°的条件下，随着谐振器间距ZW从44mm起变小，传输效率下降。其原因在于：在该条件下，随着谐振器间距ZW变小，耦合系数k增大，变化为kQe＞1的状态，频率特性变化为双峰型，在中心频率下的传输效率下降。
在此方面，若着眼于各虚线曲线L1～L7则可知，随着环间角度α变小，可获得95％的传输效率的谐振器间距ZW也会变小。具体而言，可获得95％的传输效率的谐振器间距ZW对应于环间角度α而以如下方式发生变化。
环间角度α＝180°(虚线曲线L1)：谐振器间距ZW＝44mm
环间角度α＝150°(虚线曲线L2)：谐振器间距ZW＝42mm
环间角度α＝120°(虚线曲线L3)：谐振器间距ZW＝40mm
环间角度α＝90°(虚线曲线L4)：谐振器间距ZW＝35mm
环间角度α＝60°(虚线曲线L5)：谐振器间距ZW＝32mm
环间角度α＝30°(虚线曲线L6)：谐振器间距ZW＝23mm
环间角度α＝15°(虚线曲线L7)：谐振器间距ZW＝12mm
其原因在于：随着环间角度α变小，耦合系数k下降，发挥抵消因谐振器间距ZW变小导致的耦合系数k的增大的作用，从而能够维持kQe＝1的状态。即，可知，通过使环间角度α发生变化，能够在谐振器间距ZW：12mm～44mm的范围内实现95％的传输效率。
另一方面，在将开口角度φ设定为40°的情况下最满足阻抗匹配的匹配条件，因此，在谐振器间距ZW＝32mm的情况下，可获得97％以上的高传输效率(参照实线曲线)。但是，观察实线曲线可知，传输效率为95％以上的区域只是谐振器间距ZW为28mm至34mm的仅6mm的范围。
即，将开口角度φ设定为小于最满足匹配条件的开口角度(在此，为φ＝40°)的值(在此，为φ＝28°)，且对环间角度α进行调整，由此，与在环间角度α固定的情况下的可实现95％的传输效率的谐振器间距ZW的范围相比，可实现95％的传输效率的谐振器间距ZW的范围会扩大为5倍以上。
图9是表示在本实施方式的电力传输装置U中，在为了应对±X方向上的位置偏移而调整了环间角度α的情况下检测出的传输效率的变化的图。
图9中的各曲线表示以下内容。
实线曲线：将开口角度φ设定为40°，并将环间角度α设定为180°的情况下的传输效率η
虚线曲线：将开口角度φ设定为28°，并使环间角度α从180°变化到30°的情况下的传输效率η(虚线曲线L11：α＝180°、虚线曲线L12：α＝150°、虚线曲线L13：α＝120°、虚线曲线L14：α＝90°、虚线曲线L15：α＝60°、虚线曲线L16：α＝30°)
圆点曲线：连接了各虚线曲线L11～L16的传输效率η的峰值的曲线
在图9中，横轴表示从环间角度α为180°的状态起的±X方向上的位置偏移量(以下称为“横偏移量ΔX”)[mm]，纵轴表示传输效率η[％]。横轴的0点表示谐振器111的中心点A0与谐振器211的中心点B0重叠的位置，正X方向表示向敞开部111a与敞开部211a重叠的方向偏移的偏移量。此外，谐振器间距ZW被设定为32mm。
观察虚线曲线L11可知，在开口角度φ为28°(相当于对本实施方式的谐振器111、211设定的开口角度φ)及环间角度α＝180°的条件下，当横偏移量ΔX＝50mm时，能够实现95％的传输效率，随着横偏移量ΔX从50mm起变小，传输效率也下降。其原因在于：在开口角度φ为28°的情况下，当环间角度α＝180°、横偏移量ΔX＝50mm时，kQe＝1的状态成立，随着横偏移量ΔX变得小于50mm，耦合系数k增大，变化为kQe＞1的状态，频率特性变化为双峰型。
在此方面，若着眼于各虚线曲线L11～L16则可知，随着环间角度α变小，可获得95％的传输效率的横偏移量ΔX也会变小。具体而言，可获得95％的传输效率的横偏移量ΔX对应于环间角度α而以如下方式发生变化。
环间角度α＝180°(虚线曲线L11)：横偏移量ΔX＝50mm
环间角度α＝150°(虚线曲线L12)：横偏移量ΔX＝40mm
环间角度α＝120°(虚线曲线L13)：横偏移量ΔX＝30mm
环间角度α＝90°(虚线曲线L14)：横偏移量ΔX＝20mm
环间角度α＝60°(虚线曲线L15)：横偏移量ΔX＝0mm
其原因在于：随着环间角度α变小，耦合系数k下降，发挥抵消因横偏移量ΔX变小导致的耦合系数k的增大的作用，从而能够维持kQe＝1的状态。即，可知，通过使环间角度α发生变化，能够在横偏移量ΔX为-20mm～+52mm的范围内维持95％的传输效率。
另一方面，在将开口角度φ设定为40°的情况下，最满足阻抗匹配的匹配条件，因此，在横偏移量ΔX小时，可获得97％以上的高传输效率(参照实线曲线)。但是，观察实线曲线可知，传输效率为95％以上的区域只是横偏移量ΔX为-6mm～+28mm的仅34mm的范围。
即，将开口角度φ设定为小于最满足匹配条件的开口角度(在此，为φ＝40°)的值(在此，为φ＝28°)，且对环间角度α进行调整，由此，与在环间角度α固定的情况下的可实现95％的传输效率的横偏移量ΔX的范围相比，可实现95％的传输效率的横偏移量ΔX的范围会扩大为2倍以上。
此外，在图9的各曲线中，可获得高传输效率的横偏移量ΔX中，正X方向的横偏移量ΔX大于负X方向的横偏移量ΔX的原因在于：若为向谐振器111的敞开部111a与谐振器211的敞开部211a重叠的方向的偏移，则耦合系数k保持为较高。
图10是表示在本实施方式的电力传输装置U中，在为了应对±Y方向上的位置偏移而调整了环间角度α的情况下检测出的传输效率的变化的图。
图10中的各曲线表示以下内容。
实线曲线：将开口角度φ设定为40°，并将环间角度α设定为180°的情况下的传输效率η
虚线曲线：将开口角度φ设定为28°，并使环间角度α从180°变化到60°的情况下的传输效率η(虚线曲线L21：α＝180°、虚线曲线L22：α＝150°、虚线曲线L23：α＝120°、虚线曲线L24：α＝90°、虚线曲线L25：α＝60°)
圆点曲线：连接了各虚线曲线L21～L25的传输效率η的峰值的曲线
在图10中，横轴表示±Y方向上的位置偏移量(以下称为“纵偏移量ΔY”)[mm]，纵轴表示传输效率η[％]。横轴的0点表示谐振器111的中心点A0与谐振器211的中心点B0重叠的位置。此外，±Y方向上的位置偏移在正Y方向和负Y方向上对称，因此，在此仅示出朝向正Y方向的位置偏移。此外，环间角度α被设定为180°。另外，谐振器间距ZW被设定为32mm。
观察虚线曲线L21可知，在开口角度φ为28°(相当于对本实施方式的谐振器111、211设定的开口角度φ)及环间角度α＝180°的条件下，当纵偏移量ΔY＝20mm时，能够实现95％的传输效率，随着纵偏移量ΔY从20mm起变小，传输效率也下降。其原因在于：在开口角度φ为28°的情况下，当环间角度α＝180°、纵偏移量ΔY＝20mm时，kQe＝1的状态成立，随着纵偏移量ΔY变得小于20mm，耦合系数k增大，变化为kQe＞1的状态，频率特性变化为双峰型。
在此方面，若着眼于各虚线曲线L21～L25则可知，随着环间角度α变小，可获得95％的传输效率的纵偏移量ΔY也会变小。具体而言，可获得95％的传输效率的纵偏移量ΔY对应于环间角度α而以如下方式发生变化。
环间角度α＝180°(虚线曲线L21)：纵偏移量ΔY＝20mm
环间角度α＝150°(虚线曲线L22)：纵偏移量ΔY＝18mm
环间角度α＝120°(虚线曲线L23)：纵偏移量ΔY＝17mm
环间角度α＝90°(虚线曲线L24)：纵偏移量ΔY＝16mm
环间角度α＝60°(虚线曲线L25)：纵偏移量ΔY＝15mm
其原因在于：随着环间角度α变小，耦合系数k下降，发挥抵消因纵偏移量ΔY变小导致的耦合系数k的增大的作用，从而能够维持kQe＝1的状态。即，可知，通过使环间角度α发生变化，能够在纵偏移量ΔY为-22mm～+22mm的范围内维持95％的传输效率。
另一方面，在将开口角度φ设定为40°的情况下，最满足阻抗匹配的匹配条件，因此，在纵偏移量ΔY小时，可获得97％以上的高传输效率(参照实线曲线)。但是，观察实线曲线可知，传输效率为95％以上的区域只是纵偏移量ΔY为-10mm～+10mm的仅20mm的范围。
即，将开口角度φ设定为小于最满足匹配条件的开口角度(在此，为φ＝40°)的值(在此，为φ＝28°)，且对环间角度α进行调整，由此，与在环间角度α固定的情况下的可实现95％的传输效率的纵偏移量ΔY的范围相比，可实现95％的传输效率的纵偏移量ΔY的范围会扩大为2倍以上。
图11是表示本实施方式的电力传输装置U的动作的流程图。图11所示的流程图例如是第一控制部114与第二控制部214协作，根据电脑程序而依次执行的处理。
在步骤S1中，第一控制部114指示第二控制部214以第一电力值，从第二谐振器211对第一谐振器111传输电力。此时，第二控制部214根据来自第一控制部114的指令，控制振荡器220而执行电力传输。
此外，该步骤S1是用于确定可确保高传输效率的环间角度α的测试性的电力传输。因此，在该步骤S1中指定的第一电力值被设定为比步骤S5的真正实施电力传输的情况下的电力值(第二电力值)更低的电力值。
在步骤S2中，第一控制部114测量传输效率η。此时，第一控制部114例如基于来自电流传感器114a的检测信号，检测从第二谐振器211传输至第一谐振器111的电力值。接着，第一控制部114通过比较检测出的电力值和对第二控制部214指示的第一电力值来测量传输效率η。
在步骤S3中，第一控制部114判定在步骤S2中测量出的传输效率η是否大于阈值ηth(例如，95％)。而且，在步骤S2中测量出的传输效率大于阈值ηth的情况下(步骤S3：是)，使处理前进至步骤S5，在为阈值ηth以下的情况下(步骤S3：否)，使处理前进至步骤S4。
此外，在该步骤S3中，第一控制部114也可代替传输效率而将检测出的从第二谐振器211向第一谐振器111传输的电力的电力值作为基准来进行判定。
在步骤S4中，第一控制部114控制驱动部115，使第一谐振器111在该第一谐振器111的周向上旋转规定角度(例如，1°)。接着，返回步骤S1，第一控制部114再次执行电力传输及传输效率η的测量。接着，通过反复执行该S1～S4的处理来确定可确保高传输效率的环间角度α。
在步骤S5中，第一控制部114指示第二控制部214以第二电力值，从第二谐振器211对第一谐振器111传输电力。应予说明，该步骤S5相当于真正实施的电力传输。
在步骤S6中，第一控制部114等待，直至判定为满足结束电力传输的条件为止(S6：否)。而且，在已满足结束条件的情况下(S6：是)，使处理前进至步骤S7。此外，第一控制部114例如在作为电气负载130的电池已达到充满电的状态的情况下，判定为已满足结束条件。
在步骤S7中，第一控制部114指示第二控制部214结束电力传输。
电力传输装置U能够通过如上所述的一连串的处理，以高传输效率从送电装置200对受电装置100传输电力。
[效果]
如上所述，本实施方式的谐振装置110包括：
谐振器111，呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构，和与自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器211之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频电力；
驱动部115，使谐振器111在闭合曲线线路所形成的面内，沿着该谐振器111的周向旋转；以及
控制部114，控制驱动部115，在谐振器111的周向上的角度彼此不同的多个位置，测试性地在谐振器111与其他谐振器211之间授受高频电力，基于在谐振器111的各位置检测出的从谐振器111和其他谐振器211中的一方向另一方传输的高频电力的电力值，设定真正授受高频电力时的角度。
因此，根据本实施方式的谐振装置110，当两个谐振器111、211之间的谐振器间距Zw发生变化而偏离基准距离，或在两个谐振器111、211之间产生位置偏移时，仍能够在确保高传输效率的状态下执行电力传输。
(变形例)
在上述实施方式中，作为由第一控制部114设定环间角度α的设定方法的一例，示出了以使传输效率达到阈值以上的方式确定环间角度α的方法。
但是，第一控制部114也可代替该方法而在第一谐振器111的周向的整周上的各位置测量传输效率，从而生成第一谐振器111的周向的各位置的传输效率的分布，并以使传输效率达到最高的方式设定环间角度α。
在该形态下，第一控制部114例如测量第一谐振器111的周向的0°～180°之间的各位置(例如，相隔1°的各位置)的传输效率，由此，生成传输效率的分布。接着，第一控制部114基于传输效率的分布，以使传输效率达到最高的方式设定环间角度α。
由此，可在传输效率最大化的状态下执行电力传输。
(第二实施方式)
接着，参照图12说明第二实施方式的谐振装置110、210。
图12是将第二实施方式的谐振器111、211的侧面放大的图。此外，在本实施方式中，谐振器111与谐振器211也具有相同的结构，以下仅说明谐振器111的结构。
本实施方式的谐振器111、211与第一实施方式的不同点在于：具有交替地层叠有金属层Ls和绝缘层Lt的结构。
一般而言，电力传输装置的传输效率下降的原因之一在于形成谐振器的金属板的电阻。即使在使用具有低电阻率的铜、铝、金等形成了谐振器的情况下，仍无法忽视由电阻引起的传输效率的损失。尤其是若为高频，则由于趋肤效应，仅表面的数μm的金属对传导有贡献，使金属变厚也不会有效果。
在此方面，根据本实施方式的谐振器111、211，因为具有交替地层叠有金属层Ls和绝缘层Lt的结构，所以会使执行电力传输时的负责传输的表皮部分按金属层数增大。由此，可降低执行电力传输时的谐振器111、211的电阻。
图13是通过电磁分析模拟，比较了使用多层结构的谐振器(相当于本实施方式的谐振器)执行电力传输的情况下的传输效率(实线曲线)和使用单层结构的谐振器执行电力传输的情况下的传输效率(虚线曲线)的图。
在该模拟中，单相结构的谐振器使用了由厚度：1mm、电阻：1×107S/m的金属板形成的谐振器。多层结构的谐振器是层叠四张厚度：18μm、电阻：1×107S/m的金属板而形成的谐振器，其具有在各金属板之间配置有厚度：0.4mm、介电常数：2.16的电介质板的结构。此外，多层结构的谐振器的金属板的总厚度为单相结构的谐振器的金属板的厚度的1/10以下。
根据模拟结果，可知，通过使用多层结构的谐振器，与使用了单相结构的谐振器的情况相比，传输效率增大1％以上。该结果等同于在金属单板的情况下，将金属传导率设为约3.5倍。虽然不是单纯与张数成比例地增加，但多层结构的谐振器与单层结构的谐振器相比，电阻更低，从而传输效率较高。
此外，虽然谐振器111、211中的损耗占此种导体损耗的大部分，但此种导体损耗也会在接地板113、213中产生。因此，较理想的是将多层结构也应用于接地板113、213。由此，能够进一步提高传输效率。
如上所述，根据本实施方式的谐振装置110、210，可降低谐振器111、211的电阻，由此，能够提高传输效率。
(第三实施方式)
接着，参照图14、图15说明第三实施方式的谐振装置110、210。
图14是从侧面观察第三实施方式的谐振装置110、210的图。图15是俯视第三实施方式的谐振装置110的图。
本实施方式的谐振装置110与第一实施方式的谐振装置的不同点在于：在同一电路基板116内形成有输入输出线路112及谐振器111。
本实施方式的电路基板116例如是PCB基板，且是形成有整流电路120等的基板。而且，本实施方式的谐振器111及输入输出线路112由形成在电路基板116的基板面上的导体图案构成。另外，在电路基板116的背面形成有接地板113。
本实施方式的输入输出线路112例如是微带，且与第一实施方式的谐振装置110同样地，在规定的开口角度φ的位置连接于谐振器111。此外，也可在电路基板116内，设置与输入输出线路112连接的垂直的通孔布线等。
本实施方式的驱动部115在电路基板116背面的谐振器111的中心点的位置，支撑着电路基板116。而且，驱动部115可使电路基板116以谐振器111的中心点为旋转中心在XY面内旋转。即，驱动部115使谐振器111与电路基板116一起旋转，由此，来调整谐振器111的周向上的角度(即，环间角度α)。
此外，本实施方式的谐振装置210具有与谐振装置110相同的结构，在同一电路基板216内形成有输入输出线路212及谐振器211。
本实施方式的谐振装置110也与第一实施方式的谐振装置110同样地可调整两个谐振器111、211之间的环间角度α。由此，当两个谐振器111、211之间的谐振器间距Zw发生变化而偏离基准距离，或在两个谐振器111、211之间产生位置偏移时，仍能够在确保高传输效率的状态下执行电力传输。
(其他实施方式)
本发明不限于上述实施方式，可考虑各种变形方式。
在上述实施方式中，作为谐振器111、211的形状的一例，示出了在环状的闭合曲线线路的一部分形成有敞开部111a、211a的形状。但是，谐振器111、211的形状可进行各种变形，例如也可以是在一部分形成有敞开部111a、211a的呈大致矩形状地绕成圈的形状。另外，谐振器111、211的环长度也可设为高频电力的波长的1/2的奇数倍的长度。
另外，在上述实施方式中，示出了谐振器111和谐振器211具有同一形状的方式，但谐振器111和谐振器211也可被设为不同的形状。此外，作为谐振器111和谐振器211呈不同形状的方式，例如可列举环尺寸或环宽度等。在该方式中，只要可单独调整谐振器111的开口角度φA和谐振器211的开口角度φB即可。
另外，在上述实施方式中，作为输入输出线路112、212的电极部112a、212a的形状的一例，示出了圆形状。但是，电极部112a、212a的形状可进行各种变形，例如也可设为形状与谐振器111、211相似的开环形状。
以上，详细地说明了本发明的具体例，但这些具体例仅是例示，并不对权利要求书进行限定。权利要求书所记载的技术包含对以上例示的具体例进行各种变形、变更所得的技术。
在2019年8月8日申请的特愿2019-146677的日本专利申请所包含的说明书、附图及说明书摘要的公开内容全部被引用于本申请。
工业实用性
根据本发明的谐振装置，能够应对两个谐振器之间的位置偏移。
Claims (7)
1.一种谐振装置，其特征在于，包括：
谐振器，呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构，在与和自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频电力；
驱动部，使所述谐振器在所述闭合曲线线路所形成的面内，沿着该谐振器的周向旋转；以及
控制部，控制所述驱动部，在所述谐振器的周向上的角度彼此不同的多个位置，测试性地在所述谐振器与所述其他谐振器之间授受所述高频电力，基于在所述谐振器的各位置检测出的从所述谐振器和所述其他谐振器中的一方向另一方传输的所述高频电力的电力值，设定真正授受所述高频电力时的所述角度。
2.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
所述控制部设定所述谐振器的周向上的角度，以使所述谐振器与所述其他谐振器之间的所述高频电力的传输效率达到阈值以上，或使所述谐振器与所述其他谐振器之间的所述高频电力的传输效率达到最大。
3.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
所述控制部在设定所述角度之前，使得以第一电力值，在所述谐振器与所述其他谐振器之间授受所述高频电力，
并且，在设定了所述角度后，使得以大于所述第一电力值的第二电力值，在所述谐振器与所述其他谐振器之间授受所述高频电力。
4.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
所述谐振器具有交替地层叠有金属膜和绝缘膜的结构。
5.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
所述谐振器在自身的长边方向的中心位置，具有从所述谐振器的侧面向所述谐振器的中心点延伸的突起部，并在所述突起部被支撑。
6.一种电力传输装置，其包括第一谐振装置及第二谐振装置，该电力传输装置使用所述第一谐振装置及第二谐振装置各自包括的呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构的谐振器，非接触地授受高频电力，所述电力传输装置的特征在于，
所述第一谐振装置及第二谐振装置中的一者包括：
驱动部，使所述谐振器在所述闭合曲线线路所形成的面内，沿着该谐振器的周向旋转；以及
控制部，控制所述驱动部，在所述谐振器的周向上的角度彼此不同的多个位置，测试性地在一个所述谐振器与另一个所述谐振器之间授受所述高频电力，基于在所述谐振器的各位置检测出的从一个所述谐振器向另一个所述谐振器传输的所述高频电力的电力值，设定真正授受所述高频电力时的所述角度。
7.一种电力传输方法，该电力传输方法中，使用第一谐振装置及第二谐振装置各自包括的、呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构的谐振器，非接触地授受高频电力，所述电力传输方法的特征在于，
所述第一谐振装置及第二谐振装置中的一者进行以下步骤：
使所述谐振器在所述闭合曲线线路所形成的面内，沿着该谐振器的周向旋转，
在所述谐振器的周向上的角度彼此不同的多个位置，测试性地在一个所述谐振器与另一个所述谐振器之间授受所述高频电力，基于在所述谐振器的各位置检测出的从一个所述谐振器向另一个所述谐振器传输的所述高频电力的电力值，设定真正授受所述高频电力时的所述角度。
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