CN112350454B - 谐振装置、电力传输装置及电力传输方法 - Google Patents

谐振装置、电力传输装置及电力传输方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112350454B
CN112350454B CN202010785453.5A CN202010785453A CN112350454B CN 112350454 B CN112350454 B CN 112350454B CN 202010785453 A CN202010785453 A CN 202010785453A CN 112350454 B CN112350454 B CN 112350454B
Authority
CN
China
Prior art keywords
resonator
input
output line
electrode portion
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010785453.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112350454A (zh
Inventor
大野泰夫
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Laser Systems Inc Japan
Original Assignee
Laser Systems Inc Japan
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Laser Systems Inc Japan filed Critical Laser Systems Inc Japan
Publication of CN112350454A publication Critical patent/CN112350454A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112350454B publication Critical patent/CN112350454B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/40—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using two or more transmitting or receiving devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
    • H01P1/20381—Special shape resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/80—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving the exchange of data, concerning supply or distribution of electric power, between transmitting devices and receiving devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/90—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving detection or optimisation of position, e.g. alignment

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Current-Collector Devices For Electrically Propelled Vehicles (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)

Abstract

本发明提供谐振装置、电力传输装置及电力传输方法，其为可应对两个谐振器之间的电磁耦合的状态的变化的谐振装置、电力传输装置及电力传输方法。谐振装置包括：谐振器(111)，呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构，在与和自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器(211)之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频的电力或信号；以及输入输出线路(112)，以使设置在自身前端的电极部(112a)与谐振器的背面或正面相向的方式，从配置在谐振器附近的电路基板(120a)向谐振器延伸，且经由电极部在与谐振器之间授受电力或信号，该谐振装置中，可调整电极部与谐振器之间的距离或电极部与谐振器之间的电连接位置。

Description

谐振装置、电力传输装置及电力传输方法
技术领域
本发明涉及谐振装置、电力传输装置及电力传输方法。
背景技术
以往，已知有使用两个开环谐振器来非接触地收发高频的电力或信号(以下总称为“高频电力”)的电力传输装置(例如，参照专利文献1、非专利文献1)。
此种电力传输装置由彼此相向地配置的送电侧的开环谐振器和受电侧的开环谐振器构成。而且，通过使送电侧的开环谐振器和受电侧的开环谐振器电磁耦合(例如，磁共振)，从送电侧的开环谐振器向受电侧的开环谐振器送出高频电力。
开环谐振器一般以如下方式构成，即，送电侧的开环谐振器和受电侧的开环谐振器以同一频率谐振。典型而言，以使环的线路长度达到根据谐振频率换算出的λ/2左右的方式构成。
以所述方式构成的电力传输装置可非接触地获得高传输效率，因此，期待将其应用于非接触地向电子设备内置的电池等传输电力的用途、以及非接触地在不同的电路基板之间传输信号的用途等。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4835334号公报
非专利文献
非专利文献1：I.Awai and A.K.Saha,“Open Ring Resonators Applicable toWide-band BPF”,Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2006,ISBN:978-4-902339-08-6
发明内容
发明要解决的问题
但是，在此种电力传输装置中，使一个谐振器与另一个谐振器电磁耦合而非接触地传输高频电力等效于使用了两个谐振器的带通滤波器。
已知在邻近地配置有两个开环谐振器的情况下，由于电磁相互作用，引起谐振频率从开环谐振器的基本谐振频率向高频侧和低频侧分离。即，高频电力可从一个谐振器至另一个谐振器通过的频带是根据两个开环谐振器的电磁耦合的状态而定的，在该频带中，一般而言，分离出的高频侧的谐振频率和低频侧的谐振频率分别成为通频带的上限和下限。但是，在该频带内，未必会实现均匀的传输效率(即，透射率)，根据连接条件，有时该频带的中间区域的传输效率会下降(也被称为“双峰型的频率特性”)，或出现传输效率在中间区域具有峰值而在两侧下降的情况。
在此方面，在使用开环谐振器的电力传输装置中，通过恰当地设定从送电侧的输入输出线路观察到的谐振器的阻抗(以下称为“谐振器的输入阻抗”)及从受电侧的输入输出线路观察到的谐振器的阻抗(以下称为“谐振器的输出阻抗”)，可在分离出的高频侧的谐振频率和低频侧的谐振频率之间的宽带域中，遍及整体地以高传输效率传输高频电力(参照专利文献1及非专利文献1)。此为具有最大平坦型(也被称为“巴特沃斯型”)的频率特性的带通滤波器。
出于各方面的考虑，要求此种电力传输装置像最大平坦型的带通滤波器那样，实现在宽带域中遍及整体地表现出高传输效率的频率特性。例如若能获得在宽带域中遍及整体地表现出高传输效率的频率特性，则即使在谐振器的使用环境发生变化，分离出的高频侧的谐振频率及低频侧的谐振频率已偏移的形态下，仍能够以高传输效率执行电力传输。另外，由此也能够使传输电力时使用的频率恰当地发生变化。
专利文献1及非专利文献1中记载有：通过恰当地设定输入输出线路相对于开环谐振器的连接位置，能够实现具有最大平坦型的频率特性的透射特性。但是，实际上，用于使透射特性从双峰型的频率特性变化为最大平坦型的频率特性的谐振器的输入阻抗会因使用环境等谐振器之间的电磁耦合的状态(即，谐振器之间的耦合系数)而发生变化。因此，像专利文献1那样，在同一电路基板上装入开环谐振器和输入输出线路的结构存在无法应对此种变化的问题。
本发明是鉴于上述问题而进行的发明，目的在于提供可应对谐振器之间的电磁耦合的状态的变化的谐振装置、电力传输装置及电力传输方法。
解决问题的方案
解决所述问题的主要的本发明是一种谐振装置，其包括：谐振器，呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构，在与和自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频的电力或信号；以及输入输出线路，以使设置在自身前端的电极部与所述谐振器的背面或正面相向的方式，从配置在所述谐振器附近的电路基板向所述谐振器延伸，且经由所述电极部在与所述谐振器之间授受所述电力或信号，所述谐振装置中，可调整所述电极部与所述谐振器之间的距离或所述电极部与所述谐振器之间的电连接位置。
另外，其他方式是一种电力传输装置，其包括第一谐振装置及第二谐振装置，并在该第一谐振装置及第二谐振装置各自所包括的谐振器之间，非接触地授受电力或信号，所述第一谐振装置及第二谐振装置各自包括：谐振器，呈闭合曲线线路的一部分敞开的结构，在与和自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频的电力或信号；以及输入输出线路，以使设置在自身前端的电极部与所述谐振器的背面或正面相向的方式，从配置在所述谐振器附近的电路基板向所述谐振器延伸，且经由所述电极部在与所述谐振器之间授受所述电力或信号，所述第一谐振装置及第二谐振装置中，可调整所述电极部与所述谐振器之间的距离或所述电极部与所述谐振器之间的电连接位置。
另外，其他方式是一种使用所述电力传输装置的电力传输方法。
发明效果
根据本发明的谐振装置，能够在利用谐振器之间的电磁耦合来非接触地授受高频电力时，应对谐振器之间的电磁耦合的状态的变化。
附图说明
图1是表示第一实施方式的电力传输装置的整体结构的图。
图2是表示第一实施方式的第一谐振装置和第二谐振装置的结构的一例的侧视图。
图3是俯视第一实施方式的第一谐振器的图。
图4是表示第一实施方式的第一谐振器与第二谐振器之间的位置关系的俯视图。
图5A是表示现有技术的谐振装置中的谐振器与输入输出线路的连接状态的一例的图。
图5B是表示现有技术的谐振装置中的谐振器与输入输出线路的连接状态的一例的图。
图6A是表示第一实施方式的电力传输装置中的开口角度与透射率的关系的一例的图。
图6B是表示第一实施方式的电力传输装置中的开口角度与反射率的关系的一例的图。
图6C是表示第一实施方式的电力传输装置中的开口角度与反射特性的史密斯圆图的一例的图。
图7是表示第一实施方式的电力传输装置的动作的一例的流程图。
图8是表示第二实施方式的谐振装置的结构的一例的侧视图。
图9是将第二实施方式的谐振装置简化后的模型图。
图10是所计算的使用图9的模型图的电力传输装置进行电力传输时的透射率(S21)及反射率(S11)的模拟结果。
图11是所计算的使用图9的模型图的电力传输装置进行电力传输时的透射率(S21)及反射率(S11)的模拟结果。
图12A是通过电磁分析模拟计算的、在第二实施方式的电力传输装置中传输高频电力时观察到的透射特性的模拟结果。
图12B是通过电磁分析模拟计算的、在第二实施方式的电力传输装置中传输高频电力时观察到的反射特性的模拟结果。
图12C是通过电磁分析模拟计算的、在第二实施方式的电力传输装置中传输高频电力时观察到的反射特性的模拟结果。
图13A是表示在第一实施方式的谐振装置中通过调整开口角度来调整谐振器的输入阻抗时观察到的透射特性的图。
图13B是表示在第二实施方式的谐振装置中通过调整电极间距来调整谐振器的输入阻抗时观察到的透射特性的图。
附图标记说明
U 电力传输装置
100 送电装置
110 第一谐振装置
111 第一谐振器
111S 支撑棒
111a 敞开部
111b 突起部
112 第一输入输出线路
112a 电极部
113 第一接地板
114 第一控制部
115 第一驱动部
115a 齿轮
120 振荡器
120a 电路基板
130 电源
200 受电装置
210 第二谐振装置
211 第二谐振器
211S 支撑棒
211a 敞开部
212 第二输入输出线路
212a 电极部
213 第二接地板
214 第二控制部
214a 电流传感器
215 第二驱动部
215a 齿轮
220 整流电路
220a 电路基板
230 电气负载
L 电极间距
T 谐振器间距
φA、φB 开口角度
具体实施方式
以下，参照附图来详细地说明本发明的优选的实施方式。此外，在本说明书及附图中，通过对实质上具有同一功能的结构要素赋予同一附图标记来省略重复说明。
(第一实施方式)
[电力传输装置的整体结构]
以下，参照图1～图4说明本实施方式的电力传输装置的结构的一例。本实施方式的电力传输装置用于对电气负载传输电力。
图1是表示本实施方式的电力传输装置U的整体结构的图。
电力传输装置U由受电装置200和送电装置100构成。
送电装置100例如包括电源130(例如，电池)、使用该电源130所供应的电力产生高频电力的振荡器120(例如，半导体振荡器、磁控管等)、以及将从振荡器120取得的高频电力送出至受电装置200的第二谐振装置210的第一谐振装置110。
受电装置200例如包括从送电装置100的第一谐振装置110接收高频电力的第二谐振装置210、对第二谐振装置210所接收的高频电力进行整流的整流电路220、以及使用由整流电路220整流后的直流电力的电气负载230(例如，电池)。
此外，典型而言，受电装置200与送电装置100以分离状态配置。受电装置200例如搭载于电动汽车，送电装置100例如作为供电设备而埋设于地面。
图2是表示本实施方式的第一谐振装置110和第二谐振装置210的结构的一例的侧视图。图3是俯视本实施方式的第一谐振器111的图。图4是表示本实施方式的第一谐振器111与第二谐振器211之间的位置关系的俯视图。此外，在图4中，省略了第一谐振器111及第二谐振器211的突起部(后述的111b等)的图示。
第一谐振装置110包括第一谐振器111、第一输入输出线路112、第一接地板113、第一控制部114及第一驱动部115。
第一谐振器111在被设置为与第二谐振器211相向时，与该第二谐振器211电磁耦合，从而与该第二谐振器211之间非接触地授受高频电力。在此，从第一谐振器111对第二谐振器211输送高频电力。
第一谐振器111呈在闭合曲线线路的一部分包括敞开部111a的结构(以下称为“开环”)(参照图3)。即，第一谐振器111的长边方向的两端被设为敞开端。第一谐振器111例如由包括敞开部111a的环状的金属板构成。例如为了能使电位差最大的两端邻近，而将第一谐振器111的开环的环长度设定为收发的高频电力的波长的1/2的长度左右。
第一谐振器111是以与第一输入输出线路112电连接的方式配置，经由第一输入输出线路112从振荡器120取得高频电力。本实施方式的第一谐振器111是以在该第一谐振器111的上表面侧(即，背面侧)与第一输入输出线路112的电极部112a电连接的方式配置。
考虑第一谐振器111与第一输入输出线路112之间的阻抗匹配，将第一谐振器111与第一输入输出线路112的电极部112a电连接的位置设定在恰当的位置(在后面参照图5、图6进行说明)。应予说明，以下，第一谐振器111与电极部112a电连接的位置由俯视时，连接第一谐振器111的中心点A0和电极部112a电连接于第一谐振器111的位置A2的线、与连接第一谐振器111的中心点A0和第一谐振器111的长边方向的中心位置A1的线之间所成的角度(即，位置A2与位置A1之间的第一谐振器111的周向上的角度差)∠A1A0A2规定(以下称为“开口角度φA”)。
第一谐振器111例如在该第一谐振器111的侧面包括突起部111b，该突起部111b从该第一谐振器111的长边方向的中心位置(即，周向的中心位置)向该第一谐振器111的中心点A0突出(参照图3)。而且，第一谐振器111由向穿通突起部111b的、在上下方向(±Z方向)延伸的支撑棒111S支撑。典型而言，突起部111b的位置相当于第一谐振器111进行谐振动作时的电压的零交叉点，因此，即使进行具有导电性的电连接，突起部111b也不会影响第一谐振器111的谐振特性。
第一谐振器111在与配置在自身的上方侧(正Z方向)的第一接地板113相向的位置，与第一接地板113间隔开配置。而且，第一谐振器111以隔着第一接地板113位于形成有振荡器120的电路基板120a下方的方式配置。另外，第一谐振器111由从电路基板120a的下表面延伸出的支撑棒111S支撑及固定。
支撑棒111S以可转动的方式被配置于电路基板120a的轴承(未图示)支撑。另外，支撑棒111S经由齿轮115a与第一驱动部115(例如，驱动电机)连结，并根据第一驱动部115的动作而围绕自身的中心轴转动。即，第一谐振器111可通过支撑棒111S的转动，以该第一谐振器111的中心点A0为旋转中心沿着该第一谐振器111的周向转动。由此，可调整第一谐振器111与电极部112a电连接的位置(即，开口角度φA)。此外，在支撑棒111S的侧面，形成有与第一驱动部115的齿轮115a啮合的齿槽(未图示)。
第一输入输出线路112以与第一谐振器111电连接的方式配置，将从振荡器120取得的高频电力送出至第一谐振器111。第一输入输出线路112例如由同轴线路构成，该同轴线路以将第一谐振器111与振荡器120电连接的方式，从形成有振荡器120的电路基板120a(例如，PCB(Printed Circuit Board，印刷电路板)基板)的下表面向下方(负Z方向)延伸。而且，第一输入输出线路112从电路基板120a的下表面穿过形成于第一接地板113的通孔，延伸到第一谐振器111的上表面的正上方。
但是，在第一谐振器111与电路基板120a之间的距离较短的情况下，第一输入输出线路112也可以不是由同轴线路，而是由从电路基板120a(振荡器120)向下方突出的金属引脚(例如，构成振荡器120的二极管的连接引脚)构成。此外，典型而言，第一输入输出线路112被调整为达到规定的特性阻抗(例如，50Ω)。
此外，电路基板120a的配置位置只要是在第一谐振器111的附近(即，邻接)即可，例如也可以是在第一谐振器111的侧面侧。
第一输入输出线路112在下方侧的前端位置包括电极部112a，该电极部112a与第一谐振器111的上表面相向地配置。即，第一输入输出线路112经由电极部112a与第一谐振器111电连接。电极部112a例如是连接于构成第一输入输出线路112的同轴线路的中心导体的板状电极。电极部112a例如以与第一谐振器111的上表面接触的方式配置，由此，与第一谐振器111电连接。
但是，电极部112a也可为如下形态，即，与第一谐振器111间隔开配置，通过电容耦合而与第一谐振器111电连接(参照后述的第二实施方式)。
此外，电极部112a的形状任意，例如为，俯视呈圆形状。为了抑制有效的环尺寸改变而导致谐振频率产生偏差，较理想的是，电极部112a在俯视时不会比谐振器111的内径侧的侧部更向中心点A0侧突出。
第一接地板113在第一谐振器111的上方(正Z方向)，在与第一谐振器111相向的位置，与其间隔开配置。此外，在第一接地板113的中心，形成有供支撑棒111S穿通的通孔。
此外，第一接地板113与第一谐振器111之间成为空气层并形成有微带线，但在第一接地板113与第一谐振器111之间，也可存在空气层以外的电介质。
第一控制部114例如对振荡器120发出执行所期望的电力值的电力传输的指令等。
另外，第一控制部114使第一谐振器111与第二谐振器211之间授受高频电力，并且控制第一驱动部115。而且，第一控制部114基于在第一谐振器111的各位置检测出的从第一谐振器111向第二谐振器211传输的电力的电力值，设定第一输入输出线路112相对于第一谐振器111的开口角度φA(在后面参照图7进行说明)。此外，此时，第一控制部114指示第二控制部214进行控制，以使第二输入输出线路212相对于第二谐振器211的开口角度φB与开口角度φA相同。
此外，第一控制部114例如主要由包含CPU(Central Processing Unit，中央处理器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)及RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)等的众所周知的微电脑构成，此外，还包括用于与第二控制部214进行无线通信的通信控制器等。
第一驱动部115使第一谐振器111在第一谐振器111(即，局部敞开的闭合曲线线路)所形成的面内(即，XY面内)，以第一谐振器111的中心点A0为旋转中心旋转，从而变更第一输入输出线路112相对于第一谐振器111的开口角度φA。
第一驱动部115例如是在前端具有齿轮115a的驱动电机，通过使该齿轮115a旋转而使支撑棒111S旋转，由此，使第一谐振器111旋转。第一输入输出线路112的电极部112a的位置始终固定，因此，第一谐振器111与电极部112a之间的位置关系会因第一谐振器111的旋转而相对地发生变化。即，通过使第一谐振器111旋转，变更第一输入输出线路112相对于第一谐振器111的开口角度φA。
第二谐振装置210包括第二谐振器211、第二输入输出线路212、第二接地板213、第二控制部214、以及第二驱动部215。
第二谐振装置210的第二谐振器211、第二输入输出线路212、第二接地板213、第二控制部214及第二驱动部215具有与第一谐振装置110的第一谐振器111、第一输入输出线路112、第一接地板113、第一控制部114及第一驱动部115相同的结构。
第二谐振器211呈在闭合曲线线路的一部分包括敞开部211a的结构。第二谐振器211例如由包括敞开部211a的环状的金属板构成。例如为了能使电位差最大的两端邻近，而将第二谐振器211的开环的环长度设定为收发的高频电力的波长的1/2左右的长度。此外，典型而言，第一谐振器111与第二谐振器211使用尺寸大致相同的谐振器，以具有同一谐振频率。
第二谐振器211以与第二输入输出线路212电连接的方式配置，将从第一谐振器111接收到的高频电力经由第二输入输出线路212送出至整流电路220。第二谐振器211例如以在该第二谐振器211的下表面侧与第二输入输出线路212的电极部212a电连接的方式配置。
以使第二谐振器211和第二输入输出线路212的阻抗匹配的方式，将第二谐振器211与第二输入输出线路212的电极部212a电连接的位置设定在恰当的位置(在后面参照图5、图6进行说明)。以下，第二谐振器211与电极部212a电连接的位置由俯视时，连接第二谐振器211的中心点B0和电极部212a电连接于第二谐振器211的位置B2的线、与连接第二谐振器211的中心点B0和第二谐振器211的长边方向的中心位置B1的线之间所成的角度(即，位置B2与位置B1之间的第二谐振器211的周向上的角度差)∠B1B0B2规定(以下称为“开口角度φB”)。此外，典型而言，将开口角度φB设定为与开口角度φA大致相同的角度。
此外，与第一谐振器111同样地，第二谐振器211在该第二谐振器211的侧面包括突起部(未图示)，该突起部从该第二谐振器211的长边方向的中心位置(即，周向的中心位置)向该第二谐振器211的中心点B0突出。而且，第二谐振器211由以在上下方向上延伸的方式穿通该突起部的支撑棒211S支撑。
第二谐振器211在与配置在自身下方侧(负Z方向)的第二接地板213相向的位置，与第二接地板213间隔开配置。而且，第二谐振器211是以隔着第二接地板213位于形成有整流电路220的电路基板220a上方的方式配置。另外，第二谐振器211由从电路基板220a的上表面延伸出的支撑棒211S支撑及固定。
支撑棒211S以可转动的方式被配置于电路基板220a的轴承(未图示)支撑。另外，支撑棒211S经由齿轮215a与第二驱动部215(例如，驱动电机)连结，并根据第二驱动部215的动作而围绕自身的中心轴转动。即，第二谐振器211可通过支撑棒211S的转动，以该第二谐振器211的中心点B0为旋转中心沿着该第二谐振器211的周向转动。由此，可调整第二谐振器211与电极部212a电连接的位置(即，开口角度φB)。此外，在支撑棒211S的侧面，形成有与第二驱动部215的齿轮215a啮合的齿槽(未图示)。
第二输入输出线路212将第二谐振器211所接收的高频电力送出至整流电路220。第二输入输出线路212例如由同轴线路构成，该同轴线路以将第二谐振器211和整流电路220电连接的方式在上下方向上延伸。第二输入输出线路212从配置在第二接地板213下方侧的形成有整流电路220的电路基板220a的上表面，穿过形成于第二接地板213的通孔，延伸到第二谐振器211的下表面的正下方。此外，典型而言，第二输入输出线路212被调整为达到规定的特性阻抗(例如，50Ω)。
第二输入输出线路212在上方侧的前端位置具有电极部212a，该电极部212a与第二谐振器211的下表面侧相向地配置。即，第二输入输出线路212经由电极部212a而与第二谐振器211电连接。电极部212a例如是连接于构成第二输入输出线路212的同轴线路的中心导体的板状电极。电极部212a例如以与第二谐振器211的下表面接触的方式配置，由此，与第二谐振器211电连接。此外，电极部212a的形状任意，例如为，俯视呈圆形状。
第二接地板213与第二谐振器211相向地配置在第二谐振器211的下方(负Z方向)。
第二控制部214与第一控制部114进行通信，对第二驱动部215进行驱动控制。
此外，第二控制部214例如主要由包含CPU、ROM及RAM等的众所周知的微电脑构成，此外，还包括用于与第一控制部114进行无线通信的通信控制器等。另外，第二控制部214从检测流经整流电路220的电流等级的电流传感器214a取得传感器信号，以使对在第一谐振器111与第二谐振器211之间授受高频电力时的传输效率的测量成为可能。
第二驱动部215使第二谐振器211在第二谐振器211(即，局部敞开的闭合曲线线路)所形成的面内(即，XY面内)，以第二谐振器211的中心点B0为旋转中心旋转。
第二驱动部215例如是在前端具有齿轮215a的驱动电机，通过使该齿轮215a旋转而使支撑棒211S旋转，由此，使第二谐振器211旋转。第二输入输出线路212的电极部212a的位置始终固定，因此，第二谐振器211与电极部212a之间的位置关系会因第二谐振器211的旋转而相对地发生变化。由此，第二驱动部215变更第二输入输出线路212相对于第二谐振器211的开口角度φB。
在电力传输装置U传输电力时，第一谐振器111与第二谐振器211以俯视时彼此的内径重叠的方式(典型而言，以使第一谐振器111的中心点A0与第二谐振器211的中心点B0重叠的方式)，相向地设置(参照图4)。应予说明，第一谐振器111与第二谐振器211隔着空间、电介质材料、或这两者而相向地配置。
此时，以如下方式配置第一谐振器111和第二谐振器211，即，俯视时，连接第一谐振器111的敞开部111a和中心点A0的线、与连接第二谐振器211的敞开部211a和中心点B0的线之间所成的角度(即，第一谐振器111的敞开部111a与第二谐振器211的敞开部211a之间的环的周向上的角度差)(以下称为“环间角度α”)例如为90°以上，更佳为180°的角度。特别是在环间角度α为180°的情况下，磁场共振及电场共振这两者在第一谐振器111与第二谐振器211之间达到同相，谐振最强，可实现接近100％的传输效率。
[关于输入输出线路对谐振器的开口角度的调整功能]
接着，参照图5A～图6C说明本实施方式的第一谐振装置110及第二谐振装置210中的开口角度φA、φB的调整功能。
如上所述，第一谐振装置110中，第一输入输出线路112相对于第一谐振器111的开口角度φA是可调整的。另外，同样地，第二谐振装置210中第二输入输出线路212相对于第二谐振器211的开口角度φB是可调整的。典型而言，第一谐振器111与第二谐振器211使用谐振特性相同的谐振器，因此，典型而言，将第一输入输出线路112相对于第一谐振器111的开口角度φA设定为与第二输入输出线路212相对于第二谐振器211的开口角度φB相同的角度。此外，以下，在不特别区分开口角度φA和开口角度φB的情况下，称为“开口角度φ”。
以下，将第一谐振装置110及其构成要素简称为“谐振装置110”、“谐振器111”、“输入输出线路112”、以及“控制部114”，并将第二谐振装置210及其构成要素简称为“谐振装置210”、“谐振器211”、“输入输出线路212”、以及“控制部214”来进行说明。
图5A、图5B是表示现有技术的谐振装置P1、P2中的谐振器P111、P211与输入输出线路P112、P212的连接状态的一例的图。图5A是谐振器P111和谐振器P211的侧面剖视图。图5B是俯视谐振装置P1的图。
现有技术的谐振装置P1、P2如图5A、图5B所示，谐振器P111由与输入输出线路P112一起配置在电路基板P113内，并从输入输出线路P112延伸设置的导体图案构成。另外，同样地，谐振器P211由与输入输出线路P212一起配置在电路基板P213内，并从输入输出线路P212延伸设置的导体图案构成。
在两个谐振器邻近的情况下，与在谐振器P111与谐振器P211之间授受高频电力时的透射率相关的频率特性会因谐振器P111与谐振器P211之间的电磁耦合，从谐振器固有的谐振频率f0(以下称为基本模式频率f0)分离为高频侧的谐振频率f1及低频侧的谐振频率f2这两个谐振频率(参照图6A)。而且，两个谐振器的耦合越强，则高频侧的谐振频率f1及低频侧的谐振频率f2越分别向远离基本模式频率f0的一侧偏移。
此外，谐振器之间的电磁耦合的状态通常作为耦合系数k，由下式(1)表示。
[式1]
Figure BDA0002621795320000141
但是，在该高频侧的谐振频率f1与低频侧的谐振频率f2之间的带域内，未必具有均匀的传输效率(透射率)，一般而言，该频带的中间区域的传输效率会下降(双峰型的频率特性)。
因此，在现有技术的谐振装置P1、P2中，通过恰当地设定输入输出线路P112相对于谐振器P111的开口角度φ，使谐振器P111的输入阻抗(或谐振器P111的输出阻抗)即外部Q值发生变化，在输入输出线路P112与谐振器P111之间进行阻抗匹配。由此，能够使与在谐振装置P1与谐振装置P2之间授受高频电力时的透射率相关的频率特性从双峰型变化为最大平坦型(例如，参照专利文献1或非专利文献1)。
此外，输入输出线路P112相对于谐振器P111的开口角度φ越大，则信号的传输量越大，谐振器P111的输入阻抗(典型为电抗成分)及外部Q值越小。另一方面，开口角度φ越接近0°，则谐振器P111的输入阻抗(典型为电抗成分)及外部Q值越大。
但是，适合于使与透射率相关的频率特性从双峰型变化为最大平坦型的谐振器P111的输入阻抗及谐振器P211的输出阻抗(即，阻抗匹配条件)实际上，会因谐振器P111与谐振器P211之间的电磁耦合的状态而发生变化，例如会根据谐振器P111与谐振器P211之间的距离、或谐振器P111与谐振器P211之间的介质的介电常数等而发生变化。因此，若为像现有技术的谐振装置P1那样固定了开口角度φ的形态，则存在无法应对的情况。
根据上述观点，本实施方式的谐振装置110、210采用了可调整开口角度φ的支撑结构。而且，谐振装置110、210以与谐振器111与谐振器211之间的电磁耦合的状态的变化相对应的方式使开口角度φ发生变化。由此，能够使与传输电力时的透射率相关的频率特性从双峰型变化为最大平坦型。
图6A～图6C是表示本实施方式的电力传输装置U中的开口角度φ与透射特性及反射特性的关系的一例的图。
图6A～图6C分别是通过电磁分析模拟计算的、在从谐振装置110向谐振装置210送出高频电力时观察到的透射特性及反射特性的模拟结果。图6A表示透射率(S21)，图6B表示反射率(S11)，图6C采用史密斯圆图来表示图6B的反射率。
图6A～图6C的各曲线表示以下的形态下的透射率及反射率。
虚线曲线：将开口角度φ设定为16°的形态
实线曲线：将开口角度φ设定为22°的形态
点划线曲线：将开口角度φ设定为28°的形态
具体的模拟条件如下所述。在谐振器111与谐振器211之间，配置有相对介电常数：3.9、厚度：25mm的玻璃基板T。另外，将谐振器111及谐振器211的形状设定为内径：9.3mm、外径：19.3mm的开环，并将输入输出线路112及输入输出线路212设定为特性阻抗：50Ω、宽度：2mm的微带线路。
根据图6A可知，在将开口角度φ设定为22°的情况下，透射特性成为以915MHz为中心的3dB带宽为15.8MHz的大致最大平坦型的频率特性(实线曲线)。在此，若将开口角度φ设为16°，则谐振器111的输入阻抗会增加，从而失去阻抗匹配，透射特性变化为峰值位置从基本模式频率f0分离为高频侧的频率f1和低频侧的频率f2的双峰型的频率特性(虚线曲线)。另一方面，若将开口角度φ设为28°，则谐振器111的输入阻抗会过度下降，从而透射特性变化为在基本模式频率f0处具有一个峰值的频率特性(点划线曲线)。此外，图6B的反射率表现出将图6A的透射率反转后的特性。
根据图6C可知，在史密斯圆图上，在开口角度φ为22°的情况下，大致在原点处描绘圆圈，反射率降低(实线曲线)。另一方面，在开口角度φ为16°的情况下，在原点的右侧描绘圆圈，曲线两次通过原点附近(虚线曲线)。即，示出了在开口角度φ为16°的情况下，有两个反射率低的频率，透射率与其对应地产生两个峰值。另一方面，在开口角度φ为28°的情况下，因为是不描绘圆圈地通过原点附近，所以说明反射率仅下降一次，结果是透射率的峰值也为一个(点划线曲线)。
图7是表示本实施方式的电力传输装置U的动作的流程图。图7所示的流程图例如是控制部114与控制部214协作，根据电脑程序而依次执行的处理。
在步骤S1中，控制部114控制振荡器120，使其以第一电力值，从谐振器111对谐振器211传输电力。
此外，该步骤S1是用于确定可确保高传输效率的开口角度φ的测试性的电力传输。因此，在该步骤S1中指定的第一电力值被设定为比步骤S5的真正实施电力传输的情况下的电力值(第二电力值)更低的电力值。
在步骤S2中，控制部114测量传输效率η。此时，控制部114例如从控制部214取得电流传感器214a的检测信号，检测从谐振器111传输至谐振器211的电力值。接着，控制部114通过比较检测出的电力值和对振荡器120指示的第一电力值来测量传输效率η。
在步骤S3中，控制部114判定在步骤S2中测量出的传输效率η是否大于阈值ηth(例如，95％)。而且，在步骤S2中测量出的传输效率η大于阈值ηth的情况下(步骤S3：是)，使处理前进至步骤S5，在为阈值ηth以下的情况下(步骤S3：否)，使处理前进至步骤S4。
此外，在该步骤S3中，控制部114也可代替传输效率η而将检测出的从谐振器111向谐振器211传输的电力的电力值作为基准来决定开口角度φ。
在步骤S4中，控制部114控制驱动部115，使谐振器111在该谐振器111的周向上旋转规定角度(例如，1°)。即，将输入输出线路112相对于谐振器111的开口角度φA变更规定角度(例如，1°)。接着，控制部114指示控制部214使驱动部215工作，以使输入输出线路212相对于谐振器211的开口角度φB成为与输入输出线路112相对于谐振器111的开口角度φA相同的角度。接着，返回步骤S1，控制部114再次执行电力传输及传输效率η的测量。
通过反复执行该S1～S4的处理来确定可确保高传输效率的开口角度φ。
在步骤S5中，控制部114控制振荡器120，使其以第二电力值，从谐振器111对谐振器211传输电力。应予说明，该步骤S5相当于真正实施的电力传输。
在步骤S6中，控制部114等待，直至判定为满足结束电力传输的条件为止(S6：否)。而且，在已满足结束条件的情况下(S6：是)，使处理前进至步骤S7。此外，控制部114例如在作为电气负载230的电池已达到充满电的状态的情况下，判定为已满足结束条件。
在步骤S7中，控制部114使振荡器120停止工作而结束电力传输。
电力传输装置U能够通过如上所述的一连串的处理，以高传输效率从送电装置100对受电装置200传输电力。
[效果]
如上所述，根据本实施方式的谐振装置110、210，可通过变更输入输出线路112、212与谐振器111、211之间的位置关系(在此，为开口角度φ)来调整谐振器的输入阻抗(或输出阻抗)。
由此，能够以与谐振器111与谐振器211之间的电磁耦合的状态相对应的方式调整谐振器111的输入阻抗(或谐振器211的输出阻抗)，使与透射率相关的频率特性从双峰型变化为最大平坦型。
(第二实施方式)
接着，参照图8～图13B说明第二实施方式的谐振装置110、210的结构的一例。
图8是表示第二实施方式的谐振装置110、210的结构的一例的图。
本实施方式的谐振装置110、210与第一实施方式的不同点在于：通过电容耦合将输入输出线路112、212(电极部112a、212a)与谐振器111、211电连接，且构成为可调整形成在输入输出线路112、212与谐振器111、211之间的电容。此外，省略关于与第一实施方式相同的结构的说明。
此外，在本实施方式中，设为谐振装置110与谐振装置210具有相同的结构，仅对谐振装置110的结构进行说明。
本实施方式的输入输出线路112的电极部112a与谐振器111的上表面间隔开地配置于在谐振器111的上方向上与谐振器111相向的位置。即，谐振器111和电极部112a以非接触状态配置。此外，与第一实施方式同样地，电极部112a的形状例如为俯视呈圆形状。
本实施方式的谐振装置110以如下方式构成，即，可调整谐振器111与电极部112a之间的距离(在图8中由L表示。以下称为“电极间距L”)。具体而言，成为如下结构：在输入输出线路112中，内置可使电极部112a的支撑位置向上下(±Z方向)移动的调整机构(例如，螺旋传动式的长度调整机构)，由驱动部115使该调整机构工作。
即，本实施方式的谐振装置110通过调整电极间距L来调整形成在谐振器111与电极部112a之间的电容。由此，能够调整谐振器111的输入阻抗，使与透射率相关的频率特性从双峰型变化为最大平坦型。
此外，在本实施方式中，典型而言，谐振装置110的电极间距L与谐振装置210的电极间距L被设定为大致相同。
首先，参照图9～图11，对在本实施方式的电力传输装置U中，在调整了形成在输入输出线路112、212与谐振器111、211之间的电容时的透射率及反射率的频率特性进行说明。
图9是将本实施方式的谐振装置110的结构简化后的模型图。图10、图11是所计算的使用图9的模型图的电力传输装置U进行电力传输时的透射率(S21)及反射率(S11)的模拟结果。
图9的谐振装置110除了使电容C1介于谐振器111与输入输出线路112之间以外，具有与第一实施方式的谐振装置110相同的结构。在本模拟中，使用电磁场分析来模拟谐振器111与谐振器211之间的高频电力的授受，并使用电路分析来模拟从信号源T1到开口位置T2为止的高频电力的授受。
图10表示在图9的谐振装置110的模型中，使电容C1发生了变化的情况下的透射率(S21)及反射率(S11)。此外，在该模拟中，将输入输出线路112相对于谐振器111的开口角度φ设定为150度。
图10的各曲线表示以下的形态下的透射率及反射率。此外，表示透射率的曲线附有圆圈(“○”)标记。
虚线曲线：将电容C1设定为0.75pF的形态
实线曲线：将电容C1设定为0.85pF的形态
点划线曲线：将电容C1设定为0.95pF的形态
根据图10可知，与透射率相关的频率特性在电容C1为0.85pF的情况下，表现出最大平坦型的频率特性，在电容C1为0.75pF的情况下，表现出双峰型的频率特性，在电容C1为0.95pF的情况下，表现出单峰型的频率特性。
为了与图10作对比，图11表示在图9的谐振装置110的模型中，代替使电容C1发生变化而使输入输出线路112相对于谐振器111的开口角度φ发生了变化的情况下的透射率(S21)及反射率(S11)。此外，在该模拟中，设为没有电容C1而直接耦合。
图11的各曲线表示以下的形态下的透射率及反射率。此外，表示透射率的曲线附有圆圈(“○”)标记。
虚线曲线：将开口角度φ设定为20.5°的形态
实线曲线：将开口角度φ设定为25.5°的形态
点划线曲线：将开口角度φ设定为30.5°的形态
根据图11可知，与透射率相关的频率特性在开口角度φ为25.5°的情况下，表现出最大平坦型的频率特性，在开口角度φ为20.5°的情况下，表现出双峰型的频率特性，在开口角度φ为30.5°的情况下，表现出单峰型的频率特性。
以上述方式对图10和图11进行对比后可知，作为调整谐振器111的输入阻抗的形态，可以说变更输入输出线路112相对于谐振器111的开口角度φ的做法与变更输入输出线路112和谐振器111之间的电容的做法是等效的。
接着，示出在本实施方式的谐振装置110、210中变更了电极间距L的情况下的与透射率相关的频率特性。
图12A～图12C分别是通过电磁分析模拟计算的、在本实施方式的电力传输装置U中传输高频电力时观察到的透射特性及反射特性的模拟结果。
图12A表示透射率(S21)，图12B表示反射率(S11)，图12C采用史密斯圆图来表示图12B的反射率(S11)。
图12A～图12C的各曲线表示以下的形态下的透射率及反射率。
实线曲线：将电极间距L设定为1.5mm，并将开口角度φ设定为145°的形态
虚线曲线：将电极间距L设定为1mm，并将开口角度φ设定为145°的形态
点划线曲线：将电极间距L设定为2mm，并将开口角度φ设定为145°的形态
双点划线曲线：将电极间距L设定为1.5mm，并将开口角度φ设定为85°的形态
应予说明，具体的模拟条件与在图6A～图6C中进行的电磁分析模拟相同。
在本模拟中，使电极间距L在1mm～2mm之间发生变化相当于使输入输出线路112与谐振器111之间的电容在1.7pF～0.85pF之间发生变化。
根据图12A可知，在将电极间距L设为1.5mm的情况下，输入输出线路112和谐振器111的阻抗匹配，与透射率相关的频率特性会变为最大平坦型。另外，若将电极间距L从1.5mm减小至1.0mm，则谐振器111的输入阻抗会变小，与透射率相关的频率特性会变为单峰型。
另一方面，若将电极间距L从1.5mm增大至2mm，则谐振器111的输入阻抗会变大，与透射率相关的频率特性会变为双峰型。另外，若将电极间距L保持为1.5mm而将开口角度φ从145°减小至85°，则谐振器111的输入阻抗会变大，因此，与透射率相关的频率特性同样会变为双峰型。
接着，参照图13A、图13B，对将谐振器111与谐振器211之间的距离(以下称为“谐振器间距T”)从25mm变更为30mm的情况下的与透射率相关的频率特性的变化进行说明。
图13A是表示在第一实施方式的谐振装置110中通过调整开口角度φ来调整谐振器111的输入阻抗时观察到的透射特性的图。
图13B是表示在本实施方式的谐振装置110中通过调整电极间距L来调整谐振器111的输入阻抗时观察到的透射特性的图。
此外，图13A、图13B均是通过电磁分析模拟计算的模拟结果。
图13A的各曲线表示以下的形态下的透射率。
实线曲线：将开口角度φ设定为16°，并将谐振器间距T设定为30mm的形态
虚线曲线：将开口角度φ设定为22°，并将谐振器间距T设定为25mm的形态
点划线曲线：将开口角度φ设定为22°，并将谐振器间距T设定为30mm的形态
图13B的各曲线表示以下的形态下的透射率。
实线曲线：将电极间距L设定为2mm，将开口角度φ设定为145°，并将谐振器间距T设定为30mm的形态
虚线曲线：将电极间距L设定为1.5mm，将开口角度φ设定为85°，并将谐振器间距T设定为30mm的形态
点划线曲线：将电极间距L设定为1.5mm，将开口角度φ设定为145°，并将谐振器间距T设定为30mm的形态
图13A、图13B中，在将谐振器间距T从25mm变更为30mm的情况下，耦合系数均下降。因此，若要在输入输出线路112与谐振器111之间进行阻抗匹配，需要增大谐振器111的输入阻抗。
在图13A中，当谐振器间距T为25mm时，在开口角度φ为22°的状态下阻抗匹配，与透射率相关的频率特性表现为最大平坦型(虚线曲线)。接着，在将谐振器间距T从25mm变更为30mm的情况下，因为在开口角度φ为22°的状态下，谐振器111的输入阻抗过小，所以与透射率相关的频率特性变为有一个峰值的单峰型，透射率也大幅下降(点划线曲线)。此时，通过将开口角度φ从22°减小至16°，谐振器111的输入阻抗增加，因此，能够使与透射率相关的频率特性变化为最大平坦型(实线曲线)。
另一方面，在图13B中，当谐振器间距T为25mm时，在电极间距L为1.5mm的状态下阻抗匹配，与透射率相关的频率特性表现为最大平坦型(未图示)。接着，在将谐振器间距T从25mm变更为30mm的情况下，因为在电极间距L为1.5mm的状态下，谐振器111的输入阻抗过小，所以与透射率相关的频率特性变为有一个峰值的单峰型，透射率也大幅下降(点划线曲线)。此时，通过将电极间距L从1.5mm增加至2mm，能够使谐振器111的输入阻抗增加，使与透射率相关的频率特性变化为最大平坦型(实线曲线)。此外，在图13B中，与图13A同样地，通过将电极间距L保持为1.5mm而将开口角度φ从145°变更为85°，也能够使与透射率相关的频率特性变化为最大平坦型(虚线曲线)。
对图13B的实线曲线和虚线曲线进行比较后可知，与通过变更开口角度φ来进行阻抗匹配相比，通过变更电极间距L来进行阻抗匹配可确保表现出最大平坦型的与透射率相关的频率特性的通频带宽度更大。因此，与变更开口角度φ来调整输入阻抗相比，更优选变更电极间距L来调整输入阻抗。
推测产生此种现象的理由在于：在像图13A那样，通过减小开口角度φ来进行阻抗匹配的情况下，输入输出线路112与谐振器111的电连接位置在电振幅大的谐振器111的中心附近，结果引起谐振器111的谐振特性下降。在此方面，在像图13B那样，通过变更电极间距L来进行阻抗匹配的情况下，能够将输入输出线路112与谐振器111的电连接位置设定在环的端部(敞开部111a附近)，因而不引起谐振器111的谐振特性下降。
此外，本实施方式的谐振装置110、210中也能够通过控制部114的动作，与图7所示的动作流程同样地，以使与透射率相关的频率特性变为最大平坦型的方式调整电极间距L。
[效果]
如上所述，根据本实施方式的谐振装置110、210，可通过变更输入输出线路112、212与谐振器111、211之间的位置关系(在此，为电极间距L)来调整谐振器111、211的输入阻抗(或输出阻抗)。
由此，能够以与谐振器111与谐振器211之间的电磁耦合的状态相对应的方式调整谐振器111的输入阻抗(或谐振器211的输出阻抗)，使与透射率相关的频率特性从双峰型变化为最大平坦型。
另外，本实施方式的谐振装置110、210通过电容耦合将输入输出线路112、212与谐振器111、211电连接，并通过调整电容来调整谐振器111的输入阻抗(或谐振器211的输出阻抗)，因此，可确保表现出最大平坦型的与透射率相关的频率特性的通频带宽度更大。
(第三实施方式)
在上述实施方式中，示出了将谐振装置110、210用于传输用作电气负载230的工作电力的电力的方式，但也可用于传输信号。
例如，本发明的谐振装置110、210也可用于在电路基板之间传输信号。现有技术中，若使用焊盘或焊线，则由于反射或辐射，无法将高频电力取出到半导体芯片外。但是，根据本发明的谐振装置110、210，能够无损失地在电路基板之间传输由半导体芯片产生的高频电力。另外，通过向天线引导该高频电力，能够实现成本极低的毫米波无线通信。
(其他实施方式)
本发明不限于上述实施方式，可考虑各种变形方式。当然也可使用例如将各实施方式中表示的方式进行各种组合而成的方式。
在上述实施方式中，示出了使得输入输出线路112、212相对于谐振器111、211的开口角度φ或电极间距L可调整的调整机构的一例。但是，在本发明中，使得开口角度φ或电极间距L可调整的调整机构可为任意形态。
另外，在上述实施方式中，示出了谐振装置110、210的各部分的支撑结构的一例。但是，在本发明中，谐振装置110、210的各部分的支撑结构可进行各种变形。例如，电路基板120a、220a也可配置在谐振器111、211的正面侧(即，谐振器111与谐振器211相向的一侧)或谐振器111、211的侧面侧。另外，电极部112a、212a也可与谐振器111、211的正面侧相向地配置。换言之，谐振装置110、210的各部分只要配置在不会在谐振器111和谐振器211执行电力传输时产生阻碍的位置即可。
另外，在上述实施方式中，示出了通过控制部114(或控制部214)自动地调整输入输出线路112、212相对于谐振器111、211的开口角度φ及电极间距L的方式。但是，该输入输出线路112、212相对于谐振器111、211的开口角度φ及电极间距L也可通过用户的手动作业来调整。
另外，在上述实施方式中，作为谐振器111、211的形状的一例，示出了在环状的闭合曲线线路的一部分形成有敞开部111a、211a的形状。但是，谐振器111、211的形状可进行各种变形，例如也可以是在一部分形成有敞开部111a、211a的呈大致矩形状地绕成圈的形状。另外，谐振器111、211的环长度也可设为高频电力的波长的1/2的奇数倍的长度。
另外，在上述实施方式中，表示了谐振器111和谐振器211具有同一形状的方式，但谐振器111和谐振器211也可被设为不同的形状。此外，作为谐振器111和谐振器211呈不同形状的方式，例如可列举环尺寸或环宽度等。在该方式中，只要可单独调整谐振器111的开口角度φA和谐振器211的开口角度φB即可。
另外，在上述实施方式中，作为输入输出线路112、212的电极部112a、212a的形状的一例，示出了圆形状。但是，电极部112a、212a的形状可进行各种变形，例如也可设为形状与谐振器111、211相似的开环形状。
另外，在上述实施方式中，说明了谐振装置110与谐振装置210相同的方式。但是，谐振装置110与谐振装置210未必相同。例如，也可以是，谐振装置110的输入输出线路112由同轴线路构成，而谐振装置210的输入输出线路212由金属引脚构成。
以上，详细地说明了本发明的具体例，但这些具体例仅是例示，并不对权利要求书进行限定。权利要求书所记载的技术包含对以上例示的具体例进行各种变形、变更所得的技术。
在2019年8月8日申请的特愿2019-146680的日本专利申请所包含的说明书、附图及说明书摘要的公开内容全部被引用于本申请。
工业实用性
根据本发明的谐振装置，能够在利用谐振器之间的电磁耦合来非接触地授受高频电力时，应对谐振器之间的电磁耦合的状态的变化。

Claims (10)

1.一种谐振装置，其特征在于，包括：
谐振器，呈闭合曲线线路的一部分敞开的开环结构，在与和自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频的电力或信号；
电路基板，配置在与所述谐振器的背面相向且间隔开的位置；以及
输入输出线路，以使设置在自身前端的电极部与所述谐振器的背面相向的方式，从所述电路基板向所述谐振器延伸，且经由所述电极部在所述电路基板与所述谐振器之间授受所述电力或信号，
所述谐振器在该谐振器的中心轴的位置，被沿上下方向延伸的支撑棒可旋转地支撑，
所述谐振装置中，能够对应于所述支撑棒的旋转动作而调整连接于所述谐振器的所述输入输出线路的开口角度，该开口角度是俯视时，连接所述谐振器的中心点A0和所述电极部电连接于所述谐振器的位置A2的线、与连接所述谐振器的中心点A0和所述谐振器的长边方向的中心位置A1的线之间所成的角度∠A1A0A2。
2.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
所述电极部与所述谐振器的背面间隔开配置，并通过电容耦合，在所述电路基板与所述谐振器之间授受所述电力或信号。
3.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
所述谐振器包括以从自身的长边方向的中心位置的侧面向所述谐振器的中心点延伸的方式形成的突起部，
所述谐振器在所述突起部被支撑。
4.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
所述输入输出线路由从所述电路基板的基板面向所述谐振器的背面延伸的同轴线路构成。
5.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
所述输入输出线路由从所述电路基板的基板面向所述谐振器的背面延伸的金属引脚构成。
6.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
可调整所述谐振器的周向上的所述电极部与所述谐振器之间的位置关系。
7.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
可调整所述电极部与所述谐振器相向的方向上的所述电极部与所述谐振器之间的距离。
8.如权利要求1所述的谐振装置，其中，
以如下方式设置所述谐振器和所述其他谐振器，即，在俯视时，连接所述谐振器的中心点和敞开端的线与连接所述其他谐振器的中心点和敞开端的线之间所成的角度为90°以上。
9.一种电力传输装置，其包括第一谐振装置及第二谐振装置，并在所述第一谐振装置及第二谐振装置各自所包括的谐振器之间，非接触地授受电力或信号，所述电力传输装置的特征在于，
所述第一谐振装置及第二谐振装置各自包括：
谐振器，呈闭合曲线线路的一部分敞开的开环结构，在与和自身相向地设置且形状与自身相似的其他谐振器之间，利用电磁耦合，非接触地授受高频的电力或信号；
电路基板，配置在与所述谐振器的背面相向且间隔开的位置；以及
输入输出线路，以使设置在自身前端的电极部与所述谐振器的背面相向的方式，从所述电路基板向所述谐振器延伸，且经由所述电极部在所述电路基板与所述谐振器之间授受所述电力或信号，
所述谐振器在该谐振器的中心轴的位置，被沿上下方向延伸的支撑棒可旋转地支撑，
所述第一谐振装置及第二谐振装置中，能够对应于所述支撑棒的旋转动作而调整连接于所述谐振器的所述输入输出线路的开口角度，该开口角度是俯视时，连接所述谐振器的中心点A0和所述电极部电连接于所述谐振器的位置A2的线、与连接所述谐振器的中心点A0和所述谐振器的长边方向的中心位置A1的线之间所成的角度∠A1A0A2。
10.一种电力传输方法，其特征在于，
使用如权利要求9所述的电力传输装置。
CN202010785453.5A 2019-08-08 2020-08-06 谐振装置、电力传输装置及电力传输方法 Active CN112350454B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019146680A JP6729920B1 (ja) 2019-08-08 2019-08-08 共振装置、電力伝送装置、及び電力伝送方法
JP2019-146680 2019-08-08

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112350454A CN112350454A (zh) 2021-02-09
CN112350454B true CN112350454B (zh) 2022-03-11

Family

ID=71738510

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010785453.5A Active CN112350454B (zh) 2019-08-08 2020-08-06 谐振装置、电力传输装置及电力传输方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11196302B2 (zh)
JP (1) JP6729920B1 (zh)
CN (1) CN112350454B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7261517B1 (ja) * 2022-07-28 2023-04-20 株式会社レーザーシステム インピーダンス変換装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008067012A (ja) * 2006-09-06 2008-03-21 Univ Of Tokushima 高周波信号伝送装置
CN101257287A (zh) * 2008-03-18 2008-09-03 中南大学 压电晶体谐振器电极形状设计方法
CN103187751A (zh) * 2011-12-30 2013-07-03 致伸科技股份有限公司 无线充电装置
CN103403997A (zh) * 2012-02-24 2013-11-20 株式会社村田制作所 电力传输系统
WO2016147293A1 (ja) * 2015-03-16 2016-09-22 三菱電機エンジニアリング株式会社 共振型電力伝送システム及び共振器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH066120A (ja) * 1991-07-01 1994-01-14 Ngk Spark Plug Co Ltd 誘電体共振器の周波数調整装置
JP3910978B2 (ja) * 2004-07-15 2007-04-25 アンリツ株式会社 原子発振器のｔｅ０１１共振モードマイクロ波空洞共振装置
JP4911148B2 (ja) * 2008-09-02 2012-04-04 ソニー株式会社 非接触給電装置
EP3620326B1 (en) * 2008-11-07 2023-01-18 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Power feeding system for vehicle, electrically powered vehicle and power feeding apparatus for vehicle
US10854378B2 (en) * 2009-02-23 2020-12-01 Triune Ip Llc Wireless power transmittal
US8970070B2 (en) * 2010-07-02 2015-03-03 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Wireless power transmission system
KR101358280B1 (ko) * 2010-08-26 2014-02-12 삼성전자주식회사 전력 전송 효율을 고려한 공진 전력 전송 시스템
US9097769B2 (en) * 2011-02-28 2015-08-04 Life Services, LLC Simultaneous TX-RX for MRI systems and other antenna devices
JP5849630B2 (ja) * 2011-11-14 2016-01-27 富士通株式会社 電力中継器
DE102014019621A1 (de) * 2014-12-29 2016-06-30 Markus Rehm Kopplungsoptimierte elektrische drahtlose Energieübertragung

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008067012A (ja) * 2006-09-06 2008-03-21 Univ Of Tokushima 高周波信号伝送装置
CN101257287A (zh) * 2008-03-18 2008-09-03 中南大学 压电晶体谐振器电极形状设计方法
CN103187751A (zh) * 2011-12-30 2013-07-03 致伸科技股份有限公司 无线充电装置
CN103403997A (zh) * 2012-02-24 2013-11-20 株式会社村田制作所 电力传输系统
WO2016147293A1 (ja) * 2015-03-16 2016-09-22 三菱電機エンジニアリング株式会社 共振型電力伝送システム及び共振器

Also Published As

Publication number Publication date
US11196302B2 (en) 2021-12-07
US20210044153A1 (en) 2021-02-11
CN112350454A (zh) 2021-02-09
JP6729920B1 (ja) 2020-07-29
JP2021027778A (ja) 2021-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6157819A (en) Coupling element for realizing electromagnetic coupling and apparatus for coupling a radio telephone to an external antenna
TW201533975A (zh) 多耦合共振電路
JP6052616B2 (ja) レクテナ装置及び受電整流方法
CN108199742B (zh) 自调谐方法、自调谐系统及移动终端
WO2011034205A1 (ja) 高周波結合器
CN112350454B (zh) 谐振装置、电力传输装置及电力传输方法
US8334728B2 (en) High-frequency coupler and communication device
CN112350453B (zh) 谐振装置、电力传输装置及电力传输方法
EP2453524A1 (en) Antenna
WO2008018230A1 (fr) Dispositif d'antenne
JP7039087B1 (ja) 結合共振型無線電力伝送システム、及び結合共振型無線電力伝送システムにおける伝送特性の調整方法
US20120068901A1 (en) Multiband and broadband antenna using metamaterials, and communication apparatus comprising the same
US9054428B2 (en) Antenna and wireless communication unit
US20150130683A1 (en) High-frequency transmission line and antenna device
US20120056788A1 (en) Multiband and broadband antenna using metamaterials, and communication apparatus comprising the same
US20150009093A1 (en) Antenna apparatus and portable wireless device equipped with the same
JP5291136B2 (ja) マルチバンドアンテナ
US9502751B2 (en) Desensitized antenna and design method thereof
KR102172736B1 (ko) T자형 슬롯을 이용한 광대역 원형편파 안테나
JP7100844B2 (ja) 共振装置、電力伝送装置、及び電力伝送方法
JP7148917B2 (ja) 電子機器
US20120112965A1 (en) Broadband antenna
US20110238398A1 (en) Electromagnetic coupler, wireless terminal including same, and method for designing electromagnetic couplers
JP2012085234A (ja) 伝送システム及び伝送装置
US9293833B2 (en) Low impedance slot fed antenna

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant