CN112350288A - 用于热插拔控制器的通信端子 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及用于热插拔控制器的通信端子。提供了一种热插拔控制器调节从输入节点到耦合至输出节点的负载的电力供应。所述控制器包含至少一条限制电路，其被配置为控制连接在所述输入节点和所述负载之间的第一开关，以限制用于施加至所述负载的所述第一开关的输出电流。控制逻辑电路确定所述第一开关的状态并输出局部状态信号，并且通信电路响应于所述局部状态信号，在通信电路输出处建立对应于局部状态的电平(例如电压或电流)。还提供了通信端子，其响应于所述通信输出并且适于连接至第二热插拔控制器的第二通信端子，以将所述局部状态传递至所述第二热插拔控制器。

Description

用于热插拔控制器的通信端子
技术领域
本文件总体上涉及用于限制大功率电气系统中的浪涌电流和故障电流的热插拔控制器和保护开关，特别地涉及一种通信端子，所述通信端子在多个热插拔开关控制器之间提供通信以传递诸如导通、模式以及过电流状态等的信息，借此，多个热插拔开关控制器可以并联工作，以限制其中单个开关控制器无效或太过昂贵的大功率系统中的电流。
背景技术
热插拔电路以受控和受保护的方式将电力从输入源施加到负载。此类控制器的一个功能是在首次施加电力或电源电压突然增大时限制从电源至负载(特别是对于呈现电容的负载)的浪涌电流。另一个功能是在负载试图汲取过多电流(例如，负载出现短路等故障)时限制电流。
在大功率水平下，热插拔控制器可以实现复杂的分级架构，所述架构可能涉及在单个装置封装中使用多个晶体管驱动器输出(例如，栅极驱动输出)以及专用控制电路系统。此类热插拔控制器不能简单地并联连接，因为它们彼此之间通常无法协调导通、关断以及故障行为。
发明内容
本文件总体上涉及用于限制大功率电气系统中的浪涌电流和故障电流的热插拔/浪涌控制器和保护开关，特别地涉及一种热插拔通信端子，所述热插拔通信端子在多个热插拔开关控制器之间提供通信以传递诸如导通、模式以及过电流状态等的信息。本文描述的控制器可以并联工作以限制其中单个开关控制器无效或太过昂贵的大功率系统中的电流。
在示例实施例中，将通信端子添加到热插拔控制器，所述通信端子允许以多种模式工作的多个控制器传递导通、模式以及过电流状态，以便它们可以作为单个集成解决方案一起工作。每个热插拔控制器依次包含控制逻辑和经由通信端子将两个或更多个热插拔电路捆绑在一起以使热插拔电路能够串联工作的通信电路。
在示例实施例中，提供了热插拔控制器，所述热插拔控制器调节从输入节点到耦合至输出节点的负载的电力供应。所述控制器包含至少一条限制电路，其被配置为控制连接在输入节点和负载之间的第一开关，以限制用于施加至负载的第一开关的输出电流。在示例实施例中，控制器包含控制逻辑电路，其确定第一开关的状态并输出局部状态信号；通信电路，其响应于局部状态信号以在通信电路输出处建立对应于局部状态的电平(例如电压或电流)；以及通信端子，其响应于通信输出并且适于连接至第二热插拔控制器的第二通信端子，以将局部状态传递至第二热插拔控制器。
在示例实施例中，所述控制逻辑电路可以实现具有至少三种状态的状态图：第一状态，其中所有热插拔控制器关闭；第二状态，其中所有开关导通以进行正常工作；以及第三状态，其中所有开关已达到电流限制。在示例实施例中，所述控制逻辑电路还可以以进一步的状态实现状态图，所述进一步的状态包括第四状态，其中所有低应力分级启动开关导通，而所有其他开关关断。还提供了第一定时器，所述第一定时器在控制器进入第四状态时启动，并且在第一定时器于低应力分级启动开关成功为负载充电之前超时的情况下发出故障信号。而且，提供了第二定时器，所述第二定时器在控制器进入第三状态时启动，并且当所述第二定时器超时而所述控制器在第三状态中保持处于电流限制时，将所有开关关断。在此类实施例中，当控制器处于第一状态时，通信电路向通信端子输出关闭信号，当所述控制器处于第四状态时，向通信端子输出低应力启动信号，当控制器处于第二状态时，向通信端子输出导通信号，并且当控制器处于第三状态时，向通信端子输出电流限制信号。在此类示例实施例中，所述关闭信号具有在接地和第一阈值之间的电压，所述低应力启动信号具有在第一阈值和大于第一阈值的第二阈值之间的电压，所述导通信号具有在第二阈值和大于第二阈值的第三阈值之间的电压，并且所述电流限制信号具有大于第三阈值的电压。在示例实施例中，当第二热插拔控制器处于不同于热插拔控制器的局部状态下时，热插拔控制器和第二热插拔控制器进行仲裁，借此处于较低状态下的热插拔控制器获胜并且所述较低状态变成热插拔控制器和第二热插拔控制器的有效全局状态。
在示例实施例中，控制器可以处于单个MOSFET配置、并联配置、低应力分级启动配置和/或高应力分级启动配置。
在进一步的示例实施例中，可以提供电流限制迟滞电路，在第二开关关断时，所述电流限制迟滞电路向由至少一条限制电路调节的电流加入偏移量。在第一开关导通时，电流限制迟滞电路可以在电流检测电阻器与接地之间包含电阻器和电流源，在第二开关关断时，电流限制迟滞电路向由电流检测电阻器检测的电流加入电流。
在仍进一步的实施例中，在输入节点和负载之间提供了处于并联配置的多个串联连接的开关和电流检测电阻器。任选地，多个分流开关可以在电流检测电阻器和负载之间与相应开关并联连接。
在附加的示例实施例中，提供了一种系统，其调节从输入节点到耦合至输出节点的负载的电力供应。所述系统包含第一热插拔控制器，其连接在输入节点和负载之间。第一热插拔控制器包含第一通信电路，所述第一通信电路将第一热插拔控制器的导通状态输出至第一通信端子。还提供了连接在输入节点和负载之间的第二热插拔控制器。第二热插拔控制器包含第二通信电路，所述第二通信电路将第二热插拔控制器的导通状态输出至第二通信端子。第一通信端子连接至第二通信端子，使得第一热插拔控制器和第二热插拔控制器能够互相通信它们各自的导通状态。用于不同分级方案的控制器可以通过通信端子来进行协调。例如，第一热插拔控制器可以是低应力分级启动热插拔控制器，而第二热插拔控制器可以是高应力分级启动热插拔控制器或具有至少两个并联工作以限制输入节点和负载之间的电流的开关的并联热插拔控制器。
在仍进一步的示例实施例中，提供了一种热插拔控制器，其调节从输入节点到耦合至输出节点的负载的电力供应。所述控制器包含输入端子，其通过第一开关接收指示输入节点和负载之间的电流的信号；以及电流限制电路，其包括电流限制迟滞电路，当与第一开关并联的第二开关关断时，所述电流限制迟滞电路向由电流限制电路调节的电流加入偏移量。在示例配置中，在第一开关导通时，所述电流限制迟滞电路可以在电流检测电阻器和接地之间包含电阻器和电流源，在第二开关关断时，所述电流限制迟滞电路向由电流检测电阻器检测的电流加入电流。电流限制电路还可以提供控制输出，以在第一开关未处于电流限制时导通第二开关，并且在第一开关处于电流限制或第二开关处在其安全工作区之外时关断第二开关。
本部分旨在提供对本专利申请的主题的综述。并不意在提供对本发明的排他性或详尽的解释。包含具体实施方式以提供关于本专利申请的进一步信息。
附图说明
在不一定按比例绘制的附图中，相似的数字可以描述不同视图中相似的部件。具有不同字母后缀的相似数字可以表示相似部件的不同实例。附图通常通过示例而非限制的方式示出本文件中讨论的各种实施例。
图1示出了具有单个MOSFET的热插拔控制器。
图2示出了具有并联MOSFET的热插拔控制器。
图3示出了具有同时并联配置的热插拔控制器。
图4示出了低应力分级启动配置。
图5示出了高应力分级启动配置。
图6示出了根据需要并联以满足电流和功率要求的多个MOSFET。
图7示出了示例实施例中的用于使多个热插拔控制器能够通信的通信信号电路系统。
图8示出了示例实施例中的并联配置的热插拔控制器，其中通信端子连接至通信信号电路系统。
图9示出了生成到通信信号电路系统的局部状态信息的控制逻辑的状态图。
图10示出了示例实施例中的低应力分级启动配置的热插拔控制器，其中通信端子连接至通信信号电路系统。
图11示出了示例实施例中的高应力分级启动配置的热插拔控制器，其中通信端子连接至通信信号电路系统。
具体实施方式
以下关于图1至11的说明足以表明具体实施例能够使本领域技术人员来实践它们。其他实施例可以包含结构、逻辑、过程和其他变化。一些实施例的部分和特征可以被包含在其他实施例的部分和特征中或者代替其他实施例的部分和特征。权利要求中所阐述的实施例涵盖那些权利要求的所有可用的等同物。呈现示例实施仅用于说明的目的并不意在约束或限制本公开的范围或本文所呈现的权利要求。
热插拔电路以受控和受保护的方式将电力从输入源施加到负载。此类控制器的一个功能是在首次施加电力时限制从电源至负载(特别是负载电容)的浪涌电流。第二个功能是在输入电源电压突然增大的情况下限制浪涌电流。第三个功能是在负载试图汲取过多电流(例如，负载出现短路等故障)的情况下限制电流。
图1示出了具有与电流检测电阻器(RS1)104串联的单个MOSFET(Q1)102以及用于限制电流的控制电路系统106的热插拔控制器100。当限制电流时，热插拔控制器100调制MOSFET 102的栅源电压，以限制电流检测电阻器104两端的电压，并且因此限制通过MOSFET102的电流。在此期间，通过MOSFET 102的电压和电流可能都比较大，导致MOSFET 102中的高功率损耗。如果这一功率损耗一直持续，则MOSFET 102可能达到导致损坏的温度。MOSFET制造商以一系列曲线给出了MOSFET电压、电流以及时间的安全限制，称为安全工作区(SOA)。在典型的实施例中，MOSFET 102是高SOA元件。而且，控制电路系统106中的定时器电路112通常设定MOSFET 102将在电流限制下工作的最大时间。当这一时间到期时，MOSFET102被关断以防止其过热。负载将失去电力，并且热插拔控制器100将指示出现故障。
工作期间，控制电路系统106使用电流限制放大器108限制电流，所述电流限制放大器108将代表电流检测电阻器104中的电流的电压与由电压源110产生的电压VLIMIT进行比较，以在电流检测电阻器104中的检测电流超过由电压VLIMIT确定的最大值时，控制MOSFET102的栅极以减小输出电流。而且，可以提供晶体管(未示出)以导通或关断热插拔电路100。定时器电路112可以耦合到电流限制放大器108的状态端子，使得能够检测电流限制放大器108开始限制电流的时间。当由定时器电路112设定的延迟时间到期时，MOSFET 102被关断以防止其过热。负载将失去电力，并且热插拔控制器100将在状态端子处指示出现故障。
通常，大功率热插拔应用需要对负载两端的旁路电容器114(CL)进行充电。为了减小MOSFET 102上的应力，可保持负载关断直到旁路电容器114被充电。用于电容的小的充电电流保持MOSFET 102中的功率足够低以防止温度的危险升高。一种减小充电电流的方法是使用耦合在MOSFET 102的栅极和接地之间的电容器(未示出)来限制栅极端子(GATE1)的电压摆率。可以通过来自电流源(未示出)的电流来上拉栅极电压，所述电流源被提供来上拉MOSFET 102的栅极电压。MOSFET102在对负载电容进行充电的同时充当源极跟随器。另一种方法使用电流限制放大器108设定对负载电容进行充电的电流。任一方法均可以降低浪涌电流，使得启动周期保持在MOSFET 102的SOA内。当充电结束时，热插拔控制器100可以提供指示电力路径导通的输出，以表明全电流可用于负载。
开关的导通状态可以通过监测其控制信号来确定。在示例实施例中，使用迟滞比较器116对MOSFET开关102执行这一监测，所述迟滞比较器将MOSFET 102的栅源电压与由电压源118产生的阈值电压(SOURCE)进行比较，所述阈值电压远高于MOSFET 102的阈值电压，例如为4.5V。另一个迟滞比较器120可以将置于外部电阻器R7和R8的连接处的反馈端子(FB)上的电压与阈值电压进行比较，以确定FB的状态。将迟滞比较器116和120的输出提供给逻辑电路系统122以确定指示电源是否良好的状态信号(POWER_GOOD)，并且如果良好，则将POWER_GOOD状态信号经由晶体管124提供给状态端子(GPIO)。在另一方面，如果电源不良(POWER_BAD)，或者如果存在故障(POWER_BAD_FAULT)，则将此类指示提供给合适的状态端子。
热插拔MOSFET 102本身所具有的电阻是电路中功率损耗的来源。MOSFET开关将这一电阻称为导通电阻。由于这一导通电阻，具有大负载电流的大功率系统的功率损耗严重。为了解决导通电阻的问题，大电流热插拔应用程序可以将一个或多个MOSFET与MOSFET 102并联使用，以实现在单个MOSFET 102中难以获得的低导通电阻。
图2示出了具有并联MOSFET的热插拔控制器。添加MOSFET 202，使其与MOSFET 102并联，用于栅极、源极和漏极端子。在这一配置中，当MOSFET栅极完全增强时，导通电阻减半，但是，在电流限制期间具有较低阈值电压的MOSFET将调度更多的电流并损耗更多的功率，导致其温度升高。由于MOSFET具有相对于阈值电压的负温度系数，因此当MOSFET以热逃逸方式升温时将调度更多的电流，直到几乎所有功率都损耗在一个MOSFET中。因此，只能依靠以这一方式连接的MOSFET具有单个MOSFET的净SOA。
图3示出了具有同时并联配置的热插拔控制器300。如图所示，MOSFET(Q2)202与电流检测电阻器(RS2)302串联连接，并且MOSFET 202和电流检测电阻器302与MOSFET 102和电流检测电阻器104并联连接。工作期间，控制电路系统304使用电流限制放大器108限制通过MOSFET 102的电流，所述电流限制放大器将代表电流检测电阻器104中的电流的电压与由电压源110产生的电压VLIMIT进行比较以控制MOSFET 102的栅极，从而在电流检测电阻器104中的检测电流超过由电压VLIMIT确定的最大值时减小输出电流。控制电路系统304还使用电流限制放大器306限制经过MOSFET 202的电流，所述电流限制放大器将代表电流检测电阻器302中的电流的电压与由电压源308产生的电压VLIMIT进行比较，以控制MOSFET 202的栅极，从而在电流检测电阻器302中的检测电流超过由电压VLIMIT确定的最大值时减小输出电流。当MOSFET 102和202均处于电流限制时，控制电路系统304中的定时器电路112设定MOSFET 102和202可以在电流限制下工作的最大时间。当这一时间到期时，MOSFET 102和202被关断以防止过热。负载将失去电力，并且热插拔控制器300将指示出现过电流故障。
如同图1和图2的实施例，热插拔控制器300的开关的导通状态可以通过监测其控制信号来确定。在示例实施例中，使用迟滞比较器310对MOSFET开关102执行这一监测，所述迟滞比较器将MOSFET 202的栅源电压与由电压源118产生的阈值电压(SOURCE)进行比较，所述阈值电压远高于MOSFET 202的阈值电压，例如为4.5V。类似地，MOSFET开关102的导通状态可以使用迟滞比较器312进行监测，所述迟滞比较器将MOSFET 102的栅源电压与由电压源118产生的阈值电压(SOURCE)进行比较，所述阈值电压远高于MOSFET 202的阈值电压，例如为4.5V。而且，迟滞比较器120可以将置于外部电阻器R7和R8的连接处的反馈端子(FB)上的电压与阈值电压(例如，1.28V)进行比较，以确定FB是否为高。将迟滞比较器120、310和312的输出提供给逻辑电路系统122以确定指示电源是否良好的状态信号(POWER_GOOD)，并且如果良好，则将POWER_GOOD状态信号经由晶体管124提供给状态端子(GPIO)。在另一方面，如果电源不良(POWER_BAD)，或者如果存在故障(POWER_BAD_FAULT)，则将此类指示提供给合适的状态端子。
然而，在并联MOSFET的情况下，板电阻、偏移以及失配效应可能导致一个通道在第二通道之前进入电流限制。由于一个通道仍处于完全导通，使MOSFET漏源电压(VDS)保持较低，因此电流限制MOSFET不会受到明显的加热且电路的阻抗仍然较低，从而可以允许负载继续工作。当两个栅极都高时或者一个栅极高而相对的栅极处于电流限制时，产生GATES-GOOD信号。GATES-GOOD表示全电流可用于负载。而且，迟滞比较器314将VDD 315与SOURCE118进行比较以确定VDS是否为高。如果栅极端子之一不高且未处于电流限制，则其可能没有足够的栅极电压来允许满载电流，因此当VDS为HIGH时，抑制POWER_GOOD。在这种情况下，FET-BAD故障定时器316运行。
多个栅极驱动器电路还允许MOSFET组启动和分级工作。有两种架构来使用两个MOSFET完成该工作。第一个称为“低应力分级启动”，第二个称为“高应力分级启动”。
图4示出了低应力分级启动配置。低应力分级启动(LSSS)用于传统上使用栅极电容器将浪涌电流限制在低电平的应用。对于LSSS热插拔电路400，添加第二MOSFET 402和电流检测电阻器404，并且缺少电源良好信号用来使一侧保持关断，直到另一侧利用相对较大值的检测电阻器104对具有小型廉价的MOSFET 102的负载在较低的电流限制下通电。当负载充满电且启动MOSFET 102完全增强时，电源良好信号有效，并且第二(分流)侧MOSFET402启用。分流侧具有高电流限制以传递全部有效负载电流，并使用一个或多个低RDS-on(装置处于饱和状态时的电阻)、与电流检测电阻器404串联的低SOA MOSFET 402。电流限制电路414产生故障并关断之前的延迟时间对于通道1来说是长的，以允许启动，或者将摆率限制电容器(CS)406放置在GATE1端子上以使MOSFET 102不受电流限制。在这种情况下，电流限制足够低，以在任何负载状况可能损坏启动MOSFET 102之前使定时器408到期。在另一方面，将通道2的定时器410的故障延迟选择为短，以保持处于分流MOSFET 402的SOA内。这一架构最小化MOSFET的成本以实现给定负载电流和RDS-on，并且通过为定时器412选择较长的延迟时间，控制电路系统414可以容忍可能破坏具有栅极电容器的单个MOSFET的故障。然而，当在全电流下用于电流限制的定时器时间较短时，控制电路系统414穿越超过电流限制的负载浪涌或输入电压阶跃的能力有限，并且无法启动电阻性负载。
图5示出了高应力分级启动配置。在一些应用中，负载始终导通，或者输入阶跃和输出浪涌会给热插拔MOSFET施加额外的应力。这些应用需要大SOA MOSFET，以安全地穿越启动和工作瞬变。在单个电流限制电路和数个并联MOSFET的情况下，所有MOSFET必须足够大以承受这一应力。但是，添加第二MOSFET控制电路并使用高应力分级启动(HSSS)，允许将这些MOSFET中除一个之外的所有MOSFET替换为针对开关式稳压器进行了优化的、具有低RDS-ON的普通廉价的低SOA MOSFET。
对于HSSS热插拔电路500，第二(分流)侧由来自控制电路系统504的应力信号502选通，使得无论何时遭遇SOA应力，可使用一个或多个低RDS-on、低SOA MOSFET 506实现RDS-on并关断，同时，单个高SOA(应力)MOSFET 508用于浪涌并以较长的定时器时间穿越瞬变。在浪涌期间，MOSFET的VDS为高，并且浪涌MOSFET 508的栅极由于处于电流限制而没有完全增强，因此存在STRESS信号，从而关断分流MOSFET 506。应力MOSFET 508通过栅极电容器(设定浪涌电流)或处于电流限制来单独启动负载。当启动完成且VDS较低时，应力MOSFET508的栅源电压(VGS)为高(完全增强)，并且应力MOSFET 508不处于电流限制，因此STRESS条件被消除，使得分流MOSFET 506能够导通。如果电路进入电流限制，则VDS增加或栅极条件变得不佳，并且分流MOSFET 506通过来自控制电路系统504的应力信号502关断，从而保护分流MOSFET 506不被加热。这一架构使用应力MOSFET 508来穿越电流限制负载浪涌以及输入电压阶跃，并且还可以启动电阻性负载。在LSSS情况下，高SOA应力MOSFET 508比涓流MOSFET 102更昂贵，但可能比以并联配置使用的两个或更多个中等SOA MOSFET便宜。
关于图3至图5所示电路的更多详情，可以在美国专利第10,003,190号中找到，其内容通过引用并入本文。应理解，通过按需添加多个并联的MOSFET以满足电流和功率要求，可以将图3至图5所示的所有三种配置组合成具有最大灵活性和无限载流能力的热插拔电路。图6示出了这样的方法，其中根据需要将多个MOSFET与LSSS MOSFET 600和电流检测电阻器602并联放置，以满足电流和功率要求。并联的零至数个MOSFET 604可以用于分流装置Q3和Q5，而并联的MOSFET 606和电流检测电阻器608以及启动装置通常是单个MOSFET。在这一情况下，唯一出现高SOA应力的MOSFET是并联装置606(例如，Q2和Q4)。而且，旁路电容器610(CL)可以放置在负载两端。
热插拔通信端子
从对图1至图6所示热插拔控制器的描述可以看出，一组并联的热插拔控制器需要协调至少2条信息，并且在一些情况下为3条信息。首先，它们需要知道它们是应该关闭还是打开。其次，它们需要知道是否所有控制器均处于电流限制，从而表明整个组均处于电流限制。第三，在使用LSSS的情况下，控制器需要知道它们是否应使用涓流通道对输出进行充电(如果存在的话)。
在示例实施例中，将通信(COMM)电路和通信端子添加至热插拔控制器，以启用与以上图1至图6中示例性示出的类型的热插拔控制器的通信能力。通信端子能够将两个或更多个控制器的COMM信号捆绑在一起，以允许它们串联工作。
图7示出了示例实施例中的用于使多个热插拔控制器能够通信的通信信号电路系统。热插拔控制器通信电路系统700使热插拔控制器能够经由通信端子702彼此通信。在示例实施例中，在通信端子702处提供的COMM信号具有3个或4个局部状态。局部状态0是其中所有热插拔控制器均不会打开的局部关闭状态。MOSFET 704将局部状态0保持为接地。任选的局部状态1是仅LSSS配置的热插拔控制器的涓流通道可以导通的局部LSSS启动状态。LSSS配置的热插拔控制器将在状态1调节COMM信号，直到LSSS MOSFET完全增强。当电压高于二极管708设定的指定电平(例如，800mV)时，MOSFET 706导通以启用局部状态1。当局部状态1信号超过预定电平(例如，200mV)时，迟滞比较器710输出用于全局状态1的全局LSSS启动信号。局部状态2是其中所有热插拔控制器均导通的局部电流限制状态，并且没有故障且不处于LSSS启动的热插拔控制器在局部状态2下调节。当电压高于齐纳二极管714设定的指定电平(例如，2.5V)时，MOSFET 712导通以启用局部状态2。当局部状态2信号超过预定电平(例如，1.25V)时，迟滞比较器716输出用于全局状态2的全局导通信号。当所有热插拔控制器均处于电流限制时，进入局部状态3。打开并处于电流限制的所有热插拔控制器将调节为状态3。当进入局部状态3时，当电压超过指定电平(例如，4V)时，迟滞比较器718输出用于全局状态3的全局电流限制信号。
在使用单个通信端子702的所示配置中，通过这些状态的进程的仲裁需要热插拔控制器之间的一致同意。具有不同局部状态的两个控制器之间的仲裁导致具有较低状态的控制器获胜，因此较低状态是有效的全局状态。任何热插拔控制器都可能因故障或命令而关闭并强制进入状态0。当所有热插拔控制器准备好导通时，它们将尝试调节至状态1或状态2，并且LSSS配置的热插拔控制器将获胜并进入状态1。当所有LSSS热插拔控制器成功启动后，它们切换至调节状态2。状态2是正常工作状态。当热插拔控制器进入电流限制时，它们将尝试调节至状态3，但是任何未处于电流限制的控制器将使COMM信号保持在状态2。当所有热插拔控制器处于电流限制时，COMM信号将在状态3进行调节，并且可以运行过电流定时器，借此，使得任何过电流信号或指示都变为有效。
在图7的示例热插拔控制器通信电路系统700中，将5V电源和电压用于状态，状态0是接地，状态1是800mV，状态2是2.5V，而状态3是5V。每个通信电路系统700使用电流源720至COMM端子702上的5V产生10uA上拉电流，并使用开关和钳来调节各种状态。电压比较器710、716和718在已调整状态电压之间具有各自的阈值，所述阈值确定热插拔控制器700处于什么状态。在所示示例中，如果COMM信号低于200mV，则将所有热插拔控制器关闭。LSSS启动在200mV和1.25V之间有效。当COMM信号在1.25V和4V之间时，所有控制器均打开，而不是全部处于电流限制。当COMM信号在4V或以上时，所有控制器均打开，并且处于电流限制。
图8示出了示例实施例中的并联配置的热插拔控制器800，其中通信端子802连接至通信信号电路系统700。图8中的热插拔控制器类似于图3的热插拔控制器300进行配置，不同之处在于电流源804和806提供电流以分别上拉MOSFET 102和202的栅极电压。此外，提供晶体管808和810用来导通和关断相应的MOSFET 102和202。此外，与将“与”门812的输出直接施加至定时器112相反，将“与”门812的输出提供给控制逻辑814，所述控制逻辑提供用于产生局部状态信号0-3以施加至以上关于图7所描述类型的热插拔控制器通信电路系统700，用于产生全局状态信号0-3以施加至COMM端子802，并在全局状态2时用于打开热插拔控制器800，或在全局状态3时用于启动过电流定时器112。
图9示出了控制逻辑814的状态图，所述控制逻辑生成用于热插拔控制器通信电路系统700的局部状态信息。如图所示，当局部热插拔控制器关闭时，控制逻辑814提供局部状态0。当LSSS MOSFET导通而所有其他MOSFET均关断时，LSSS定时器启动并且控制逻辑814进入局部状态1。如果LSSS启动失败或识别出故障，则控制逻辑814回到局部状态0。在另一方面，如果LSSS启动成功，则控制逻辑814进入局部状态2，并且所有非LSSS MOSFET导通。如果遭遇故障，或者如果热插拔控制器打开，则控制逻辑814回到局部状态0。正常工作期间，控制逻辑814保持处于局部状态2，直到所有MOSFET达到电流限制，此时，控制逻辑814进入局部状态3，并且定时器112开启。如果定时器112到期而MOSFET均处于电流限制，或者如果遭遇故障，则控制逻辑814回到局部状态0。如图所示，将局部状态信号提供给热插拔控制器通信电路系统700以管理与如上所述的其他热插拔控制器的通信。应理解，还可以使用电流而不是电压来编码状态。
图10示出了示例实施例中的低应力分级启动配置的热插拔控制器1000，其中通信端子1002连接至通信信号电路系统700。图10中的热插拔控制器1000类似于图4的热插拔控制器400进行配置，不同之处在于电流源804和806提供电流以分别上拉MOSFET 102和202的栅极电压。此外，提供晶体管808和810用来导通和关断相应的MOSFET 102和202。此外，在本实施例中，将全局状态1中的全局LSSS启动信号施加至LSSS启动定时器1004以对LSSS启动进行计时。
图11示出了示例实施例中的高应力分级启动配置的热插拔控制器，其中通信端子1102连接至通信信号电路系统700。图11中的热插拔控制器1100类似于图5的热插拔控制器500进行配置，不同之处在于电流源804和806提供电流以分别上拉MOSFET 102和202的栅极电压。此外，提供晶体管808和810用来导通和关断相应的MOSFET 102和202。
图11中的热插拔控制器还包括迟滞比较器310，所述迟滞比较器相对于由电压源118产生的阈值电压监测MOSFET 508的栅源电压。比较器310的输出产生PATH_ON信号，所述信号耦合至将GATE1_OFF信号提供给“或”门1104的输入的反相器1102。“或”门1104的输出产生提供给控制晶体管1108的栅极的“或”门1106的输入的STRESS信号。向“或”门1106的另一输入提供ON/OFF信号，所述信号导通或关断MOSFET 508。此外，迟滞比较器314相对于由电压源118产生的阈值电压监测MOSFET 506和508的漏源电压315，并将输出VDS信号提供给产生STRESS信号的“或”门1104的输入。
MOSFET 508作为应力MOSFET工作，以对负载电容114充电并升高负载电压。MOSFET508在瞬变期间在有限的持续时间内(诸如，启动和输入电压的变化)提供负载电流。MOSFET508具有比MOSFET 506更高的功率损耗。MOSFET 508以大电流和大VDS工作并且具有高SOA等级。然而，MOSFET 508不需要低导通电阻，因为它仅在有限的持续时间瞬变期间才支持负载电流。它还可能需要定时器112提供的较长延迟时间。
MOSFET 506作为分流MOSFET工作，以在条件稳定并且不变化时为MOSFET508周围的负载电流提供低电阻路径。每当VDS超过由电压源315提供的阈值电压，或者在MOSFET508的栅源电压低于由电压源118提供的阈值电压的情况下，例如，当MOSFET 508以电流限制模式工作时，通过信号STRESS关断MOSFET 506，以对其进行保护。可以将由电压源315限定的阈值电压设定为例如200mV，并且可以将电压源118的阈值电压设定为例如4.5V。
MOSFET 506只有在STRESS信号为低时才导通，表明MOSFET 508完全导通并且VDS低于由电压源315限定的阈值电压。因此，MOSFET 506可能具有非常低的导通电阻。因为MOSFET 506以低VDS导通，所以不需要大的SOA。MOSFET 506永远不会在饱和状态下工作，因此可以使用数个并联的MOSFET而不是MOSFET 506实现低导通电阻。此外，由比较器310产生的PATH_ON信号是从应力MOSFET 508的导通状态导出的。每当MOSFET 508导通时，便允许负载汲取电力。
在具有两个或更多个图11所示类型的控制器的HSSS配置中，存在MOSFET 506和508的栅极电压的不稳定和振荡的可能性。这一情况可能发生的原因是实际上两个并联HSSS通道并非完美匹配，并且一个将在另一个之前启动电流限制。当这种情况发生时，旁路MOSFET 506将关断，这会增加该通道的RDS(ON)，从而将电流转向到另一个HSSS通道。这一转向的电流将减少经过电流检测电阻器104的电流，并可能导致应力MOSFET 508离开电流限制，而这将再次导通旁路MOSFET 506，从而降低通道的RDS(ON)并增加到的电流限制的电流，在这一点处，循环重复并继续振荡。转向的电流将去往其他通道，并可能导致它们达到电流限制并同样开始振荡。由于噪声和功率损耗的原因，这一行为是不希望的。
为了防止此类行为，当旁路MOSFET 506关断时电流限制减小。这称为电流限制迟滞。如果电流限制减小的百分比大于旁路MOSFET 506关断所转向电流的百分比，则电路将保持处于电流限制而不发生振荡，直到离开电流限制。类似地，相邻的通道无法通过旁路MOSFET 506的关断而产生振荡。有两种方法可以实现这一迟滞。首先，可以通过切换电流或装置来调节放大器的偏移。这一方式很难从外部进行检测，但是由于偏移是固定的，因此并不灵活。第二种方法是在旁路MOSFET 506关断时在控制电路系统1112和电流检测电阻器104之间通过电阻器1110(Rhyst)将电流切换至检测端子之一。调整电阻器1110(Rhyst)的尺寸允许将迟滞量调整为在给定应用的最坏情况下保持稳定。
尽管在两个或更多个HSSS通道一起工作的情况下最需要电流限制迟滞，但在某些情况下，也可能在单个HSSS通道上振荡。如果热插拔驱动电阻性负载并进入电流限制，则旁路MOSFET 506将关断。这会增加开关的RDS(ON)并导致输出电压稍微下降，从而减小负载电流，这是因为负载是电阻性的。电流的这一减小可能导致控制电路系统1112离开电流限制并再次导通旁路MOSFET 506，从而提高输出并使其回到电流限制。防止这一情况所需的迟滞量很小。
因此，如上所述，可以通过COMM端子协调配置用于不同的分级方案的热插拔控制器。例如，LSSS控制器和并联控制器可以共享COMM端子以产生一个启动通道和3个并联通道。一个控制器可以配置为分级方法中的任一种，但是不同类型的控制器也可以使用COMM端子串联工作。
在本文所述的示例实施例中，每个控制器仅需要一个COMM端子来实现COMM信号电路系统，因为热插拔控制器达成一致共同工作以将导通、模式以及过电流状态传达给多个热插拔控制器，使得它们一起工作。不需要使用外部组件。然而，应理解，可以使用多个COMM端子和控制逻辑(例如，具有更多输入的“与”门)在热插拔控制器之间传达状态并且视情况依次打开/关闭热插拔控制器。而且，应理解，虽然本文的描述针对MOSFET，但是本领域技术人员应理解，也可以使用其他类型的开关，诸如多晶硅FET、继电器以及IGBT开关。
上面的详细描述包括对形成具体实施方式的一部分的附图的引用。附图通过说明的方式示出了可以实践本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也称为“示例”。本文件中引用的所有出版物、专利和专利文件均通过引用整体并入本文，就像通过引用将其单独并入一样。在本文档与通过引用方式并入的那些文档之间存在用法不一致的情况时，应将所并入引用中的用法视为对本文件中用法的补充；对于不能协调的不一致之处，以本文件中的用法为准。
在本文件中，独立于“至少一个”或“一个或多个”的任何其他情况或用法，专利文件中常见的术语“一个”或“一种”包括一个或多于一个。在本文档中，除非另有说明，否则术语“或”用于表示非排他性或，使得“A或B”包括“包括A但不包括B”，“包括B但不包括A”以及“包括A和B”。在所附权利要求中，术语“包含(including)”和“其中(in which)”被用作相应术语“包括(comprising)”和“其中(wherein)”的简明中文等同物。而且，在以下权利要求中，术语“包含”和“包括”是开放式的，即，除了权利要求中在这种术语之后列出的元件之外，还包含其他元件的系统、装置、制品或过程仍被认为落入该权利要求的范围内。此外，在以下权利要求中，术语“第一”、“第二”以及“第三”等仅用作标签，而不旨在对其对象施加数字要求。本文描述的方法示例可以至少部分是机器或计算机实现的。
以上描述意在是说明性的，而并非是限制性的。例如，上述示例(或其一个或多个方面)可以彼此组合使用。在阅读以上描述之后，可以例如由本领域的普通技术人员使用其他实施例。摘要依据37C.F.R.§1.72(b)提供，以允许读者快速确定技术公开的性质。提交时应理解，不会将其用于解释或限制权利要求的范围或含义。另外，在以上具体实施方式中，各种特征可以被组合在一起以简化本公开。这不应该被解释为未要求保护的公开特征对于任一项权利要求是必不可少的。相反，本发明主题可以在于少于特定公开实施例的所有特征。因此，以下权利要求据此并入具体实施方式中，其中每一项权利要求独立地作为单独的实施例。本发明的范围应参考所附权利要求以及此类权利要求所享有的等同物的全部范围来确定。

Claims (21)

1.一种热插拔控制器，其调节从输入节点到耦合至输出节点的负载的电力供应，包括：
至少一条限制电路，其被配置为控制连接在所述输入节点和所述负载之间的第一开关，以限制用于施加至所述负载的所述第一开关的输出电流；
控制逻辑电路，其确定所述第一开关的状态并输出局部状态信号；
通信电路，其响应于所述局部状态信号以在通信电路输出处建立对应于局部状态的电平；以及
通信端子，其响应于所述通信输出并且适于连接至第二热插拔控制器的第二通信端子，以所述将局部状态传递至所述第二热插拔控制器。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中所述通信电路在所述通信电路输出处建立对应于所述局部状态的电压或电流电平。
3.根据权利要求1所述的控制器，其中所述控制逻辑电路实现具有至少三种状态的状态图：第一状态，其中所有热插拔控制器关闭；第二状态，其中所有开关导通以进行正常工作；以及第三状态，其中所有开关已达到电流限制。
4.根据权利要求3所述的控制器，其中所述控制逻辑电路以进一步的状态实现所述状态图，所述进一步的状态包括第四状态，其中所有低应力分级启动开关导通，而所有其他开关关断，进一步包括在所述控制器进入所述第四状态时启动的第一定时器，其中在所述第一定时器于所述低应力分级启动开关成功为所述负载充电之前超时的情况下发出故障信号。
5.根据权利要求4所述的控制器，进一步包括第二定时器，所述第二定时器在所述控制器进入所述第三状态时启动，其中当所述第二定时器超时而所述控制器在所述第三状态中保持处于电流限制时，将所有开关关断。
6.根据权利要求4所述的控制器，其中当所述控制器处于所述第一状态时，所述通信电路向所述通信端子输出关闭信号，当所述控制器处于所述第四状态时，向所述通信端子输出低应力启动信号，当所述控制器处于所述第二状态时，向所述通信端子输出导通信号，并且当所述控制器处于所述第三状态时，向所述通信端子输出电流限制信号。
7.根据权利要求6所述的控制器，其中所述关闭信号具有在接地和第一阈值之间的电压，所述低应力启动信号具有在所述第一阈值和大于所述第一阈值的第二阈值之间的电压，所述导通信号具有在所述第二阈值和大于所述第二阈值的第三阈值之间的电压，并且所述电流限制信号具有大于所述第三阈值的电压。
8.根据权利要求7所述的控制器，其中当所述第二热插拔控制器处于不同于所述热插拔控制器的局部状态时，所述热插拔控制器和所述第二热插拔控制器进行仲裁，借此处于较低状态的所述热插拔控制器获胜并且所述较低状态变成所述热插拔控制器和所述第二热插拔控制器的有效全局状态。
9.根据权利要求1所述的控制器，其中所述第一开关与第一电流检测电阻器在所述输入节点和所述负载之间串联连接，并且所述第二开关与第二电流检测电阻器在所述输入节点和所述负载之间串联连接并被配置为与所述串联连接的第一开关和第一电流检测电路在所述输入节点和所述负载之间并联，其中第一限制电路使用第一电流限制放大器限制通过所述第一开关的电流，所述第一电流限制放大器将代表所述第一电流检测电阻器中电流的电压与由电压源产生的极限电压进行比较，以在所述第一电流检测电阻器中的检测电流超过所述极限电压确定的最大值时，控制所述第一开关来减小第一输出电流，并且第二限制电路使用第二电流限制放大器限制通过所述第二开关的电流，所述第二电流限制放大器将代表所述第二电流检测电阻器中电流的电压与所述电压源产生的所述极限电压进行比较，以在所述第二电流检测电阻器中的检测电流超过所述极限电压确定的所述最大值时，控制所述第二开关来减小第二输出电流。
10.根据权利要求9所述的控制器，进一步包括定时器电路，其在所述第一开关和所述第二开关均处于电流限制时启动，其中所述定时器电路设定所述第一开关和所述第二开关可以在电流限制下工作的最大时间；和启动定时器电路，其对所述第一开关的启动进行计时，并且在所述启动定时器电路于所述负载充满电之前超时的情况下发出启动故障信号。
11.根据权利要求1所述的控制器，其中所述第一开关与第一电流检测电阻器在所述输入节点和所述负载之间串联连接，并且所述第二开关与所述第一开关在所述第一电流检测电阻器和所述负载之间并联连接，其中第二限制电路在所述第一开关未处于电流限制时导通所述第二开关，并且在所述第一开关处于电流限制且所述第二开关处在其安全工作区外时关断所述第二开关。
12.根据权利要求1所述的控制器，进一步包括电流限制迟滞电路，在所述第二开关关断时，所述电流限制迟滞电路向由所述限制电路调节的电流加入偏移量。
13.根据权利要求12所述的控制器，其中在所述第一开关导通时，所述电流限制迟滞电路在电流检测电阻器与接地之间包括电阻器和电流源，在所述第二开关关断时，所述电流限制迟滞电路向由所述电流检测电阻器检测的电流加入电流。
14.根据权利要求1所述的控制器，进一步包括在所述输入节点和所述负载之间处于并联配置的多个串联连接的开关和电流检测电阻器。
15.根据权利要求14所述的控制器，进一步包括多个分流开关，所述分流开关在所述电流检测电阻器和所述负载之间与相应开关并联连接。
16.一种系统，其调节从输入节点到耦合至输出节点的负载的电力供应，包括：
第一热插拔控制器，其连接在所述输入节点和所述负载之间，所述第一热插拔控制器包括第一通信电路，所述第一通信电路将所述第一热插拔控制器的导通状态输出至第一通信端子；以及
第二热插拔控制器，其连接在所述输入节点和所述负载之间，所述第二热插拔控制器包括第二通信电路，所述第二通信电路将所述第二热插拔控制器的导通状态输出至第二通信端子；
其中所述第一通信端子连接至所述第二通信端子，使得所述第一热插拔控制器和所述第二热插拔控制器能够互相通信它们各自的导通状态。
17.根据权利要求16所述的系统，其中所述第一热插拔控制器包括低应力分级启动热插拔控制器，并且所述第二热插拔控制器包括高应力分级启动热插拔控制器。
18.根据权利要求16所述的系统，其中所述第一热插拔控制器包括低应力分级启动热插拔控制器，并且所述第二热插拔控制器包括并联热插拔控制器，所述并联热插拔控制器具有至少两个并联工作以限制所述输入节点和所述负载之间的电流的开关。
19.一种热插拔控制器，其调节从输入节点到耦合至输出节点的负载的电力供应，包括：
输入端子，其通过第一开关接收指示所述输入节点和所述负载之间的电流的信号；以及
电流限制电路，其包括电流限制迟滞电路，当与所述第一开关并联的第二开关关断时，所述电流限制迟滞电路向由所述电流限制电路调节的电流加入偏移量。
20.根据权利要求19所述的控制器，其中在所述第一开关导通时，所述电流限制迟滞电路在电流检测电阻器和接地之间包括电阻器和电流源，在所述第二开关关断时，所述电流限制迟滞电路向由所述电流检测电阻器检测的电流加入电流。
21.根据权利要求19所述的控制器，其中所述电流限制电路提供控制输出，以在所述第一开关未处于电流限制时导通所述第二开关，并且在所述第一开关处于电流限制或所述第二开关处于其安全工作区之外时关断所述第二开关。
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