CN112335263A - 跨导放大器 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种包括跨导放大器的集成电路，该跨导放大器可连接至微机电系统(MEMS)换能器。跨导放大器包括联接至第一电流输送器的第一输入端和联接至第二电流输送器的第二输入端，以通过共享的参考电阻器将单端或差分换能器信号电压转换成表示换能器信号电压的中间信号电流。跨导放大器还包括第一输出电路和第二输出电路，该第一输出电路和第二输出电路联接至共享的参考电阻器并被配置成将中间电流信号转换成通过第一输出端子和第二输出端子的对应差分输出电流信号，以驱动负载。

Description

跨导放大器
相关专利申请的交叉引用
本申请要求于2018年6月19日提交的美国临时专利申请No.62/687,198以及于2018年6月27日提交的美国临时专利申请No.62/690,863的权益和优先权，上述美国临时专利申请中的每一者的全部公开内容通过引用并入本文。
背景技术
某些通常是便携式的通信和计算设备(诸如，智能电话、智能扬声器、IoT(物联网)设备、移动电话、平板电脑等)是通常由可再充电电池源供电的紧凑型设备。紧凑的尺寸和电池源严重限制了在这种便携式通信设备或其它类型的便携式或固定式电子设备中使用的换能器和传感器放大电路(诸如，麦克风放大电路、加速度计放大器、陀螺仪放大器、压力传感器放大电路等)的最大可接受尺寸和/或功耗。
此外，使用麦克风和麦克风放大电路的这种紧凑型设备具有相对有限的过载余量(margin)，这可能导致失真的或“经削波的”放大的麦克风信号，特别是对于使用基于电压的放大器等的这种设备。在信号过载或发生放大的换能器信号的其它类型的失真之前，仍然需要增大余量。过载和失真问题通常是由有源放大电路和诸如信号处理电路的传统前置放大器的元件的饱和引起的。
附图说明
结合附图，根据下面的描述和所附权利要求书，本公开的前述特征和其它特征将变得更加完全显而易见。这些附图仅描绘了根据本公开的多个实施方式，因此，不应视为限制本公开的范围。下面结合附图更详细地描述各种实施方式。
图1示出了根据各种实施方式的示例性跨导放大器的顶层(top-level)框图，
图2示出了根据优选实施方式的示例性跨导放大器的一半的示意性电路图，
图3示出了跨导放大器的AB类输出级的差分输出电流作为跨导放大器的第一输入端和第二输入端处的差分输入信号电压信号Vin的函数的曲线图，以及放大器的对应跨导(gm)的曲线图，
图4示出了通过跨导放大器的AB类输出级的高侧(high-side)输出晶体管和低侧(low-side)输出晶体管的相应电流作为差分输入信号电压信号的函数的曲线图，
图5示出了对于差分输入信号电压的全标度或最大电平以及对于差分输入信号电压的零电平的跨导放大器的差分输出电流的A加权频谱，
图6示出了示例性微型麦克风组件的电气框图，该示例性微型麦克风组件包括联接至示例性跨导放大器的MEMS换能器元件；以及
图7示出了示例性微型麦克风组件的横向截面图。
在下文中，参照附图描述跨导放大器的各种实施方式的详细描述。技术人员将理解，为了清楚起见，附图是示意性的并且被简化，因此附图仅示出了对于理解本公开必不可少的细节，而省略了其它细节。贯穿全文，相似的附图标记指代相似的元件或部件。因此，不必关于各个附图详细描述相似的元件或部件。还将理解，可以以特定的发生顺序描述或描绘某些动作和/或步骤，而本领域技术人员将理解，实际上不需要关于序列的这种特异性。
具体实施方式
图1示出了示例性跨导放大器604的顶层框图，该示例性跨导放大器604适合于集成或并入各种类型的处理电路中，以放大或缓冲来自各种类型的传感器和换能器(特别是诸如电容式麦克风换能器、压电换能器等的电容式传感器)的信号。跨导放大器604可以例如使用CMOS半导体制造工艺被制造在集成电路上。技术人员将理解，跨导放大器604可以替代地用作用于各种类型的传感器(如超声传感器、光学或压电陶瓷加速度计、应变仪设备等)的传感器放大器。这些以及其它合适的传感器和换能器可以使用微机电系统(MEMS)或其它已知或将来的技术来制造。
跨导放大器604包括电连接至公共的或共享的参考电阻器或电阻2*R的第一电流输送器604a和第二电流输送器604b。第一电流输送器604a的输入端(input)Ya和第二电流输送器604b的Yb输入端形成跨导放大器604的差分输入端。输入端Ya、Yb电连接至换能器元件，该换能器元件由信号源VMEMS和等效发生器电容CMEMS表示。换能器元件可以包括MEMS换能器元件。输入端Ya、Yb中的一者可以另外连接至直流偏置电压源(未示出)，以在跨导放大器604的第一输入端Ya和第二输入端Yb处设置适当的直流偏置电压。换能器元件响应于撞击声而生成差分换能器信号电压信号Vin，并且该差分换能器信号电压信号被施加至跨导放大器604的由输入端Ya、Yb形成的差分输入端。
技术人员将理解，其它实施方式可以利用单端换能器信号电压，使得换能器输出端联接至输入端Ya、Yb中的一者，而另一换能器输出端连接至地或固定的直流参考电压。
第一电流输送器604a和第二电流输送器604b被配置成使用共享的参考电阻器2*R共同将单端或差分换能器信号电压转换成表示换能器信号电压Vin的中间信号电流IR，如下面参考图2的电路图另外详细讨论的。中间信号电流IR分别流过第一电流输送器604a的第一内部节点Xa和第二电流输送器604b的第二内部节点Xb。跨导放大器604另外包括第一输出电路和第二输出电路(未示出)，所述第一输出电路和第二输出电路联接至共享的参考电阻器2*R并被配置成将中间电流信号IR转换成流过跨导放大器604的一对输出端子Za和Zb的对应差分输出电流信号IoP、IoN。中间电流信号IR到差分输出电流信号IoP、IoN的转换可以通过第一电流镜(current mirror)装置和第二电流镜装置(未示出)来执行，如在说明书的其它位置另外详细讨论的。跨导放大器604的负载C负载电连接至输出端子Za和Zb，使得跨导放大器604将驱动电流和电压供应至负载。技术人员将理解，各种类型的电阻式、电感式或电容式负载可以取决于特定应用而联接至输出端子Za和Zb并且在所有情况下由差分输出电流信号IoP、IoN驱动。
图2示出了第一电流输送器604a的示意性电路图，该示意性电路图可以在很大程度上对应于先前讨论的跨导放大器604的一半。跨导放大器604优选地适合于集成或并入如下文另外讨论的MEMS麦克风组件100的集成处理电路122中。示意性电路图基本上描绘了以上讨论的完整跨导放大器604的一半。第一电流输送器604a接收并转换来自MEMS换能器元件的换能器信号电压的一个输入极性，而跨导放大器604的对应第二半(未示出)处理麦克风信号电压的相反极性。因此，在跨导放大器104的所例示输出节点Za与其互补输出节点(图1的Zb)之间生成了或提供了表示换能器信号电压的差分输出电流信号或放大的电流信号。跨导放大器604的完整电路(即，两个半电路)优选地是完全对称的，使得在共享的参考电阻或电阻器2*R的中点处的公共节点614对于平衡的或差分输入信号(诸如先前讨论的差分麦克风信号电压)是恒定的(即，没有信号电压摆幅)。电压源Vq只是允许电流流动的跨导放大器604的第二半电路内的中间信号电流IR的返回路径的象征性例示。
电阻器R表示共享的参考电阻器2*R的一半。共享的参考电阻器2*R的电阻设置跨导放大器604的输入级的中间跨导。共享的参考电阻器2*R的电阻可以在1kΩ至5kΩ之间，从而导致介于0.2mS至1mS之间的中间跨导。
第一电流输送器604a的输入级被配置成将换能器信号电压的第一极性施加至电阻器R，该电阻器R表示如上所述的共享的参考电阻器2*R的一半。技术人员将理解，第二电流输送器604b的拓扑和部件名义上与第一电流输送器604a的拓扑和部件相同。因此，第二输入级(未示出)被配置成将换能器信号电压的第二极性施加至共享的参考电阻器，使得共享的参考电阻器确定第一输入级604a和第二输入级604b的中间跨导。
第一电流输送器604a的输入级包括输入晶体管M1，该输入晶体管M1可以包括MOSFET或JFET，因为这些器件中的每一个都表现出非常大的输入阻抗。输入晶体管M1可以例如是本地NMOS晶体管。换能器信号电压的正极性或相位被施加至输入晶体管M1的控制(即，栅极)端子，该栅极端子可以直接连接至MEMS换能器元件的背板和振膜中的一者。由于M1的栅极端子处的大输入阻抗，所以与输入晶体管M1的连接可能并不表示MEMS换能器元件的显著电负载。通过一对输入偏置电流源IP 609、IP 607来固定通过输入晶体管M1的直流偏置电流。第一或高侧输入偏置电流源609与M1的漏极端子串联连接，并且第二或低侧输入偏置电流源607与M1的源极端子串联连接。输入偏置电流源IP 609、IP 607的直流偏置电流基本相等，使得尽管换能器信号电压发生变化，通过M1的直流偏置电流也大致保持恒定。这种机制或特性使M1的栅极-源极电压保持基本恒定，因此导致将第一极性换能器信号电压复制到或传送到参考电阻器R。直流输入偏置电流可以例如设置为介于10μA至100μA之间的值，其中较高的偏置电流通常降低输入参考噪声电压，尽管是以增大功耗为代价的。
跨导放大器604另外包括输出电路，该输出电路包括第一AB类输出级610和第一输出偏置电路606，该第一输出偏置电路606被配置成设置通过第一AB类输出级610的预定静态电流或直流偏置电流。第一AB类输出级610包括由相应栅极驱动电压VGP和VGN驱动的互补的PMOS/NMOS输出晶体管Mpo和Mno。PMOS/NMOS输出晶体管Mpo和Mno串联连接在第一电源电压(例如，正直流电源电压)VDD与负直流电源电压或地GND之间。第一电流输送器604a的输出节点Za以及因此跨导放大器604的第一输出节点或端子是输出晶体管Mpo与Mno之间的中点连接。技术人员将理解，跨导放大器604的替代实施方式可以包括与第一输出晶体管Mpo串联连接的第一共源共栅(cascode)晶体管以及与第二输出晶体管Mno串联连接的第二共源共栅晶体管，例如以提高第一AB类输出级610的线性度或电源抑制。正直流电源电压VDD可以介于1.2V至3.3V之间(诸如约1.4V)，这取决于应用的特定要求和用于跨导放大器604的集成的特定半导体工艺的特性。针对典型的麦克风应用，可以将整个跨导放大器604的静态电流消耗设置为介于75μA至250μA之间的值。
第一输出偏置电路606通过控制相应直流栅极电压VGP和VGN来设置通过互补的PMOS/NMOS输出晶体管Mpo和Mno的适当的直流偏置电流或静态电流。如下文讨论的，第一输出偏置电路606另外通过使误差电流通过而用作电流反馈回路的一部分或者还形成电流反馈回路的一部分。第一输出偏置电路606可以至少在一些实施方式中通过反馈机制经由反馈栏(feedback column)或电路608来感测PMOS/NMOS输出晶体管的栅极电压VGP和VGN。通过这种反馈机制，AB偏置电路606可以设置PMOS/NMOS输出晶体管的静态工作条件。因此，在静态条件(即，在零换能器信号电压)下，第一输出偏置电路设置或控制流过输出晶体管Mpo和Mno的直流偏置电流。AB偏置电路606被配置成使得AB类输出级610中的静态电流显著小于AB类输出级的最大输出电流。在跨导放大器604的一些示例性实施方式中，AB类输出级610中的静态电流可以在1μA至10μA之间，而最大输出信号电流可以在100μA至1000μA之间(诸如大约200μA)。
第一输出偏置电路606还包括电流反馈回路，该电流反馈回路通过第一输出偏置电路606的一对PMOS源极跟随器负载从第一输入晶体管M1的漏极端子603联接。所述一对PMOS源极跟随器用作电流缓冲电路，该电流缓冲电路对从M1的漏极端子603流出并流过所述一对PMOS源极跟随器负载的漏极端子的误差电流Ie进行缓冲。经缓冲的误差电流(Ie)被配置成调节AB类输出级的第一输出晶体管Mpo的相应栅极电压VGP和第二输出晶体管Mno的相应栅极电压VGN，以及反馈栏608的反馈晶体管Mpf和Mnf中的电流，使得通过第一输出晶体管Mpo和第二输出晶体管Mno的相应信号电流被设置为实现第一输入晶体管M1周围的电流平衡。由于相应栅极驱动电压VGP和VGN的变化，通过第一输出晶体管和第二输出晶体管的相应信号电流被调节。电流反馈回路迫使从反馈栏608流出的中间电流信号IR与在节点Xa流入或进入参考电阻器R的IR大致相同。因此，当电流反馈回路在稳定状态或条件下工作时，电流反馈回路将误差电流Ie调节为大致为零。
第一输出电路包括第一推挽式(push-pull)电流镜装置，该第一推挽式电流镜装置被配置成将中间电流信号IR复制到第一AB类输出级，以生成差分输出电流信号的第一极性或相位IoP。第一推挽式电流镜装置包括反馈栏或电路608，该反馈栏或电路608在MOSFETMpf和Mnf的相应漏极端子之间的中点连接处包括连接至参考电阻器R的第一端的输出节点611，以将中间信号电流IR的第一极性汇总(sink)并提供(source)给参考电阻器R。参考电阻器R的第一端也连接至内部节点Xa。反馈栏或电路608的PMOS晶体管Mpf的栅极端子连接至AB类输出级610的第一或高侧PMOS输出晶体管Mpo的栅极端子，使得从输出电路的PMOS晶体管Mpf的漏极流出或流入输出电路的PMOS晶体管Mpf的漏极的中间信号电流被复制或镜像到AB类输出级610的高侧PMOS输出晶体管Mpo的漏极端子，用于输出电流信号IoP的正极性(即，提供输出电流信号IoP)。以对应的方式，反馈电路608的NMOS晶体管Mnf的栅极端子连接至AB类输出级610的第二或低侧NMOS输出晶体管Mno的栅极端子，使得从Mnf的漏极流出或流入Mnf的漏极的中间信号电流被复制或镜像到Mno的漏极端子，用于输出电流信号IoP的负极性的汇总。实际上，将中间信号电流IR镜像或复制到高侧输出晶体管Mpo和低侧输出晶体管Mno控制了输出电流信号的幅度或电平。技术人员将理解，Mpf与Mpo之间的电流镜连接以及Mnf与Mno之间的电流镜连接可以被配置成通过选择MOS晶体管Mpf和Mpo的适当相对尺寸以及Mnf与Mno之间的适当相对尺寸来提供电流放大、电流衰减或1：1的电流复制。在一些实施方式中，第一推挽式电流镜装置被配置成提供中间信号电流IR关于2-20的放大(诸如介于8至12之间的放大)。
技术人员将理解，第一输出电路可以包括被配置成将中间电流信号IR复制到一个或更多个附加的AB类输出级的一个或更多个推挽式电流镜装置。因此，可以容易地提供差分输出信号电流的多个并且可能被不同地缩放的副本。
技术人员将理解，跨导放大器604的跨导(gm)由先前讨论的中间跨导确定，由共享的参考电阻器2*R的电阻以及第一推挽式电流镜装置和第二推挽式电流镜装置的电流放大控制。在第一推挽式电流镜装置和第二推挽式电流镜装置中的每一者的放大是1(即，电流复制)的情况下，跨导放大器604的跨导(gm)可以仅由如上讨论的共享的参考电阻器的电阻来控制。
AB类输出级610通常在不具有从第一电流输送器的输出节点Za和第二电流输送器的输出节点Zb返回到跨导放大器604的输入节点Ya、Yb的电压信号反馈的情况下工作。在AB类输出级610周围缺乏电压信号反馈确保了跨导放大器604在输出节点612表现出高输出阻抗，出于在说明书的其它位置另外详细讨论的原因，这是有益的。跨导放大器604可以被设计成或配置成表现出在1kHz下测量的输出阻抗大于1MΩ，或者优选地大于10MΩ(诸如大于50MΩ)。
技术人员将理解，当AB类输出级610缺乏输出信号反馈时，流过输出晶体管MPO和Mno的相对较高的噪声电流将导致跨导放大器604的不可接受的噪声性能。已经通过在AB类输出级610中运行的上述小电平静态电流(例如，约3μA)处理并解决了这个问题。在输入端的麦克风信号电压小或为零时，AB类输出级的小静态电流导致低噪声电流。另一方面，如上所述，在差分输出信号电流的电平增大时，AB类输出级的更大的最大输出电流能力导致AB类输出级610中的增大的噪声电平，使得AB类输出级610的噪声电平取决于麦克风信号电压的电平或大小。然而，这对于许多应用(特别是音频应用)是完全可接受的，因为在大输出电流信号下，AB类输出级610的较高噪声电平在感知上被音频信号的高电平掩盖了。
因此，跨导放大器604表现出大动态范围、令人满意的噪声性能、大输出阻抗和低静态电流/功耗。
图3示出了AB类输出级的差分输出电流io＝(ioP-ioN)作为施加在先前公开的跨导放大器的第一输入端Ya和第二输入端Yb处的差分输入信号电压信号Vin的函数的第一曲线图303以及放大器的对应(计算的)跨导(gm)的第二曲线图305。这些曲线图示出了跨导放大器的晶体管级模型的模拟结果。因此，第一曲线图303是从0.0V到1.0V的直流扫描，例示了示例性跨导放大器的大信号行为。x轴的单位为伏，而示出作为直流输入电压的函数的差分输出电流的y轴的单位为μA。示例性跨导放大器的第一输入端和第二输入端处的直流偏置电压设置由标有VQ的箭头指示并且约为0.50V。技术人员将注意到，在很大的差分输入信号电压信号Vin(至少从约0.1伏至0.85伏)范围内，差分输出电流表现出良好的线性度。在该直流输入电压范围内，跨导放大器的近恒定跨导(gm)也反映出良好的线性度。线性范围内的跨导(gm)为约0.48mS，对应于约
Figure BDA0002842754840000081
图4示出了通过跨导放大器的AB类输出级610的高侧和低侧PMOS/NMOS输出晶体管Mpo、Mno的相应电流作为施加在先前公开的跨导放大器的第一输入端Ya和第二输入端Yb处的差分输入信号电压信号Vin的函数的曲线图。这些曲线图示出了跨导放大器的晶体管级模型的模拟结果。标记为“NMOS”的虚线曲线图是通过NMOS输出晶体管Mno的电流，并且标记为“PMOS”的实线曲线图是通过PMOS输出晶体管Mpo的电流。x轴的单位是伏，而示出晶体管电流的y轴的单位是μA。示例性跨导放大器的第一输入端和第二输入端处的直流偏置电压设置由标有VQ的箭头指示并且约为0.50V。因此，NMOS曲线图和PMOS曲线图示出了跨导放大器的AB类输出级610的各个PMOS输出晶体管和NMOS输出晶体管的大信号行为。技术人员将注意到，通过第一AB类输出级的静态电流(对应于约0.5V的直流输入电压VQ)约为2μA-3μA，而对于约0.1V的小直流输入电压，通过NMOS输出晶体管Mno的电流达到约100μA的最大值，并且对于超过VQ的差分输入电压，下降至约2μA-3μA的静态电流电平。对于接近1.0V的直流输入电压，通过PMOS输出晶体管Mpo的电流的最大值约为100μA，并且对于低于VQ的差分输入电压，迅速下降至约2μA-3μA的静态电流电平。这些结果证实了AB类输出级610的AB类行为，其在静态条件和大信号条件下的输出晶体管电流之间存在明显差异。
图5示出了对于差分输入信号电压的全标度电平或零电平的跨导放大器的差分输出电流的A加权频谱。第一频谱510对应于差分输入信号电压Vin的零电平(即，对应于静态条件)，并且示出了在所描绘的线性频率标度上从0Hz到20kHz的频率上略有变化的本底噪声。第二频谱512对应于用于6kHz测试或刺激音调的差分输入信号电压Vin的全标度电平(即，接近跨导放大器的过载极限的信号电平)。当然，测试音调分量514在第二频谱512中清晰可见，并且测试音调的二次谐波分量516和三次谐波分量518也清楚地突出于本底噪声之上，因此表明操作接近过载极限。
最后，通过比较第一频谱510和第二频谱512，先前讨论的输出信号电流的本底噪声的信号电平相关调制是显而易见的。这种噪声调制反映了与缺乏针对跨导放大器的输入的输出信号反馈相结合的、通过AB类输出级的输出晶体管的电流随信号电平变化的变化。
图6示出了示例性微型换能器组件100的示意性框图，该示例性微型换能器组件100包括联接至先前讨论的跨导放大器604的MEMS换能器元件102。MEMS换能器元件102可以设置在壳体(图7所例示)中。MEMS换能器元件102被配置成将诸如声压的第一物理变量转换成在换能器输出端101a处的换能器信号电压。换能器信号电压可以作为单端信号或差分信号经由节点101b施加至跨导放大器604的输入端Ya、Yb中的一者或两者。跨导放大器604是微型换能器组件100的处理电路或放大路径122的一部分。处理电路122可以使用亚微米CMOS技术或任何其它合适的半导体制造技术形成为单独的集成电路。跨导放大器接收由换能器元件102产生的换能器信号电压。作为输出，跨导放大器604根据跨导放大器604的预定跨导(gm)生成表示换能器信号电压的差分输出电流信号。跨导放大器604的差分输出电流信号(例如，放大的电流信号)经由互连的输入端子(或节点)和输出端子(或节点)101c、101d供应至电流输入模数转换器(I-ADC)106的输入端。电流输入模数转换器(I-ADC)106因此形成根据本实施方式的跨导放大器604的负载。
I-ADC 106可以被配置成对放大的电流信号进行采样和量化，以生成对应数字麦克风信号。电流输入模数转换器(I-ADC)106可以至少包括第一积分器级(例如，电流敏感的第一积分器级)，以接收放大的电流信号。电流输入模数转换器I-ADC 106可以适于根据特定的转换器类型产生表示换能器信号电压的多位或一位数字麦克风信号。在本上下文中，跨导放大器的一个有益特性是相对较大(例如，甚至在GΩ范围内)的输入阻抗。在一些实施方式中，跨导放大器604的输入阻抗大于100MΩ(诸如大于1GΩ)。
如所提到的，跨导放大器604根据跨导放大器604的在图3中表示为‘gm’的跨导来转换和/或放大所接收的换能器信号电压(在图6中表示为‘Vtr’)，并且根据Iout＝gm*Vtr产生放大的或缓冲的电流换能器(在图6中表示为‘Iout’)。对于跨导放大器604，无因次放大因子由gm*RP给出，其中RP是跨导放大器604的开环负载电阻(或等效阻抗)。RP是高阻抗(参见下文)。
另外，提供大的放大系数‘gm*RP’还减小了或最小化了微型换能器组件100的噪声，从而最大化了信噪比(SNR)，如下所述。如前所述，跨导放大器604的输出表现出高阻抗，并且在一些实施方式中，跨导放大器的在1kHz下由连接至节点101c的元件的输出阻抗形成的负载电阻RP或等效阻抗大于1MΩ，优选地大于10MΩ(诸如大于50MΩ)。在一些实施方式中，预定跨导gm大于1/(200kΩ)，并且优选地大于1/(2kΩ)。电流输入模数转换器(I-ADC)106使得能够使用如本文所公开的跨导放大器604的高阻抗输出特性，并且使得能够显著降低噪声。
因此，为了减小总噪声电压，gm和RP的乘积应该较大(例如至少大于5)，如下文和本文所述。对于给定用途或应用，例如可以通过将gm和/或RP的相应值增加到最大的实际可能值来降低总噪声电压。较大的RP值降低了其相关联的噪声I噪声,RP，这很容易在集成电路半导体技术中实现。此外，gm*RP应该等于或大于预定值，例如约5，优选地大于10，更优选地大于20或大于50，更优选地大于200或大于1000。这些范围显著降低了来自第一积分器级402的噪声贡献。在一些实施方式中，当预定跨导gm大于1/(200kΩ)并且优选地大于1/(2kΩ)时，跨导放大器在1kHz下的负载电阻(或其等效阻抗)RP大于1MΩ，优选地大于10MΩ(诸如大于50MΩ)。在一些实施方式中，跨导放大器在1kHz下的负载电阻(或其等效阻抗)RP为约5MΩ，并且预定跨导gm为约1/(5kΩ)。在一些其它实施方式中，跨导放大器在1kHz下的负载电阻(或其等效阻抗)RP为约10MΩ，并且预定跨导gm为约1/(2.5kΩ)。
在电流输入模数转换器I-ADC 106的输出端处供应的数字编码的换能器信号被提供给数字命令和控制接口110(在图3中用SDAT表示)的可选输入端。数字命令和控制接口110可以被配置成从便携式通信设备(例如，智能电话)的主机处理器(未示出)接收各种类型的数据命令。命令/控制接口110可以包括单独的时钟线116(CLK)，该时钟线116对在接口110的数据线118(DATA)上的数据进行计时。命令和控制接口110可以包括根据各种串行数据通信协议(例如，I2C、USB、UART、SoundWire或SPI)的标准化数据通信接口。在一些实施方式中，命令和控制接口110被配置成根据接口110的相关协议来对数字换能器信号进行构造和编码，并将数字编码的换能器信号发送至主机处理器。与本跨导放大器604和电流输入模数转换器(I-ADC)106之间的互连和协作相关联的另外的方面和协同益处在申请人的共同未决的美国申请No.62/687,19中详细讨论，该美国申请的全部内容通过引用包含于此。
图7是穿过上文讨论的换能器组件的特定实施方式的壳体的横向截面图。在本实施方式中，MEMS换能器元件102包括用于捕获和转换可听范围内的声音信号的电容式声换能器(即，MEMS麦克风元件)，以提供微型麦克风组件100。电容式换能器元件102被配置成将在20Hz与20kHz之间的可听范围的至少一部分中的传入声音转换成对应数字编码的麦克风信号。电容式换能器元件102可以例如表现出介于0.5pF与10pF之间的换能器电容。电容性换能器元件可以包括第一相互充电的换能器板和第二相互充电的换能器板(例如，分别是振膜135和背板136)，从而供应麦克风信号。可以通过适当的高阻抗直流偏置电压电源(未示出)将电荷注入到振膜135和背板136中的一者上。麦克风组件100另外包括前面讨论的处理电路122，该处理电路122可以包括半导体管芯(例如集成了本文公开的各种模拟电路和数字电路的混合信号CMOS半导体器件)。处理电路122例如在形状和尺寸上适于安装在组件100的基板或载体元件111上，其中载体元件同样支撑电容式换能器元件102。麦克风组件100包括安装在基板或载体元件111的外围边缘上的壳体盖103，使得壳体盖103和载体元件111共同形成麦克风壳体，该麦克风壳体包围并保护组件100的换能器元件102和处理电路122。麦克风壳体可以包括穿过载体元件111或者在其它实施方式中穿过壳体盖103突出的声入口或声端口109，以将声波传送到换能器元件102。
换能器元件102响应于撞击声而在换能器输出端生成麦克风信号(例如，参见图3的条目101a)。换能器输出端可以例如包括元件102的焊盘或端子，该焊盘或端子经由将换能器元件102的相应信号焊盘或端子和处理电路122电互连的一个或更多个接合线107电联接至处理电路122。
本公开的一些方面涉及包括跨导放大器的集成电路。跨导放大器例如经由包括适当的电线或迹线的公共载体基板可连接至微机电系统(MEMS)换能器。下面参照附图详细描述集成电路的实施方式。
本公开的一些方面涉及包括跨导放大器的集成电路，该跨导放大器可连接至微机电系统(MEMS)换能器。跨导放大器包括联接至第一电流输送器的第一输入端和联接至第二电流输送器的第二输入端，以通过共享的参考电阻器将单端或差分换能器信号电压转换成表示换能器信号电压的中间信号电流。跨导放大器还包括第一输出电路和第二输出电路，该第一输出电路和第二输出电路联接至共享的参考电阻器并被配置成将中间电流信号转换成通过第一输出端子和第二输出端子的对应差分输出电流信号，以驱动负载。跨导放大器的某些实施方式包括第一AB类输出级和第二AB类输出级，以最小化跨导放大器的静态电流消耗，而不会损害大换能器信号电压下的负载驱动能力。在多个实施方式中，第一AB类输出级和第二AB类输出级在不具有分别从跨导放大器的第一输出端子和第二输出端子回到第一输入端和第二输入端的任何电压信号反馈的情况下联接。AB类输出级周围缺乏电压反馈确保了跨导放大器表现出高输出阻抗，出于在说明书的其它位置另外详细讨论的原因，这是有益的特性。跨导放大器可以被设计成或配置成表现出在1kHz下测量的输出阻抗大于1MΩ，或者优选地大于10MΩ(诸如大于50MΩ)。
本公开的一些方面涉及麦克风组件，该麦克风组件包括壳体和设置在壳体中的微机电系统换能器元件。换能器元件被配置成在换能器输出端将声音转换成换能器信号电压。麦克风组件另外包括上述集成电路，该集成电路包括跨导放大器。跨导放大器的第一输入端和第二输入端中的至少一者连接至换能器输出端，以接收换能器信号电压。麦克风组件可以另外包括模数转换器(I-ADC)，该模数转换器包括被连接以接收差分输出电流信号的第一输入节点和第二输入节点，所述模数转换器(I-ADC)被配置成对放大的电流信号进行采样和量化，以生成对应数字换能器信号。

Claims (20)

1.一种集成电路，所述集成电路包括：
MEMS换能器；以及
跨导放大器，所述跨导放大器联接至所述MEMS换能器，所述跨导放大器包括：
联接至第一电流输送器的第一输入端和联接至第二电流输送器的第二输入端，以通过共享的参考电阻器将单端或差分换能器信号电压转换成表示所述换能器信号电压的中间信号电流；以及
第一输出电路和第二输出电路，所述第一输出电路和所述第二输出电路联接至所述共享的参考电阻器并被配置成将所述中间电流信号转换成通过第一输出端子和第二输出端子的对应差分输出电流信号，以驱动负载。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中：
所述第一输出电路包括第一AB类输出级和第一输出偏置电路，所述第一输出偏置电路被配置成对通过所述第一AB类输出级的预定静态电流进行设置；并且
所述第二输出电路包括第二AB类输出级和第二输出偏置电路，所述第二输出偏置电路被配置成对通过所述第二AB类输出级的预定静态电流进行设置。
3.根据权利要求2所述的集成电路，其中：
所述跨导放大器的所述第一AB类输出级包括串联连接在正直流电源电压与负直流电源电压之间的第一输出晶体管和第二输出晶体管，所述第一输出端子包括所述第一输出晶体管与所述第二输出晶体管之间的连接；并且
所述第二AB类输出级包括串联连接在所述正直流电源电压与所述负直流电源电压之间的第三输出晶体管和第四输出晶体管，所述第二输出端子包括所述第三输出晶体管与所述第二输出晶体管之间的连接。
4.根据权利要求1所述的集成电路，其中：
所述第一电流输送器包括第一输入级，所述第一输入级被配置成将所述换能器信号电压的第一极性施加至所述共享的参考电阻器；并且
所述第二电流输送器包括第二输入级，所述第二输入级被配置成将所述换能器信号电压的第二极性施加至所述共享的参考电阻器，使得所述共享的参考电阻器确定所述第一输入级和所述第二输入级的中间跨导。
5.根据权利要求4所述的集成电路，其中：
所述第一输入级包括：
第一输入晶体管，所述第一输入晶体管包括用于接收所述换能器信号电压的所述第一极性的第一控制端子；
第一输入偏置电流源，所述第一输入偏置电流源与所述第一输入晶体管的漏极端子或集电极端子串联连接，以对通过所述第一输入晶体管的预定偏置电流进行设置；以及
第二输入偏置电流源，所述第二输入偏置电流源与所述第一输入晶体管的源极端子或发射极端子串联连接，以使得尽管所述换能器信号电压发生变化也保持通过所述第一输入晶体管的所述预定偏置电流；并且
所述第二输入级包括：
第二输入晶体管，所述第二输入晶体管包括用于接收所述换能器信号电压的所述第二极性的第一栅极端子；
第三输入偏置电流源，所述第三输入偏置电流源与所述第二输入晶体管的漏极端子串联连接，以对通过所述第二输入晶体管的预定偏置电流进行设置；以及
第四输入偏置电流源，所述第四输入偏置电流源与所述第二输入晶体管的源极端子串联连接，以使得尽管所述换能器信号电压发生变化也保持通过所述第二输入晶体管的所述预定偏置电流。
6.根据权利要求4所述的集成电路，其中：
所述第一输出电路包括第一推挽式电流镜装置，所述第一推挽式电流镜装置被配置成将所述中间电流信号复制到所述第一AB类输出级，以生成所述差分输出电流信号的第一极性；并且
所述第二输出电路包括第二推挽式电流镜装置，所述第二推挽式电流镜装置被配置成将所述中间电流信号复制到所述第二AB类输出级，以生成所述差分输出电流信号的第二极性。
7.根据权利要求6所述的集成电路，其中：
所述第一推挽式电流镜装置包括连接至所述共享的参考电阻器的第一端的输出节点，以将所述中间信号电流的第一极性汇总并提供给所述共享的参考电阻器；并且
所述第二推挽式电流镜包括连接至所述共享的参考电阻器的第二端的输出节点，以将所述中间信号电流的第二极性汇总并提供给所述共享的参考电阻器。
8.根据权利要求7所述的集成电路，其中：
所述第一输出偏置电路被配置成对所述第一推挽式电流镜装置的PMOS晶体管和NMOS晶体管的相应栅极-源极电压进行设置；并且
所述第二输出偏置电路被配置成对所述第二推挽式电流镜装置的PMOS晶体管和NMOS晶体管的相应栅极-源极电压进行设置。
9.根据权利要求8所述的集成电路，其中：
所述第一推挽式电流镜的所述PMOS晶体管的栅极端子联接至所述第一AB类输出级的所述第一输出晶体管的栅极端子；
所述第一推挽式电流镜的所述NMOS晶体管的栅极端子联接至所述第一AB类输出级的所述第二输出晶体管的栅极端子；
所述第二推挽式电流镜的所述PMOS晶体管的栅极端子联接至所述第二AB类输出级的所述第一输出晶体管的栅极端子；以及
所述第二推挽式电流镜的所述NMOS晶体管的栅极端子联接至所述第二AB类输出级的所述第二输出晶体管的栅极端子。
10.根据权利要求9所述的集成电路，所述集成电路还包括：
第一电流反馈回路，所述第一电流反馈回路从所述第一输入晶体管的漏极端子或集电极端子联接至所述第一输出偏置电路，以通过使第一误差电流通过第一电流缓冲电路来设置通过所述第一AB类输出级的所述差分输出电流信号，所述误差电流被配置成调节所述第一AB类输出级的所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管的相应栅极电压，使得通过所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管的相应信号电流在所述第一输入晶体管周围实现电流平衡；以及
第二电流反馈回路，所述第二电流反馈回路从所述第二输入晶体管的漏极端子或集电极端子联接至所述第二输出偏置电路，以通过使第二误差电流通过第二电流缓冲电路来设置通过所述第二AB类输出级的所述差分输出电流信号，所述第二误差电流被配置成调节所述第二AB类输出级的所述第三输出晶体管和所述第四输出晶体管的相应栅极电压，使得通过所述第三输出晶体管和所述第四输出晶体管的相应信号电流在所述第四输入晶体管周围实现电流平衡。
11.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述跨导放大器的预定跨导大于
Figure FDA0002842754830000041
12.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述跨导放大器在1kHz下的输入阻抗大于100MΩ。
13.根据权利要求12所述的集成电路，其中，在1kHz下的所述输入阻抗大于1GΩ。
14.一种麦克风组件，所述麦克风组件包括：
壳体；
MEMS换能器元件，所述MEMS换能器元件设置在所述壳体中，所述换能器元件被配置成在换能器输出端将声音转换成换能器信号电压；以及
集成电路，所述集成电路包括跨导放大器，所述跨导放大器包括：
联接至第一电流输送器的第一输入端和联接至第二电流输送器的第二输入端，以通过共享的参考电阻器将单端或差分换能器信号电压转换成表示所述换能器信号电压的中间信号电流；以及
第一输出电路和第二输出电路，所述第一输出电路和所述第二输出电路联接至所述共享的参考电阻器并被配置成将所述中间电流信号转换成通过第一输出端子和第二输出端子的对应差分输出电流信号，以驱动负载；
其中，所述跨导放大器的所述第一输入端和所述第二输入端中的至少一者联接至所述换能器输出端，以接收所述换能器信号电压。
15.根据权利要求14所述的麦克风组件，其中，所述集成电路还包括：
模数转换器，所述模数转换器包括第一输入节点和第二输入节点，所述模数转换器被配置成接收所述差分输出电流信号，并且对所述差分输出电流信号进行采样和量化，以生成对应数字换能器信号。
16.一种传感器系统，所述传感器系统包括：
壳体；
MEMS换能器元件，所述MEMS换能器元件设置在所述壳体中，所述换能器元件被配置成在换能器输出端将第一物理变量转换成换能器信号电压；
集成电路，所述集成电路包括跨导放大器，所述跨导放大器包括：
联接至第一电流输送器的第一输入端和联接至第二电流输送器的第二输入端，以通过共享的参考电阻器将单端或差分换能器信号电压转换成表示所述换能器信号电压的中间信号电流；以及
第一输出电路和第二输出电路，所述第一输出电路和所述第二输出电路联接至所述共享的参考电阻器并被配置成将所述中间电流信号转换成通过第一输出端子和第二输出端子的对应差分输出电流信号，以驱动负载；
模数转换器，所述模数转换器包括第一输入节点和第二输入节点，所述模数转换器被配置成接收所述差分输出电流信号，并且对所述差分输出电流信号进行采样和量化，以生成对应数字换能器信号；
其中，所述跨导放大器的所述第一输入端和所述第二输入端中的至少一者联接至所述换能器输出端，以接收所述换能器信号电压。
17.根据权利要求16所述的传感器系统，其中：
所述第一输出电路包括第一AB类输出级和第一输出偏置电路，所述第一输出偏置电路被配置成对通过所述第一AB类输出级的预定静态电流进行设置；并且
所述第二输出电路包括第二AB类输出级和第二输出偏置电路，所述第二输出偏置电路被配置成对通过所述第二AB类输出级的预定静态电流进行设置。
18.根据权利要求17所述的传感器系统，其中：
所述跨导放大器的所述第一AB类输出级包括串联连接在正直流电源电压与负直流电源电压之间的第一输出晶体管和第二输出晶体管，所述第一输出端子包括所述第一输出晶体管与所述第二输出晶体管之间的连接；并且
所述第二AB类输出级包括串联连接在所述正直流电源电压与所述负直流电源电压之间的第三输出晶体管和第四输出晶体管，所述第二输出端子包括所述第三输出晶体管与所述第二输出晶体管之间的连接。
19.根据权利要求16所述的传感器系统，其中：
所述第一电流输送器包括第一输入级，所述第一输入级被配置成将所述换能器信号电压的第一极性施加至所述共享的参考电阻器；并且
所述第二电流输送器包括第二输入级，所述第二输入级被配置成将所述换能器信号电压的第二极性施加至所述共享的参考电阻器，使得所述共享的参考电阻器确定所述第一输入级和所述第二输入级的中间跨导。
20.根据权利要求16所述的传感器系统，其中，所述模数转换器在1kHz下的有效输入阻抗小于1kΩ。
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