JP2007526712A - 入力信号に依存する信号状態 - Google Patents
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Abstract
回路は、センサ信号をデジタル処理するためにアナログ−デジタル変換器(33)を有する。センサ信号は、情報を表す信号成分(31)と、更なる信号成分(32)、例えばバイアス電流又は干渉とを有する。センサ信号をデジタル領域に変換する前に、入力信号は、入力信号の特性に依存して調整される。それに加えて、装置は、センサ信号を受信し、調整されたセンサ信号を出力する信号調整回路を有する。信号調整回路は、情報信号成分を高め、更なる信号成分を小さくする伝達関数を有するループフィルタ(23)を有するアナログフィードバックループ(25)を有する。これは、アナログ−デジタル変換器のダイナミックレンジ及び他の必要条件が低減されるという利点を有する。特に、回路は、携帯電話又は補聴器におけるエレクトレット・マイクロホンへ結合される。
Description
本発明は、情報を表す情報信号成分と、情報を表さない更なる信号成分とを有する、センサからのセンサ信号をデジタル処理する装置に関する。
本発明は、更に、センサ信号をデジタル処理する装置と、センサとしてのマイクロホンユニットとを有する、具体的には携帯電話又は補聴器であるところの音声装置に関する。
本発明は、デジタル信号処理の分野、具体的には、マイクロホンへのインターフェースを提供して、マイクロホンからの音声信号を処理することに関する。
文献US2002/0071578は、マイクロホン、即ち、情報を表す情報信号成分を有するセンサ信号を発生させるセンサに対する合成バイアスを有するアナログ−デジタル(A/D)変換器を開示する。更に、センサ信号は、情報を表さない更なる信号成分としてのDC電流を含む。特に、エレクトレット・マイクロホン及びシグマ・デルタA/D変換器の組合せが記述されている。A/D変換器出力は、エレクトレット・マイクロホンに含まれる接合FETにバイアス電流を供給するデジタルDCフィードバックループを有する。更に、AC信号用のフィードバックループが設けられる。フィードバックループからのデジタル信号は、DAC(デジタル−アナログ変換器)によりアナログ信号へ変換される。マイクロホンからの信号電流は、バイアス電流を供給するための更なる抵抗を必要とせずに、シグマ・デルタA/D変換器の入力積分器に直接的に入力される。しかし、フィードバックループは、複雑なデジタルフィルタリングを必要とする。更に、シグマ・デルタ出力は、基本的には単ビット出力であるが、フィルタ出力はマルチビット出力である。これは、更なる線形化回路を必要とする非線形性を引き起こしうる。特に、DACは、高い極めて線形である必要がある。従って、既知の回路は、複雑であり、集積時に比較的大きなチップ領域を必要とする。
米国特許出願US2002/0071578
本発明は、センサへ直接接合を提供すると同時に、それほど複雑でないセンサ信号をデジタル処理するための装置を提供することを目的とする。
上記目的のために、本発明の第1の態様に従って、前出の装置は、前記センサ信号を受信し、調整されたセンサ信号を出力するための信号調整回路と、処理されるべきデジタルセンサ信号へ前記調整されたセンサ信号を変換するためのアナログ−デジタル変換器とを有し、前記信号調整回路は、前記情報信号成分を高める第1の伝達関数成分と、前記更なる信号成分を小さくする第2の伝達関数成分とを有する伝達関数を有するループフィルタを有するアナログフィードバックループを有する。
当該手段は、センサ信号が調整回路によってアナログ領域で調整され、一方、アナログフィードバックループ内のループフィルタは、不要な信号成分を十分に小さくするよう配置されるという効果を有する。第2に、前記調整されたセンサ信号は、アナログからデジタルへ変換される。信号調整回路は、装置外部の付加的な構成要素を用いずにセンサとの直接的なインターフェースをもたらすために、例えばDCバイアス電流を供給するよう更なる信号成分を扱う。従って、有利に、調整回路は、デジタル処理から分離される。更に、分離された信号調整回路は、アナログ−デジタル変換器のダイナミックレンジ及び精度がそれほど重要ではなくなり、一方、回路の全体は、それほど複雑ではなくなり、集積化に必要なチップ表面の面積を小さくすることができるという利点を有する。
本発明は、また、以下の認識に基づく。デジタル信号処理の技術分野では、アナログセンサからの信号は、デジタル領域へ変換され、その後、演算処理、フィルタ処理、増幅等をなされる。具体的には、当業者は、アナログセンサ信号の発生後できるだけ早くアナログ領域からデジタル領域への遷移を実行するであろう。本発明者は、最初にアナログ領域においてセンサ信号を調整することによって、A/D変換器及び初期段階のデジタル信号処理の要求が極めて低減されると考えた。驚くほど、アナログ調整回路及びその後のそれほど複雑でないデジタル信号処理のための回路の総量は、特にチップでの集積時に、類似する性能レベルにある同程度のデジタルフロントエンド回路に比べて低い。
当該装置の実施例において、前記アナログフィードバックループは、前記センサ信号と前記ループフィルタの出力信号とを受信する加算素子を有する。これは、センサ信号内の不要な信号成分がループフィルタの出力信号内の信号成分によって補償されるという利点を有する。
当該装置の実施例において、前記第1の伝達関数成分は、前記情報信号成分としての第1の周波数帯域における帯域内信号成分を高めるよう配置され、前記第2の伝達関数成分は、前記更なる信号成分としての第2の周波数帯域における干渉信号成分を小さくするよう配置される。これは、干渉信号成分が帯域内信号成分に比して弱められるという利点を有する。
当該装置の実施例において、前記第1の伝達関数成分は、前記情報信号成分としてのAC信号成分を高めるよう配置され、前記第2の伝達関数成分は、前記更なる信号成分としてのDC信号成分を小さくするよう配置される。これは、DC信号成分がセンサにバイアスをかけるために必要に応じて供給され、一方、AC信号成分は増幅されるという利点を有する。
当該装置の実施例において、前記センサは、増幅素子を有するマイクロホンユニット、特に、電界効果増幅素子を有するエレクトレット・コンデンサ・マイクロホンであり、前記第2の伝達関数成分は、前記増幅素子へバイアス電流を供給することによって前記更なる信号成分を小さくするよう配置される。これは、マイクロホン信号が、バイアス電流を供給する間に高められるという利点を有する。
センサからのセンサ信号をデジタル処理する装置に係る前出の実施例はいずれも、前記センサとしてのマイクロホンユニットと共に、音声装置、特に携帯電話又は補聴器に含まれても良い。これは、デジタル信号処理回路がマイクロホンユニットと直接的に相互作用し、一方、アナログ−デジタル変換器の要求は低減されるという利点を有する。
更なる実施例は、従属請求項において与えられる。
本発明の上記及び他の態様について明らかにするよう、一例として以下で記述される実施例及び添付の図面を参照して更に説明する。
異なる図中の対応する要素は、同一の参照番号を有する。
図1は、エレクトレット・マイクロホンにバイアスをかけるための従来技術の回路の回路図を示す。例えば携帯電話及び補聴器といった音声入力を有する用途は、しばしばエレクトレット・コンデンサ・マイクロホンを使用する。筐体内にエレクトレット素子を有するJFET(接合電界トランジスタ)を有することは一般的であり、このような複合ユニットは、エレクトレット・マイクロホンと呼ばれる。JFETは、そのゲートをエレクトレットの端子の一方へ接続されており、そのソースをエレクトレットの他方の端子へ接続されている。更に、同じ筐体内に組み込まれたゲートバイアス抵抗は、エレクトレットに並列接続されている。JFETは、デプリーションFETである。これは、そのゲート−ソース間電圧VGSが0Vである場合に、FETには直流が流れることを意味する。エレクトレット及び半導体素子の異なる構成が用いられても良いことが知られる。例えば、エレクトレットは、FETのゲートとドレインとの間に接続される。
その近傍での空気圧の変動を表す出力信号を得るよう、エレクトレット及びJFETの組合せは、バイアス電流を必要とする。図は、このようなバイアス電流を、筐体内に置かれたエレクトレット1と、ゲートバイアス抵抗Rbiasと、JFET2とを有するマイクロホンユニット3へ供給するための一般的な回路を示す。回路は、電源MicBiasからバイアス電流を供給するための2つの外部抵抗R1及びR2と、例えば演算処理IC4のような後の回路の入力部へ信号を結合するための2つのキャパシタC1及びC2とを有する。
通常、DCバイアス電流は、実際のAC信号電流の大きさの約10〜50倍である。ゲートバイアス抵抗Rbiasは、そのゲート−ソース間電圧VGSが0Vであることを実現するように、JFET2のゲートにバイアスをかける。通常の用途では、JFET2及びエレクトレット・マイクロホン1の組合せは、300μAの電流を伝送する。この電流は、通常1〜2kΩの抵抗R1及びR2によって電圧に変換される。演算処理IC4は、Vin1及びVin2でACマイクロホン信号用の入力部を設け、ひいては、MicBiasと零供給端子VSSAとの間でバイアス電流を供給する。
2つのキャパシタC1及びC2により、マイクロホンの出力信号は、例えば、更なる処理のために音声信号をデジタル領域に変換するA/D変換器へ接続されうる。この回路は、4つの外部構成要素と、2つの信号ピンと、マイクロホン供給ピンとを必要とする。マイクロホン供給ピンでは、ノイズのない供給電圧が集積回路によって発生する。要するに、このバイアス方式は、4つの構成要素と3つのICピンとを使用する。
図2は、入力信号に依存する信号調整回路を示す。回路は、センサ信号21を受信し、調整されたセンサ信号22を出力部Yで出力するよう配置されている。調整されたセンサ信号は、デジタル信号処理装置(図示せず。)において処理されるべきデジタルセンサ信号へ調整されたセンサ信号を変換するために、その後のアナログ−デジタル変換器へ結合されるべきである。センサ信号は、情報を表す情報信号成分(A)と、情報を表さない更なる信号成分(B)、例えばバイアス電流とを有する。信号調整回路は、加算素子24を介してセンサ信号21へ結合されたループフィルタ23を有するアナログフィードバックループ25を有する。ループフィルタ23は、情報信号成分Aを高めるための第1の伝達関数成分と、更なる信号成分Bを小さくするための第2の伝達関数成分とを有する伝達関数を有する。入力信号成分A及びBは、例えば周波数及び振幅において、異なる仕様を有する。信号調整回路の伝達関数26は、
図3は、マイクロホン用の入力信号に依存する信号調整回路を示す。マイクロホン出力電流は、2つの成分、即ち、AC成分31及びDC成分32として解析される。図2の回路が適用され、調整された出力信号22が関数34によって与えられる。低周波(DC)に対しては高い利得を有し、AC信号(音声信号)に対しては低い利得を有するループフィルタ23の伝達関数H(w)に関して、出力35の応答関数iout,acが図4内に与えられている。信号調整回路の出力部でのDC成分は、H(w)の低周波利得によって減衰する。入力されたDC成分がAC入力信号よりも10倍大きく、H(w)が例えば1000のDC利得を有する場合には、出力されたDC成分は、AC電流よりも100倍小さくなりうる。
調整回路の後にはA/D変換器33(ADC)が続く。回路の意図は音声信号をデジタル領域に変換することであるから、DC成分はデジタル領域では必要とされない。従って、ADCのダイナミックレンジは、DC成分がAC信号の100分の1しかないので、AC信号の変換のためにほぼ完全に使用されうる。故に、ADCのダイナミックレンジの1/(1+0.01)×100%=99.009%は、有効な入力信号によって使用される。一方、マイクロホン信号を直接的に変換する回路では、これは、1/(1+10)×100%=9.09%であり、10倍大きいダイナミックレンジが、同じ分解能でAC信号を変換するために必要とされた。
図4は、ループフィルタの伝達関数を示す。伝達関数H(0)が曲線41によって示されている。なお、横軸は周波数を表し、縦軸は応答を表す。Iout,acと表示される、図3の調整回路の出力部35において結果として生ずる周波数応答は、第2の曲線(破線)42によって示される。
実施例において、調整回路の更なる利点は、以下の通りである。DCバイアス電流に関して、ループフィルタの伝達関数におけるDC成分が適用される。更に、低周波音の抑制は、ループフィルタの伝達関数において低域通過フィルタを含むことによって実現されても良い。例えば、音声信号帯域幅(所謂、帯域内信号)の外側にある50Hzの干渉は、信号調整回路によって減じられる。Hがf−3dBで0dBラインに交差する低域通過一次フィルタである場合に、AC信号は、例えばf−3dBにより図4中に示されるように、この周波数で−3dB程度を有しうる。例えばf−3dB=100Hzである場合には、50Hzは、この場合に6dBだけ減衰しうる。また、他の低周波干渉雑音も減衰しうる。これは、例えば、携帯電話が車のような騒がしい環境で使用される場合に有効となりうる。
図5は、調整回路の実施を示す。第1の増幅器51は、基準電圧Vrefへ結合された正の入力部を有する。基準電圧Vrefは、負の入力部へ結合された出力Vout1に対して適切な基準DCレベルを供給する。ループフィルタ52は、図3及び4により論じられたような低域通過関数を提供し、低域通過フィルタの出力は、例えば図1に示されたJFETを含むエレクトレット・マイクロホンユニットのような、マイクロホンユニット3の第1の端子へ第1の加算ノード65において結合された電流源53を制御する。第2の増幅器54は、基準電圧Vrefへ結合された負の入力部を有する。基準電圧Vrefは、正の入力部へ結合された出力Vout2に対して適切な基準DCレベルを供給する。ループフィルタ55は、図3及び4により論じられたような低域通過関数を提供し、低域通過フィルタの出力は、マイクロホンユニット3の第2の端子へ第2の加算ノード66で結合された電流源56を制御する。制御される両電流源53、56は、矢印60、63及び64によって示されたDCバイアス電流Imic,DCを供給する。マイクロホンユニット3からのAC電流は、矢印61によって示されるように、出力Vout1を発生させる第1の出力増幅器カスケード回路57と、出力Vout2を発生させる第2の出力増幅器カスケード回路58とへ結合されている。夫々のカスケードは、正の電流源、正の増幅FET、負の増幅FET及び負の電流源の直流回路を有する。Vout1及びVout2の両出力は、負荷59と、更には、ADC(図示せず。)とへ結合された差動出力信号を供給する。
2つの演算増幅器51、54は、DC出力電圧を基準電圧(例えば、供給電圧の半分の電圧)へと調整する。Hは低域通過ループフィルタ52、55として実施されるので、DC出力電圧のみが調整され、マイクロホンAC出力電流は、カスケード57、58に印加される。これは、フィルタがAC信号周波数を減衰させているためであり、制御される電流源53、56は、マイクロホンによって必要とされるDC成分と、干渉を低減する幾らかの低いAC周波数成分とのみを伝送する。より高い周波数(帯域内)でのAC電流は、負荷59で出力電圧へ変換される。これは、例えばA/D変換器による更なる信号処理のために使用される。
図5は平衡回路を提供することが知られる。代わりの実施例では、同様の素子が、シングルエンド構成において使用される。その場合には、単一のループ及びループ低域通過フィルタしか必要とされない。
本発明は、増幅半導体としてのFETに基づく実施例によって主に説明されてきたが、本発明は、如何なる形式のアナログ増幅素子を用いて実施されても良いことが知られる。更に、本明細書等において、語「有する」は、挙げられている以外の他の要素又はステップの存在を認めないわけではなく、その前に置かれた語「1つの」は、このような要素の複数個の存在を認めないわけではないこと、如何なる参照符号も請求項の適用範囲を限定しないこと、本発明はハードウェア及びソフトウェアの両方により実施されても良いこと、及び、幾つかの「手段」はハードウェアの同じ物品により表されても良いことが知られる。更に、本発明の適用範囲は、実施例には限定されず、本発明は、ありとあらゆる新規の特徴又は上述した特徴の組合せに存ずる。
Claims (7)
- 情報を表す情報信号成分と、情報を表さない更なる信号成分とを有する、センサからのセンサ信号をデジタル処理する装置であって、
前記センサ信号を受信し、調整されたセンサ信号を出力するための信号調整回路と、
処理されるべきデジタルセンサ信号へ前記調整されたセンサ信号を変換するためのアナログ−デジタル変換器とを有し、
前記信号調整回路は、前記情報信号成分を高める第1の伝達関数成分と、前記更なる信号成分を小さくする第2の伝達関数成分とを有する伝達関数を有するループフィルタを有するアナログフィードバックループを有することを特徴とする装置。 - 前記アナログフィードバックループは、前記センサ信号と前記ループフィルタの出力信号とを受信する加算素子を有することを特徴とする請求項1記載の装置。
- 前記第1の伝達関数成分は、前記情報信号成分としての第1の周波数帯域における帯域内信号成分を高めるよう配置され、
前記第2の伝達関数成分は、前記更なる信号成分としての第2の周波数帯域における干渉信号成分を小さくするよう配置されることを特徴とする請求項1記載の装置。 - 前記第1の伝達関数成分は、前記情報信号成分としてのAC信号成分を高めるよう配置され、
前記第2の伝達関数成分は、前記更なる信号成分としてのDC信号成分を小さくするよう配置されることを特徴とする請求項1記載の装置。 - 前記センサは、増幅素子を有するマイクロホンユニット、特に、電界効果増幅素子を有するエレクトレット・コンデンサ・マイクロホンであり、
前記第2の伝達関数成分は、前記増幅素子へバイアス電流を供給することによって前記更なる信号成分を小さくするよう配置されることを特徴とする請求項1記載の装置。 - 前記信号調整回路は、第1の加算素子へ結合された第1のループフィルタを有する、第1の出力からの第1のアナログフィードバックループと、第2の加算素子へ結合された第2のループフィルタを有する、第2の出力からの第2のアナログフィードバックループとを有し、
前記第1及び第2の出力は、差動出力信号を供給することを特徴とする請求項1記載の装置。 - 請求項1乃至6のうちいずれか一項記載のセンサからのセンサ信号をデジタル処理する装置と、前記センサとしてのマイクロホンユニットとを有する、具体的には携帯電話又は補聴器であるところの音声装置。
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