CN112104231A - 斜坡补偿电路、生成斜坡补偿电流的方法及转换器 - Google Patents

斜坡补偿电路、生成斜坡补偿电流的方法及转换器 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种斜坡补偿电路、生成斜坡补偿电流的方法及转换器，由于第一电流为固定电流，因此，可以在第一时段如占空比小于50％的时段，通过固定的较小斜率的斜坡补偿电流对DC‑DC转换器的电感电流进行补偿。由于第二电流随第一电容的电压或电流变化而变化，且第三电流是第二电流的镜像电流，因此，在采用第一电流和第三电流对第一电容进行充电的过程中，第二电流的斜率是逐渐增大的，从而使得斜坡补偿电流即第二电流的另一个镜像电流第四电流的斜率也是逐渐增大的，进而可以在第二时段如在占空比大于50％的时段，采用斜率逐渐增大的斜坡补偿电流对电感电流进行补偿，进而可以保证DC‑DC转换器的稳定输出。

Description

斜坡补偿电路、生成斜坡补偿电流的方法及转换器
技术领域
本发明涉及DC-DC转换器技术领域，更具体地说，涉及一种斜坡补偿电路、生成斜坡补偿电流的方法及转换器。
背景技术
在使用PWM(Pulse-Width Modulation，脉冲脉宽调制)电流模式控制DC-DC转换器时，会在电感电流上增加斜坡补偿电流，以避免定周期切换的功率开关管占空比大于50％时，DC-DC转换器控制环路产生次谐波震荡，影响DC-DC转换器的稳定输出。
在占空比大于50％时，增加的斜坡补偿电流的斜率必须大于电感电流在下降时斜率绝对值的50％，因此，若是采用固定斜率的斜波补偿电流，在占空比较小时，斜波补偿电流的值会远大于期望值，导致电感电流相对于斜坡补偿电流太小，进而导致DC-DC转换器的控制环路产生共振双极点，使得控制环路不稳定。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种斜坡补偿电路、生成斜坡补偿电流的方法及转换器，以解决DC-DC转换器的控制环路不稳定的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种斜坡补偿电路，包括补偿控制模块、第一电流产生模块、第一电容、第二电流产生模块；
所述补偿控制模块与所述第一电流产生模块的输入端和所述第二电流产生模块的输入端分别相连，所述第一电容的第一端与所述第一电流产生模块的输出端和所述第二电流产生模块的输出端相连，所述第一电容的第二端接地；
所述第一电流产生模块用于产生第一电流，所述第一电流为固定电流；
所述第二电流产生模块用于采样所述第一电容的电压或电流，将所述电压或电流转换为第二电流，并根据所述第二电流生成第三电流和第四电流，所述第二电流随所述第一电容的电压或电流变化而变化，所述第三电流和所述第四电流为所述第二电流的镜像电流，所述第四电流为斜坡补偿电流；
所述补偿控制模块用于在第一时段，控制所述第一电流产生模块向所述第一电容输出所述第一电流，以通过所述第一电流对所述第一电容充电，在第二时段，控制所述第一电流产生模块向所述第一电容输出所述第一电流、控制所述第二电流产生模块向所述第一电容输出所述第三电流，以通过所述第一电流和所述第三电流向所述第一电容充电，在第三时段，控制所述第一电流产生模块和所述第二电流产生模块停止向所述第一电容充电，以使所述第一电容放电。
可选地，所述补偿控制模块包括第一信号生成模块和第二信号生成模块；
所述第一信号生成模块用于根据时钟信号，生成第一控制信号；
所述第二信号生成模块用于根据所述时钟信号，生成第二控制信号，所述第二控制信号为占空比为50％的脉冲信号；
所述补偿控制模块通过向所述第一电流生成模块的输入端输入所述第一控制信号，控制所述第一电流生成模块在所述第一时段和所述第二时段向所述第一电容输出所述第一电流、在所述第三时段停止向所述第一电容输出电流；
所述补偿控制模块通过向所述第二电流生成模块的输入端输入所述第二控制信号，控制所述第二电流生成模块在所述第二时段向所述第一电容输出所述第三电流、在所述第一时段和所述第三时段停止向所述第一电容输出电流。
可选地，所述第一电流产生模块包括第一电流源、第一电阻、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管和第五晶体管；
所述第一电流源的输入端与参考电压端相连，所述第一电流源的输出端与所述第一晶体管的第一端相连，所述第一晶体管的第二端接地，所述第一晶体管的第一端与所述第一晶体管的控制端相连，所述第一电阻与所述第一电流源并联；
所述第一晶体管的控制端与所述第二晶体管的控制端相连，所述第二晶体管的第二端接地，所述第二晶体管的第一端与所述第三晶体管的第一端相连，所述第三晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第三晶体管的控制端与所述第四晶体管的控制端相连；
所述第四晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第四晶体管的第一端与所述第五晶体管的第一端相连，所述第五晶体管的第二端接地，所述第五晶体管的控制端与所述第一电流产生模块的输入端相连；
所述第五晶体管的第一端与所述第一电容的第一端相连，所述第五晶体管的第二端与所述第一电容的第二端相连，所述第五晶体管的第一端为所述第一电流产生模块的输出端。
可选地，所述第五晶体管为PMOS晶体管或NMOS晶体管；
若所述第五晶体管为PMOS晶体管，则所述第一时段和所述第二时段，所述第一控制信号为高电平，所述第三时段，所述第一控制信号为低电平；
若所述第五晶体管为NMOS晶体管，则所述第一时段和所述第二时段，所述第一控制信号为低电平，所述第三时段，所述第一控制信号为高电平。
可选地，所述第二电流产生模块包括第一误差放大器、第二电阻、第三电阻、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第九晶体管和第十晶体管；
所述第一误差放大器的第一输入端与所述第一电容的第一端相连，所述第一误差放大器的第二端与所述第二电阻的第一端相连，所述第二电阻的第二端接地；
所述第一误差放大器的输出端与所述第六晶体管的控制端相连，所述第六晶体管的第二端与所述第二电阻的第一端相连，所述第六晶体管的第一端与所述第七晶体管第一端相连，所述第七晶体管的第二端与参考电压端相连，所述第七晶体管的第一端和所述第七晶体管的控制端相连；
所述第八晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第八晶体管的第一端与所述第三电阻的第一端相连，所述第三电阻的第二端接地，所述第八晶体管的控制端与所述第七晶体管的控制端相连；
所述第九晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第九晶体管的控制端与所述第七晶体管的控制端相连，所述第九晶体管的第一端与所述第十晶体管的第二端相连，所述第十晶体管的第一端与所述第一电容的第一端相连，所述第十晶体管的控制端与所述第二电流产生模块的输入端相连，所述第十晶体管的第一端为所述第二电流产生模块的输出端。
可选地，所述第二电流产生模块包括第二电阻、第三电阻、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第九晶体管、第十晶体管和第十一晶体管；
所述第四晶体管的第一端通过所述第十一晶体管与所述第五晶体管的第一端相连，所述第十一晶体管的第二端与所述第五晶体管的第一端相连，所述第十一晶体管的第一端与所述第四晶体管的第一端相连，所述第十一晶体管的控制端与所述第六晶体管的控制端相连，所述第十一晶体管的第一端与所述第十一晶体管的控制端相连；
所述第六晶体管的第二端与所述第二电阻的第一端相连，所述第二电阻的第二端接地；所述第六晶体管的第一端与所述第七晶体管第一端相连，所述第七晶体管的第二端与参考电压端相连，所述第七晶体管的第一端和所述第七晶体管的控制端相连；
所述第八晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第八晶体管的第一端与所述第三电阻的第一端相连，所述第三电阻的第二端接地，所述第八晶体管的控制端与所述第七晶体管的控制端相连；
所述第九晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第九晶体管的控制端与所述第七晶体管的控制端相连，所述第九晶体管的第一端与所述第十晶体管的第二端相连，所述第十晶体管的第一端与所述第一电容的第一端相连，所述第十晶体管的控制端与所述第二电流产生模块的输入端相连。
可选地，所述第十晶体管为PMOS晶体管或NMOS晶体管；
若所述第十晶体管为PMOS晶体管，则所述第一时段和所述第三时段，所述第二控制信号为高电平，所述第二时段，所述第二控制信号为低电平；
若所述第十晶体管为NMOS晶体管，则所述第一时段和所述第三时段，所述第二控制信号为低电平，所述第二时段，所述第二控制信号为高电平。
一种生成斜坡补偿电流的方法，包括：
在第一时段，通过第一电流对第一电容进行充电，在第二时段，通过第一电流和第三电流对所述第一电容进行充电，在第三时段，对所述第一电容进行放电，所述第一电流为固定电流，所述第三电流为第二电流的镜像电流，所述第二电流随所述第一电容的电压变化而变化；以及
在所述第一时段、所述第二时段和所述第三时段，根据所述第二电流生成第四电流，所述第四电流为所述第二电流的镜像电流，所述第四电流为斜坡补偿电流。
可选地，还包括：
根据时钟信号生成第一控制信号，以通过所述第一控制信号控制第一电流生成模块在所述第一时段和所述第二时段向所述第一电容输出所述第一电流、在所述第三时段停止向所述第一电容输出电流；
根据所述时钟信号生成第二控制信号，所述第二控制信号为占空比为50％的脉冲信号，以通过所述第二控制信号控制第二电流生成模块在所述第二时段向所述第一电容输出所述第三电流、在所述第一时段和所述第三时段停止向所述第一电容输出电流。
可选地，所述第一时段，判断所述第一控制信号是否为高电平且所述第二控制信号是否为高电平，若是，通过第一电流对第一电容进行充电；
所述第二时段，判断所述第一控制信号是否为高电平且所述第二控制信号是否为低电平，若是，通过第一电流和第三电流对所述第一电容进行充电；
所述第三时段，判断所述第一控制信号是否为低电平且所述第二控制信号是否为高电平，若是，对所述第一电容进行放电；
或者，所述第一时段，判断所述第一控制信号是否为低电平且所述第二控制信号是否为低电平，若是，通过第一电流对第一电容进行充电；
所述第二时段，判断所述第一控制信号是否为低电平且所述第二控制信号是否为高电平，若是，通过第一电流和第三电流对所述第一电容进行充电；
所述第三时段，判断所述第一控制信号是否为高电平且所述第二控制信号是否为低电平，若是，对所述第一电容进行放电。
一种DC-DC转换器，包括转换电路和所述转换电路的控制环路，所述控制环路包括电感电流侦测电路、斜坡补偿电路、PWM控制模块和电压反馈电路；
所述电感电流侦测电路用于侦测所述转换电路中的电感电流；
所述斜坡补偿电路为如上任一项所述的斜坡补偿电路，用于生成斜坡补偿电流；
所述电压反馈电路用于将基于所述电感电流和所述斜坡补偿电流叠加后的电流生成的电压信号与PWM控制信号输入比较器进行比较，并将比较结果输出至所述PWM控制模块，以使所述PWM控制模块根据所述比较结果对所述转换电路进行控制；
其中，所述PWM控制信号是通过将所述转换电路的输出电压和参考电压输入到第二误差放大器中得到的。
可选地，所述电感电流侦测电路的输出端与所述斜坡补偿电路中第三电阻的第一端连接，所述电压反馈电路的第一输入端与所述第三电阻的第一端连接，用于接收基于所述电感电流和所述斜坡补偿电流叠加后的电流生成的电压信号。
与现有技术相比，本发明所提供的技术方案具有以下优点：
本发明所提供的斜坡补偿电路、生成斜坡补偿电流的方法及转换器，由于第一电流为固定电流，因此，可以在第一时段产生按照固定斜率增大的第二电流和第四电流即斜坡补偿电流，从而可以在第一时段如占空比小于50％的时段，通过固定的较小斜率的斜坡补偿电流对DC-DC转换器的电感电流进行补偿，避免补偿值远大于期望值导致的DC-DC转换器控制环路的不稳定的问题。由于第二电流随第一电容的电压或电流变化而变化，因此，在对第一电容进行充电的过程中，第二电流是逐渐增大的，由于第三电流是第二电流的镜像电流，即第三电流随第二电流增大而增大，因此，在采用第一电流和第三电流对第一电容进行充电的过程中，第一电容的电压或电流的斜率是逐渐增大的，即第二电流的斜率也是逐渐增大的，从而使得斜坡补偿电流即第二电流的另一个镜像电流第四电流的斜率也是逐渐增大的，进而可以在第二时段如在占空比大于50％的时段，采用斜率逐渐增大的斜坡补偿电流对电感电流进行补偿，进而可以最大程度地减小DC-DC转换器控制环路的次谐波震荡，保证DC-DC转换器的稳定输出。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为本发明一个实施例提供的一种斜坡补偿电路的结构示意图；
图2为本发明另一个实施例提供的一种斜坡补偿电路的结构示意图；
图3为本发明一个实施例提供的一种斜坡补偿电路中第一电流产生模块和第二电流产生模块的具体电路结构示意图；
图4为图3所示的斜坡补偿电路中一种第一控制信号IN1和第二控制信号IN2的时序图；
图5为本发明另一个实施例提供的一种斜坡补偿电路中第一电流产生模块和第二电流产生模块的具体电路结构示意图；
图6为本发明一个实施例提供的一种生成斜坡补偿电流的流程示意图；
图7为本发明一个实施例提供的DC-DC转换器的结构示意图；
图8为本发明一个实施例提供的斜坡补偿电路和电感电流侦测电路的连接关系示意图；
图9为本发明一个实施例提供的电感电流侦测电路的结构示意图。
具体实施方式
以上是本发明的核心思想，为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例提供了一种斜坡补偿电路，用于产生斜坡补偿信号，如图1所示，包括补偿控制模块1、第一电流产生模块2、第一电容C1、第二电流产生模块3。
其中，补偿控制模块1与第一电流产生模块2的输入端IN1、第二电流产生模块3的输入端IN2分别相连，第一电容C1的第一端与第一电流产生模块2的输出端OUT1和第二电流产生模块3的输出端OUT2相连，第一电容C1的第二端接地GND；
第一电流产生模块2用于产生第一电流I1，第一电流I1为固定电流；
第二电流产生模块3用于采样第一电容C1的电压或电流，将电压或电流转换为第二电流I2，并根据第二电流I2生成第三电流I3和第四电流I4，第二电流I2随第一电容C1的电压或电流变化而变化，第三电流I3和第四电流I4为第二电流I2的镜像电流，第四电流I4为斜坡补偿电流；
补偿控制模块1用于在第一时段，控制第一电流产生模块2向第一电容C1输出第一电流I1，以通过第一电流I1对第一电容C1充电；在第二时段，控制第一电流产生模块2向第一电容C1输出第一电流I1，及控制第二电流产生模块3向第一电容C1输出第三电流I3，以通过第一电流I1和第三电流I3向第一电容C1充电；在第三时段，控制第一电流产生模块2和第二电流产生模块3停止向第一电容C1充电，以使第一电容C1放电。
由于第一电流I1为固定电流，因此，可以在第一时段产生按照固定斜率增大的第二电流I2和第四电流I4即斜坡补偿电流，从而可以在第一时段如占空比小于50％的时段，通过固定的较小斜率的斜坡补偿电流I4对DC-DC转换器的电感电流进行补偿，避免补偿值远大于期望值导致的DC-DC转换器控制环路的不稳定的问题。由于第二电流I2随第一电容C1的电压或电流变化而变化，且第三电流I3为第二电流I2的镜像电流，因此，在第一电容C1充电的过程中第二电流I2、第三电流I3和第四电流I4是逐渐增大的，使得斜坡补偿电流即第四电流I4为斜率逐渐增大的电流，从而可以在第二时段如在占空比大于50％的时段，采用斜率逐渐增大的斜坡补偿电流即第四电流I4对电感电流进行补偿，使得斜坡补偿电流即第四电流I4的斜率随占空比的增加而增加，进而可以得到更精准的斜坡补偿电流信号，最大程度地减小DC-DC转换器控制环路的次谐波震荡，保证DC-DC转换器的稳定输出。
本发明实施例中，补偿控制模块1通过向第一电流产生模块2和第二电流产生模块3输入控制信号，来控制第一电流产生模块2和第二电流产生模块3对第一电容C1的充电。
本发明的一些实施例中，如图2所示，补偿控制模块1包括第一信号生成模块10和第二信号生成模块11。第一信号生成模块10和第二信号生成模块11的输入端与补偿控制模块1的输入端IN0相连，用于接收时钟信号。第一信号生成模块10的输出端与第一电流生成模块2的输入端IN1相连，第二信号生成模块11的输出端与第二电流生成模块3的输入端IN2相连。
其中，第一信号生成模块10用于根据输入端IN0输入的时钟信号，生成第一控制信号，并将第一控制信号传输至第一电流生成模块2。第一信号生成模块11用于根据输入端IN0输入的时钟信号，生成第二控制信号，并将第二控制信号传输至第二电流生成模块3，第二控制信号为占空比为50％的脉冲信号。
补偿控制模块1通过向第一电流生成模块2的输入端IN1输入第一控制信号，控制第一电流生成模块2在第一时段和第二时段向第一电容C1输出第一电流I1、在第三时段停止向第一电容C1输出电流。补偿控制模块1通过向第二电流生成模块3的输入端IN2输入第二控制信号，控制第二电流生成模块3在第二时段向第一电容C1输出第三电流I3、在第三时段停止向第一电容C1输出电流。
需要说明的是，本发明实施例中的时钟信号是斜坡补偿电路所应用于的DC-DC转换器中PWM控制模块的时钟信号，以使生成的第一控制信号和第二控制信号与DC-DC转换器中转换电路的控制信号同步，使得生成的斜坡补偿电流与侦测到的电感电流同步，从而便于斜坡补偿电流与电感电流叠加。
本发明一些实施例中，如图3所示，第一电流产生模块2包括第一电流源Ib1、第一电阻R1、第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3、第四晶体管M4和第五晶体管M5。
其中，第一电流源Ib1的输入端与参考电压端VIN相连，第一电流源Ib1的输出端与第一晶体管M1的第一端相连，第一晶体管M1的第二端接地GND，第一晶体管M1的第一端与第一晶体管M1的控制端相连，第一电阻R1与第一电流源Ib1并联；
第一晶体管M1的控制端与第二晶体管M2的控制端相连，第二晶体管M2的第二端接地GND，第二晶体管M2的第一端与第三晶体管M3的第一端相连，第三晶体管M3的第二端与参考电压端VIN相连，第三晶体管M3的控制端与第四晶体管M4的控制端相连；
第四晶体管M4的第二端与参考电压端VIN相连，第四晶体管M4的第一端与第五晶体管M5的第一端相连，第五晶体管M5的第二端接地GND，第五晶体管M5的控制端与第一电流产生模块2的输入端相连；
第五晶体管M5的第一端与第一电容C1的第一端相连，第五晶体管M5的第二端与第一电容C1的第二端相连，第五晶体管M5的第一端为第一电流产生模块2的输出端OUT1。
可选地，第五晶体管M5为PMOS晶体管或NMOS晶体管；若第五晶体管M5为PMOS晶体管，则第一时段和第二时段，第一控制信号为高电平，第三时段，第一控制信号为低电平；若第五晶体管M5为NMOS晶体管，则第一时段和第二时段，第一控制信号为低电平，第三时段，第一控制信号为高电平。
并且，若第五晶体管M5为PMOS晶体管，则优选地，第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3和第四晶体管M4都为PMOS晶体管；若第五晶体管M5为NMOS晶体管，则优选地，第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3和第四晶体管M4都为NMOS晶体管。当然，本发明并不仅限于此。
在上述任一实施例的基础上，如图3所示，第二电流产生模块3包括第一误差放大器EA、第二电阻R2、第三电阻R3、第六晶体管M6、第七晶体管M7、第八晶体管M8、第九晶体管M9和第十晶体管M10。
其中，第一误差放大器EA的第一输入端与第一电容C1的第一端相连，第一误差放大器EA的第二端与第二电阻R2的第一端相连，第二电阻R2的第二端接地GND；
第一误差放大器EA的输出端与第六晶体管M6的控制端相连，第六晶体管M6的第二端与第二电阻R2的第一端相连，第六晶体管M6的第一端与第七晶体管M7第一端相连，第七晶体管M7的第二端与参考电压端VIN相连，第七晶体管M7的第一端和第七晶体管M7的控制端相连；
第八晶体管M8的第二端与参考电压端VIN相连，第八晶体管M8的第一端与第三电阻R3的第一端相连，第三电阻R3的第二端接地GND，第八晶体管M8的控制端与第七晶体管M7的控制端相连；
第九晶体管M9的第二端与参考电压端VIN相连，第九晶体管M9的控制端与第七晶体管M7的控制端相连，第九晶体管M9的第一端与第十晶体管M10的第二端相连，第十晶体管M10的第一端与第一电容C1的第一端相连，第十晶体管M10的控制端与第二电流产生模块3的输入端IN2相连，第十晶体管M10的第一端为第二电流产生模块3的输出端OUT2。
其中，第十晶体管M10为PMOS晶体管或NMOS晶体管；若第十晶体管M10为PMOS晶体管，则第一时段和第三时段，第二控制信号为高电平，第二时段，第二控制信号为低电平；若第十晶体管M10为NMOS晶体管，则第一时段和第三时段，第二控制信号为低电平，第二时段，第二控制信号为高电平。
并且，若第十晶体管M10为PMOS晶体管，则优选地，第六晶体管M6、第七晶体管M7、第八晶体管M8和第九晶体管M9都为PMOS晶体管。若第十晶体管M10为NMOS晶体管，则优选地，第六晶体管M6、第七晶体管M7、第八晶体管M8和第九晶体管M9都为NMOS晶体管。当然，本发明并不仅限于此。
本发明一些实施例中，以第五晶体管M5为NMOS晶体管、第十晶体管M10为PMOS晶体管为例，第一控制信号IN1和第二控制信号IN2的时序图如图4所示，在第一时段T1，第一控制信号IN1为低电平、第二控制信号IN2为高电平，第五晶体管M5和第十晶体管M10都不导通，第一晶体管M1和第二晶体管M2构成的镜像电路将电流Ib2和Ib1的电流之和镜像成电流Ib3，第三晶体管M3和第四晶体管M4构成的镜像电路将电流Ib3镜像成第一电流I1，并输入到第一电容C1中，对第一电容C1进行充电。第一误差放大器EA采集第一电容C1的电压，其中第一误差放大器EA、一个第六晶体管M6与电阻R2构成一个电压-电流转换器，将第一电容C1上的电压Vramp转换到电阻R2上，从而得到一个转换出的第二电流I2，I2＝Vramp/R2，第八晶体管M8和第九晶体管M9构成的镜像电路将第二电流I2镜像成第四电流I4，第四电流I4即为生成的固定斜率的斜坡补偿电流。
在第二时段T2，第一控制信号IN1为低电平、第二控制信号IN2为低电平，第五晶体管M5不导通、第十晶体管M10导通，第七晶体管M7、第八晶体管M8和第九晶体管M9构成的镜像电路将第二电流I2镜像成第三电流I3和第四电流I4，并将第三电流I3输入至第一电容C1，对第一电容C1进行充电，此时，第一电流I1和第三电流I3同时对第一电容C1进行充电。由于第二电流I2随第一电容C1的电压或电流变化而变化，且第三电流I3是第二电流I2的镜像电流，因此，在采用第一电流I1和第三电流I3对第一电容C1进行充电的过程中，第一电容C1的电压或电流递增曲线的斜率是逐渐增大的，即第二电流I2的斜率是逐渐增大的，使得斜坡补偿电流即第二电流I2的另一个镜像电流第四电流I4的斜率是逐渐增大的。
在第三时段T3，第一控制信号IN1为高电平、第二控制信号IN2为高电平，第五晶体管M5导通、第十晶体管M10断开，第一电容C1不再充电，而是通过与第五晶体管M5构成的回路放电。
在占空比小于50％时，仅使用固定电流即第一电流I1对第一电容C1充电，得到一个固定斜率的斜坡电压Vramp和一个固定斜率的斜坡补偿电流I4。作为操作在50％占空比时的斜波补偿电流，I4的斜率为mc。
需要说明的是，本发明实施例中的斜坡补偿电路可以应用在DC-DC转换器中，该DC-DC转换器可以为升压转换器，也可以为降压转换器。以降压转换器为例，若参考电压VIN与DC-DC转换器的电感L不变，则：
Figure BDA0002690306000000151
Figure BDA0002690306000000152
其中，D表示占空比，mc(@50％)表示占空比为50％时斜坡补偿电流I4的斜率；
令Ib1＝VGS_M1/R1；而Ib2＝(VIN-VGS_M1)/R1；
Figure BDA0002690306000000153
Figure BDA0002690306000000154
Figure BDA0002690306000000155
利用上式可得到C1、R2与R1选取的标准。
当占空比大于50％，理想的斜坡补偿电流的斜率如下：
Figure BDA0002690306000000156
如图4所示，ts是一个切换周期的时间，mc随着时间t增加而增加。第十晶体管M10导通，使第三电流I3开始对第一电容C1充电，即在第一电流I1的充电电流外增加一个第三电流I3，所得到的斜坡补偿电流I4的斜率mc可以为两个电流所产生的斜率之和。
Figure BDA0002690306000000161
Figure BDA0002690306000000162
Figure BDA0002690306000000163
也就是说，当占空比D小于或等于50％时，
Figure BDA0002690306000000164
当占空比D大于50％时，
Figure BDA0002690306000000165
本发明的另一些实施例中，如图5所示，第二电流产生模块3包括第二电阻R2、第三电阻R3、第六晶体管M6、第七晶体管M7、第八晶体管M8、第九晶体管M9、第十晶体管M10和第十一晶体管M11。
其中，第四晶体管M4的第一端通过第十一晶体管M11与第五晶体管M5的第一端相连，第十一晶体管M11的第二端与第五晶体管M5的第一端相连，第十一晶体管M11的第一端与第四晶体管M4的第一端相连，第十一晶体管M11的控制端与第六晶体管M6的控制端相连，第十一晶体管M11的第一端与第十一晶体管M11的控制端相连；
第六晶体管M6的第二端与第二电阻R2的第一端相连，第二电阻R2的第二端接地GND；第六晶体管M6的第一端与第七晶体管M7的第一端相连，第七晶体管M7的第二端与参考电压端Vin相连，第七晶体管M7的第一端和第七晶体管M7的控制端相连；
第八晶体管M8的第二端与参考电压端VIN相连，第八晶体管M8的第一端与第三电阻R3的第一端相连，第三电阻R3的第二端接地，第八晶体管M8的控制端与第七晶体管M7的控制端相连；
第九晶体管M9的第二端与参考电压端VIN相连，第九晶体管M9的控制端与第七晶体管M7的控制端相连，第九晶体管M9的第一端与第十晶体管M10的第二端相连，第十晶体管M10的第一端与第一电容C1的第一端相连，第十晶体管M10的控制端与第二电流产生模块3的输入端相连。
同样，第十晶体管M10为PMOS晶体管或NMOS晶体管；若第十晶体管M10为PMOS晶体管，则第一时段和第三时段，第二控制信号为高电平，第二时段，第二控制信号为低电平；若第十晶体管M10为NMOS晶体管，则第一时段和第三时段，第二控制信号为低电平，第二时段，第二控制信号为高电平。
并且，若第十晶体管M10为PMOS晶体管，则优选地，第六晶体管M6、第七晶体管M7、第八晶体管M8和第九晶体管M9都为PMOS晶体管。若第十晶体管M10为NMOS晶体管，则优选地，第六晶体管M6、第七晶体管M7、第八晶体管M8和第九晶体管M9都为NMOS晶体管。
本发明一些实施例中，以第五晶体管M5为NMOS晶体管、第十晶体管M10为PMOS晶体管为例，第一控制信号IN1和第二控制信号IN2的时序图也如图4所示，不同之处在于，图5所示的结构中，不再采用第一误差放大器EA采集第一电容C1的电压，而是采用第十一晶体管M11和第六晶体管M6构成的镜像电路采集第一电容C1的电流，并根据第一电容C1的电流获得第二电流I2。
需要说明的是，本发明实施例中，构成镜像电路的晶体管之间的宽长比可以是1:1，也可以是1：M，M为大于1的自然数。M的具体数值可以根据实际需求进行设定。
本发明实施例还提供了一种生成斜坡补偿电流的方法，如图6所示，应用于如上任一实施例提供的斜坡补偿电路，该方法包括：
S101：在第一时段，通过第一电流对第一电容进行充电，在第二时段，通过第一电流和第三电流对第一电容进行充电，在第三时段，对第一电容进行放电，第一电流为固定电流，第三电流为第二电流的镜像电流，第二电流随第一电容的电压变化而变化；以及，
S102：在第一时段、第二时段和第三时段，根据第二电流生成第四电流，第四电流为第二电流的镜像电流，第四电流为斜坡补偿电流。
具体地，参考图4，在第一时段T1，斜坡补偿电流I4的斜率不变，在第二时段T2，斜坡补偿电流I4的斜率逐渐增大，在第三时段T3，斜坡补偿电流I4的斜率逐渐减小至0。
由于第一电流为固定电流，因此，可以在第一时段产生按照固定斜率增大的第二电流和第四电流即斜坡补偿电流，从而可以在第一时段如占空比小于50％的时段，通过固定的较小斜率的斜坡补偿电流对DC-DC转换器的电感电流进行补偿，避免补偿值远大于期望值导致的DC-DC转换器控制环路的不稳定的问题。
由于第二电流随第一电容的电压或电流变化而变化，因此，在第一电容充电的过程中，第二电流是逐渐增大的，由于第三电流是第二电流的镜像电流，即第三电流随第二电流增大而增大，因此，在采用第一电流和第三电流对第一电容进行充电的过程中，第一电容的电压或电流的斜率是逐渐增大的，即第二电流的斜率也是逐渐增大的，从而使得斜坡补偿电流即第二电流的另一个镜像电流第四电流的斜率也是逐渐增大的，进而可以在第二时段如在占空比大于50％的时段，采用斜率逐渐增大的斜坡补偿电流对电感电流进行补偿，进而可以最大程度地减小DC-DC转换器控制环路的次谐波震荡，保证DC-DC转换器的稳定输出。
本发明一些实施例中，生成斜坡补偿电流的方法还包括：
根据时钟信号生成第一控制信号，以通过第一控制信号控制第一电流生成模块在第一时段和第二时段向第一电容输出第一电流、在第三时段停止向第一电容输出电流；
根据时钟信号生成第二控制信号，第二控制信号为占空比为50％的脉冲信号，以通过第二控制信号控制第二电流生成模块在第二时段向第一电容输出第三电流、在第一时段和第三时段停止向第一电容输出电流。
也就是说，本发明实施例中可以根据时钟信号生成第一控制信号和第二控制信号，时钟信号可以是斜坡补偿电路所应用的DC-DC转换器中PWM控制模块的时钟信号，以使生成的第一控制信号和第二控制信号与DC-DC转换器中转换电路的控制信号同步，使得生成的斜坡补偿电流与侦测到的电感电流同步，从而便于斜坡补偿电流与电感电流叠加。
本发明的一些实施例中，第一时段，判断第一控制信号是否为高电平且第二控制信号是否为高电平，若是，通过第一电流对第一电容进行充电；第二时段，判断第一控制信号是否为高电平且第二控制信号是否为低电平，若是，通过第一电流和第三电流对第一电容进行充电；第三时段，判断第一控制信号是否为低电平且第二控制信号是否为高电平，若是，对第一电容进行放电；
参考图3和图4，以第五晶体管M5为NMOS晶体管、第十晶体管M10为PMOS晶体管为例，第一控制信号IN1和第二控制信号IN2的时序图如图4所示，在第一时段T1，第一控制信号IN1为低电平、第二控制信号IN2为高电平，第五晶体管M5和第十晶体管M10都不导通，第一晶体管M1和第二晶体管M2构成的镜像电路将电流Ib2和Ib1的电流之和镜像成电流Ib3，第三晶体管M3和第四晶体管M4构成的镜像电路将电流Ib3镜像成第一电流I1，并输入到第一电容C1中，对第一电容C1进行充电。第一误差放大器EA采集第一电容C1的电压，其中第一误差放大器EA、一个第六晶体管M6与电阻R2构成一个电压-电流转换器，将第一电容C1上的电压Vramp转换到电阻R2上，从而得到一个转换出的第二电流I2，I2＝Vramp/R2，第八晶体管M8和第九晶体管M9构成的镜像电路将第二电流I2镜像成第四电流I4，第四电流I4即为生成的固定斜率的斜坡补偿电流。
在第二时段T2，第一控制信号IN1为低电平、第二控制信号IN2为低电平，第五晶体管M5不导通、第十晶体管M10导通，第七晶体管M7、第八晶体管M8和第九晶体管M9构成的镜像电路将第二电流I2镜像成第三电流I3和第四电流I4，并将第三电流I3输入至第一电容C1，对第一电容C1进行充电，此时，第一电流I1和第三电流I3同时对第一电容C1进行充电。由于第二电流I2随第一电容C1的电压或电流变化而变化，且第三电流I3是第二电流I2的镜像电流，因此，在第一电容C1充电的过程中第二电流I2、第三电流I3和第四电流I4是逐渐增大的，使得斜坡补偿电流即第四电流I4为斜率逐渐增大的电流。
在第三时段T3，第一控制信号IN1为高电平、第二控制信号IN2为高电平，第五晶体管M5导通、第十晶体管M10断开，第一电容C1不再充电，而是通过与第五晶体管M5构成的回路放电。
当然，在本发明的另一些实施例中，以第五晶体管M5为PMOS晶体管、第十晶体管M10为NMOS晶体管为例，第一时段，判断第一控制信号是否为低电平且第二控制信号是否为低电平，若是，通过第一电流对第一电容进行充电；第二时段，判断第一控制信号是否为低电平且第二控制信号是否为高电平，若是，通过第一电流和第三电流对第一电容进行充电；第三时段，判断第一控制信号是否为高电平且第二控制信号是否为低电平，若是，对第一电容进行放电。具体过程与上相同，在此不再一一赘述。
本发明实施例还提供了一种DC-DC转换器，如图7所示，包括转换电路70和转换电路70的控制环路，控制环路包括电感电流侦测电路71、斜坡补偿电路72、PWM控制模块73和电压反馈电路74，其中，转换电路70包括第一开关管K1、第二开关管K2、电感L、第二电容C2和负载电阻RL，电感电流侦测电路71用于侦测转换电路70中电感L的电流；斜坡补偿电路72为如上任一实施例提供的斜坡补偿电路，用于生成斜坡补偿电流，电压反馈电路74用于将基于电感电流和斜坡补偿电流叠加后的电流生成的电压信号VCS，与PWM控制信号VKZ输入比较器AP进行比较，并将比较结果输出至PWM控制模块73，以使PWM控制模块73根据比较结果对转换电路70进行控制，例如控制开关管K1和K2的导通；其中，PWM控制信号VKZ是通过将转换电路70的输出电压VOUT和参考电压VREF输入到第二误差放大器EA2中得到的。
可选地，如图8所示，电感电流侦测电路71的输出端与斜坡补偿电路72中第三电阻R3的第一端连接，电压反馈电路74的第一输入端与第三电阻R3的第一端连接，用于接收基于电感电流IL和斜坡补偿电流I4叠加后的电流生成的电压信号VCS。也就是说，本发明的一些实施例中，可以通过令电感电流侦测电路71和斜坡补偿电路72共用第三电阻R3，来实现电感电流IL和斜坡补偿电流I4叠加后的电流信号到电压信号VCS的转变。
本发明的一些实施例中，如图9所示，电感电流侦测电路71包括晶体管M20至M28等，通过晶体管M20实现电感L的电流的采集，通过和晶体管M22和晶体管M21构成的镜像电路、晶体管M25和晶体管M26构成的镜像电路、以及晶体管M27和晶体管M28构成的镜像电路实现电感电流的传输，从而最终得到检测到的电感电流IL，进而可以将电感电流IL传输到第三电阻R3上与斜坡补偿电流I4进行叠加，以最终得到电压信号VCS。当然，本发明实施例中，仅以图9所示的结构为例进行说明，并不仅限于此。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (12)

1.一种斜坡补偿电路，其特征在于，包括补偿控制模块、第一电流产生模块、第一电容、第二电流产生模块；
所述补偿控制模块与所述第一电流产生模块的输入端和所述第二电流产生模块的输入端分别相连，所述第一电容的第一端与所述第一电流产生模块的输出端和所述第二电流产生模块的输出端相连，所述第一电容的第二端接地；
所述第一电流产生模块用于产生第一电流，所述第一电流为固定电流；
所述第二电流产生模块用于采样所述第一电容的电压或电流，将所述电压或电流转换为第二电流，并根据所述第二电流生成第三电流和第四电流，所述第二电流随所述第一电容的电压或电流变化而变化，所述第三电流和所述第四电流为所述第二电流的镜像电流，所述第四电流为斜坡补偿电流；
所述补偿控制模块用于在第一时段，控制所述第一电流产生模块向所述第一电容输出所述第一电流，以通过所述第一电流对所述第一电容充电，在第二时段，控制所述第一电流产生模块向所述第一电容输出所述第一电流、控制所述第二电流产生模块向所述第一电容输出所述第三电流，以通过所述第一电流和所述第三电流向所述第一电容充电，在第三时段，控制所述第一电流产生模块和所述第二电流产生模块停止向所述第一电容充电，以使所述第一电容放电。
2.根据权利要求1所述的斜坡补偿电路，其特征在于，所述补偿控制模块包括第一信号生成模块和第二信号生成模块；
所述第一信号生成模块用于根据时钟信号，生成第一控制信号；
所述第二信号生成模块用于根据所述时钟信号，生成第二控制信号，所述第二控制信号为占空比为50％的脉冲信号；
所述补偿控制模块通过向所述第一电流生成模块的输入端输入所述第一控制信号，控制所述第一电流生成模块在所述第一时段和所述第二时段向所述第一电容输出所述第一电流、在所述第三时段停止向所述第一电容输出电流；
所述补偿控制模块通过向所述第二电流生成模块的输入端输入所述第二控制信号，控制所述第二电流生成模块在所述第二时段向所述第一电容输出所述第三电流、在所述第一时段和所述第三时段停止向所述第一电容输出电流。
3.根据权利要求2所述的斜坡补偿电路，其特征在于，所述第一电流产生模块包括第一电流源、第一电阻、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管和第五晶体管；
所述第一电流源的输入端与参考电压端相连，所述第一电流源的输出端与所述第一晶体管的第一端相连，所述第一晶体管的第二端接地，所述第一晶体管的第一端与所述第一晶体管的控制端相连，所述第一电阻与所述第一电流源并联；
所述第一晶体管的控制端与所述第二晶体管的控制端相连，所述第二晶体管的第二端接地，所述第二晶体管的第一端与所述第三晶体管的第一端相连，所述第三晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第三晶体管的控制端与所述第四晶体管的控制端相连；
所述第四晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第四晶体管的第一端与所述第五晶体管的第一端相连，所述第五晶体管的第二端接地，所述第五晶体管的控制端与所述第一电流产生模块的输入端相连；
所述第五晶体管的第一端与所述第一电容的第一端相连，所述第五晶体管的第二端与所述第一电容的第二端相连，所述第五晶体管的第一端为所述第一电流产生模块的输出端。
4.根据权利要求3所述的斜坡补偿电路，其特征在于，所述第五晶体管为PMOS晶体管或NMOS晶体管；
若所述第五晶体管为PMOS晶体管，则所述第一时段和所述第二时段，所述第一控制信号为高电平，所述第三时段，所述第一控制信号为低电平；
若所述第五晶体管为NMOS晶体管，则所述第一时段和所述第二时段，所述第一控制信号为低电平，所述第三时段，所述第一控制信号为高电平。
5.根据权利要求2或3所述的斜坡补偿电路，其特征在于，所述第二电流产生模块包括第一误差放大器、第二电阻、第三电阻、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第九晶体管和第十晶体管；
所述第一误差放大器的第一输入端与所述第一电容的第一端相连，所述第一误差放大器的第二端与所述第二电阻的第一端相连，所述第二电阻的第二端接地；
所述第一误差放大器的输出端与所述第六晶体管的控制端相连，所述第六晶体管的第二端与所述第二电阻的第一端相连，所述第六晶体管的第一端与所述第七晶体管第一端相连，所述第七晶体管的第二端与参考电压端相连，所述第七晶体管的第一端和所述第七晶体管的控制端相连；
所述第八晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第八晶体管的第一端与所述第三电阻的第一端相连，所述第三电阻的第二端接地，所述第八晶体管的控制端与所述第七晶体管的控制端相连；
所述第九晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第九晶体管的控制端与所述第七晶体管的控制端相连，所述第九晶体管的第一端与所述第十晶体管的第二端相连，所述第十晶体管的第一端与所述第一电容的第一端相连，所述第十晶体管的控制端与所述第二电流产生模块的输入端相连，所述第十晶体管的第一端为所述第二电流产生模块的输出端。
6.根据权利要求3所述的斜坡补偿电路，其特征在于，所述第二电流产生模块包括第二电阻、第三电阻、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第九晶体管、第十晶体管和第十一晶体管；
所述第四晶体管的第一端通过所述第十一晶体管与所述第五晶体管的第一端相连，所述第十一晶体管的第二端与所述第五晶体管的第一端相连，所述第十一晶体管的第一端与所述第四晶体管的第一端相连，所述第十一晶体管的控制端与所述第六晶体管的控制端相连，所述第十一晶体管的第一端与所述第十一晶体管的控制端相连；
所述第六晶体管的第二端与所述第二电阻的第一端相连，所述第二电阻的第二端接地；所述第六晶体管的第一端与所述第七晶体管第一端相连，所述第七晶体管的第二端与参考电压端相连，所述第七晶体管的第一端和所述第七晶体管的控制端相连；
所述第八晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第八晶体管的第一端与所述第三电阻的第一端相连，所述第三电阻的第二端接地，所述第八晶体管的控制端与所述第七晶体管的控制端相连；
所述第九晶体管的第二端与所述参考电压端相连，所述第九晶体管的控制端与所述第七晶体管的控制端相连，所述第九晶体管的第一端与所述第十晶体管的第二端相连，所述第十晶体管的第一端与所述第一电容的第一端相连，所述第十晶体管的控制端与所述第二电流产生模块的输入端相连。
7.根据权利要求5或6所述的斜坡补偿电路，其特征在于，所述第十晶体管为PMOS晶体管或NMOS晶体管；
若所述第十晶体管为PMOS晶体管，则所述第一时段和所述第三时段，所述第二控制信号为高电平，所述第二时段，所述第二控制信号为低电平；
若所述第十晶体管为NMOS晶体管，则所述第一时段和所述第三时段，所述第二控制信号为低电平，所述第二时段，所述第二控制信号为高电平。
8.一种生成斜坡补偿电流的方法，其特征在于，包括：
在第一时段，通过第一电流对第一电容进行充电，在第二时段，通过第一电流和第三电流对所述第一电容进行充电，在第三时段，对所述第一电容进行放电，所述第一电流为固定电流，所述第三电流为第二电流的镜像电流，所述第二电流随所述第一电容的电压变化而变化；以及
在所述第一时段、所述第二时段和所述第三时段，根据所述第二电流生成第四电流，所述第四电流为所述第二电流的镜像电流，所述第四电流为斜坡补偿电流。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，还包括：
根据时钟信号生成第一控制信号，以通过所述第一控制信号控制第一电流生成模块在所述第一时段和所述第二时段向所述第一电容输出所述第一电流、在所述第三时段停止向所述第一电容输出电流；
根据所述时钟信号生成第二控制信号，所述第二控制信号为占空比为50％的脉冲信号，以通过所述第二控制信号控制第二电流生成模块在所述第二时段向所述第一电容输出所述第三电流、在所述第一时段和所述第三时段停止向所述第一电容输出电流。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述第一时段，判断所述第一控制信号是否为高电平且所述第二控制信号是否为高电平，若是，通过第一电流对第一电容进行充电；
所述第二时段，判断所述第一控制信号是否为高电平且所述第二控制信号是否为低电平，若是，通过第一电流和第三电流对所述第一电容进行充电；
所述第三时段，判断所述第一控制信号是否为低电平且所述第二控制信号是否为高电平，若是，对所述第一电容进行放电；
或者，所述第一时段，判断所述第一控制信号是否为低电平且所述第二控制信号是否为低电平，若是，通过第一电流对第一电容进行充电；
所述第二时段，判断所述第一控制信号是否为低电平且所述第二控制信号是否为高电平，若是，通过第一电流和第三电流对所述第一电容进行充电；
所述第三时段，判断所述第一控制信号是否为高电平且所述第二控制信号是否为低电平，若是，对所述第一电容进行放电。
11.一种DC-DC转换器，其特征在于，包括转换电路和所述转换电路的控制环路，所述控制环路包括电感电流侦测电路、斜坡补偿电路、PWM控制模块和电压反馈电路；
所述电感电流侦测电路用于侦测所述转换电路中的电感电流；
所述斜坡补偿电路为权利要求1～7任一项所述的斜坡补偿电路，用于生成斜坡补偿电流；
所述电压反馈电路用于将基于所述电感电流和所述斜坡补偿电流叠加后的电流生成的电压信号与PWM控制信号输入比较器进行比较，并将比较结果输出至所述PWM控制模块，以使所述PWM控制模块根据所述比较结果对所述转换电路进行控制；
其中，所述PWM控制信号是通过将所述转换电路的输出电压和参考电压输入到第二误差放大器中得到的。
12.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述电感电流侦测电路的输出端与所述斜坡补偿电路中第三电阻的第一端连接，所述电压反馈电路的第一输入端与所述第三电阻的第一端连接，用于接收基于所述电感电流和所述斜坡补偿电流叠加后的电流生成的电压信号。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115149777A (zh) * 2022-09-01 2022-10-04 苏州贝克微电子股份有限公司 一种随电路状态调节的斜坡补偿电路
CN115173685A (zh) * 2022-09-08 2022-10-11 苏州贝克微电子股份有限公司 一种高稳定性的电路
CN117783648A (zh) * 2024-02-26 2024-03-29 珠海电科星拓科技有限公司 一种基于斜率补偿的过零检测电路

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090206815A1 (en) * 2008-02-20 2009-08-20 Advanced Analog Technology, Inc. Slope rate compensation circuit, method thereof and pulse width modulation boost converter circuit
CN101674069A (zh) * 2009-10-14 2010-03-17 美芯晟科技（北京）有限公司 斜坡产生电路
CN104184306A (zh) * 2014-08-29 2014-12-03 杭州士兰微电子股份有限公司 开关电源的ocp补偿电路及方法
CN106787626A (zh) * 2017-01-11 2017-05-31 北京集创北方科技股份有限公司 斜坡补偿电路及功率变换装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090206815A1 (en) * 2008-02-20 2009-08-20 Advanced Analog Technology, Inc. Slope rate compensation circuit, method thereof and pulse width modulation boost converter circuit
TW200937164A (en) * 2008-02-20 2009-09-01 Advanced Analog Technology Inc Slope compensation circuit, method thereof and pulse width modulation boost circuit
CN101674069A (zh) * 2009-10-14 2010-03-17 美芯晟科技（北京）有限公司 斜坡产生电路
CN104184306A (zh) * 2014-08-29 2014-12-03 杭州士兰微电子股份有限公司 开关电源的ocp补偿电路及方法
CN106787626A (zh) * 2017-01-11 2017-05-31 北京集创北方科技股份有限公司 斜坡补偿电路及功率变换装置

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115149777A (zh) * 2022-09-01 2022-10-04 苏州贝克微电子股份有限公司 一种随电路状态调节的斜坡补偿电路
CN115149777B (zh) * 2022-09-01 2022-12-06 苏州贝克微电子股份有限公司 一种随电路状态调节的斜坡补偿电路
CN115173685A (zh) * 2022-09-08 2022-10-11 苏州贝克微电子股份有限公司 一种高稳定性的电路
CN115173685B (zh) * 2022-09-08 2022-12-09 苏州贝克微电子股份有限公司 一种高稳定性的电路
CN117783648A (zh) * 2024-02-26 2024-03-29 珠海电科星拓科技有限公司 一种基于斜率补偿的过零检测电路

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